JPWO2020158040A1

JPWO2020158040A1 - 衛星送信機および中継衛星通信システム

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Publication number: JPWO2020158040A1
Application number: JP2020569359A
Authority: JP
Inventors: 仁深尾野; 藤村　明憲; 明憲藤村; 輝巳須永
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2019-01-31
Filing date: 2019-09-20
Publication date: 2021-10-07
Anticipated expiration: 2039-09-20
Also published as: EP3920428A1; WO2020158040A1; EP3920428A4; US20220085875A1; US11764868B2; JP7098002B2

Abstract

衛星送信機は、Ｋ個の送信アンテナ素子と、Ｋ個のデジタル信号のそれぞれについて周波数軸上で合波した後、時間領域のデジタル信号に変換する合波部と、デジタル−アナログ変換器と、Ｋ個のデジタル信号のそれぞれに関するＰＡＰＲを算出するＰＡＰＲ算出部と、Ｋ個のＰＡＰＲに基づき、送信アンテナ素子のピーク電力を抑圧するビーム間相対位相を算出するビーム間相対位相算出部と、ビーム間相対位相とビーム形成用励振係数とに基づいて、Ｋ個の更新後の励振係数を演算する励振係数演算部と、受信した中継信号に対して周波数領域でＫ個の更新後の励振係数をそれぞれ乗算することで、合波部に出力するための周波数領域のデジタル信号を生成する励振係数乗算部とを備える。

Description

この発明は、送信アンテナ素子のピーク電力の抑圧を図る衛星送信機および中継衛星通信システムに関する。

通信容量の増大に伴い、通信トラフィックの制御を柔軟に行う衛星通信システムが要求されている。通信トラフィックの最適化としては、エリアフレキシビリティの制御として、複数のアンテナの励振係数、すなわち、振幅および位相、を制御することで、送信ビームおよび受信ビームを形成するビームフォーミングネットワーク（ＢＦＮ）がある。

ビームフォーミングの方式としては、マイクロ波の移相器を用いるマイクロ波ビームフォーミング（ＭＢＦ）、およびデジタル信号処理により励振係数の制御を行うデジタルビームフォーミング（ＤＢＦ）がある。デジタルビームフォーミングは、マイクロ波ビームフォーミングに比べてビームを集積可能なことから、ビーム数の増大が望める。

例えば、デジタルビームフォーミングの方式として、受信ビームを周波数分割した後、ディジタルビーム形成器にて各ビームに対して重み付け係数を用いた積和演算を行い、ビーム形成する中継装置に関する技術がある（例えば、特許文献１参照）。

特許文献１に係る中継装置の構成では、入力信号のない周波数においてＤＢＦ演算を行わないことで、デジタル処理における電力消費が下げられている。さらに、特許文献１に係る中継装置で用いられているデジタルビームフォーミングの方式は、送信ビームにもそのまま適用でき、送信機においても、同様の効果が望める。

特許文献１に係る従来の中継装置は、上述した構成をとることにより、変調方式を問わずに、ビームに対応した励振係数を各ビームの帯域ごとに各素子に設定することで、ビーム形成する機能を有する。また、特許文献１に係る従来の中継装置は、ビームの占有帯域が変化した場合にも、柔軟にビーム形成が可能である。

また、マルチキャリア信号の送受方法に関して、多数のサブキャリアを同時に送信する場合には、それらのサブキャリアの位相関係により、送信信号の振幅が大きく変動することが知られている。

通常、送信機には、送信電力を増幅させる増幅器が設けられている。しかしながら、振幅の変動が大きい場合には、増幅器における非線形領域を用いることによる非線形歪みを避けるために、バックオフマージンを大きくとる必要がある。これにより、増幅器の使用可能なダイナミックレンジが抑圧されてしまう。

このような問題が発生する、振幅が大きく変動する変調方法としては、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−ｄｉｖｉｓｉｏｎｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）が挙げられる。本変調方式では、送信機に対して、ピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ：ＰｅａｋｔｏＡｖｅｒａｇｅＰｏｗｅｒＲａｔｉｏ）を下げる方法が、従来技術として考えられている。

ＯＦＤＭ送信器におけるＰＡＰＲ抑圧方法としては、クリッピング法、フィルタリング法、ＰＴＳ（ＰａｒｔｉａｌＴｒａｓｍｉｔＳｅｑｕｅｎｃｅ）法などがある。ここで、ＰＴＳ法は、送信信号のひずみを生じさせずにピーク抑圧できるという点で、有利な方式とされている（例えば、非特許文献１参照）。

ＰＴＳ法は、マルチキャリアを周波数領域でいくつかのクラスタに分割した上で、分割したマルチキャリアをＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ：高速逆フーリエ変換）により周波数領域から時間領域に直している。さらに、ＰＴＳ法では、時間領域でクラスタ間に適切な位相をつけた上で、クラスタを合波することにより、ＰＡＰＲの抑圧ができる。ＰＴＳ法では、このクラスタ間につけた位相を、受信機側と共有しておくことで、復調時にマルチキャリア全体を復元できる。

特開２０１１−１３０３６７号公報

Ｌ．Ｊ．ＣｉｍｉｎｉａｎｄＮ．Ｒ．Ｓｏｌｌｅｎｂｅｒｇｅｒ，「Ｐｅａｋ−ｔｏ−ＡｖｅｒａｇｅｐｏｗｅｒｒａｔｉｏｒｅｄｕｃｔｉｏｎｏｆａｎＯＦＤＭｓｉｇｎａｌｕｓｉｎｇｐａｒｔｉａｌｔｒａｎｓｍｉｔｓｅｑｕｅｎｃｅｓ」，ＩＥＥＥＣｏｍｍｕｎ．Ｌｅｔｔ，ｖｏｌ．４，ｎｏ．３，ｐｐ．８６−８８，Ｍａｒｃｈ，２０００

しかしながら、従来技術は、以下のような課題を有する。
特許文献１に係る従来の中継装置において、励振係数は、各素子および各ビームに対して独立に設定できる。各素子に乗算する励振係数が制御されることで、送信アンテナアレーから出射される合成波面の位相が制御され、ビームが形成される。

すなわち、特許文献１に係る従来の中継装置では、変調方式を問わずにビームに対応した励振係数をビームの帯域ごとに各素子に設定することで、ビーム形成を行うことができる。しかしながら、特定の素子に着目したときには、特許文献１に係る従来の中継装置では、異なるビームを形成する全帯域の信号が同一の素子を通過することとなり、マルチキャリアの送信機と同様に、ＰＡＰＲが増大する。よって、送信増幅器のバックオフマージンを大きくとる必要がある。このため、特許文献１に係る従来の中継装置は、送信電力が制限されてしまうという課題があった。

また、非特許文献１に記載されたようなＰＴＳ法では、マルチキャリアを単一の受信機で復調する際に、ＰＡＰＲの抑圧のためにクラスタ間に付与した位相制御情報を、送信機側から受信機側へ、他の方法により共有する必要があるという課題があった。

本発明は、前記のような課題を解決するためになされたものであり、送信電力の制限が抑制され、かつ、送信機側と受信機側との間で位相制御情報を共有する必要がない衛星送信機および中継衛星通信システムを得ることを目的とする。

本発明に係る衛星送信機は、Ｋ個のアナログ信号のそれぞれに基づいて、地上の１以上の任意の地点に互いに周波数が異なる送信ビームを放射するＫ個の送信アンテナ素子と、周波数ごとに分波されている周波数領域のデジタル信号を送信アンテナ素子の素子数に対応したＫ個として入力し、Ｋ個のデジタル信号のそれぞれについて周波数軸上で合波した後、時間領域のデジタル信号に変換する合波部と、Ｋ個のデジタル信号のそれぞれをアナログ信号に変換するデジタル−アナログ変換器と、送信ビームを形成するためのＫ個の励振係数をビーム形成用励振係数として保存する記憶装置と、合波部で変換されたＫ個のデジタル信号のそれぞれに関するピーク対平均電力比をＰＡＰＲとして算出するＰＡＰＲ算出部と、Ｋ個のＰＡＰＲに基づき、送信アンテナ素子のピーク電力を抑圧するビーム間相対位相を算出するビーム間相対位相算出部と、ビーム間相対位相とビーム形成用励振係数とに基づいて、Ｋ個の更新後の励振係数を演算する励振係数演算部と、受信した中継信号に対して周波数領域でＫ個の更新後の励振係数をそれぞれ乗算することで、合波部に出力するための周波数領域のデジタル信号を生成する励振係数乗算部とを備えるものである。

また、本発明に係る衛星送信機は、Ｋ個のアナログ信号のそれぞれに基づいて、地上の空間的に異なるＭ地点に送信ビームを放射するＫ個の送信アンテナ素子と、周波数ごとに分波されている周波数領域のデジタル信号を送信アンテナ素子の素子数に対応したＫ個として入力し、Ｋ個のデジタル信号のそれぞれについて周波数軸上で合波した後、時間領域のデジタル信号に変換する合波部と、Ｋ個のデジタル信号のそれぞれをアナログ信号に変換するデジタル−アナログ変換器と、送信ビームを形成するためのＫ個の励振係数をビーム形成用励振係数として保存する記憶装置と、合波部で変換されたＫ個のデジタル信号のそれぞれに関するピーク対平均電力比を、ＰＡＰＲとして算出するＰＡＰＲ算出部と、Ｋ個のＰＡＰＲに基づき、送信アンテナ素子のピーク電力を抑圧するビーム間相対位相を算出するビーム間相対位相算出部と、ビーム間相対位相とビーム形成用励振係数とに基づいて、Ｋ個の更新後の励振係数を演算する励振係数演算部と、受信した中継信号に対して周波数領域でＫ個の更新後の励振係数をそれぞれ乗算することで、合波部に出力するための周波数領域のデジタル信号を生成する励振係数乗算部とを備え、記憶装置、励振係数演算部、および励振係数乗算部を有して構成されるＤＢＦ送信部がＭ個設けられており、中継信号は、個別のＭ個の中継信号として構成され、Ｍ個のＤＢＦ送信部は、個別のＭ個の中継信号のそれぞれに基づいて、周波数領域のデジタル信号をＭ個出力し、合波部は、Ｍ個の周波数領域のデジタル信号を周波数ごとに合算することで合算後のＫ個のデジタル信号を生成し、合算後のＫ個のデジタル信号のそれぞれについて周波数軸上で合波した後、時間領域のデジタル信号に変換し、ビーム間相対位相算出部は、算出したビーム間相対位相をＭ個のＤＢＦ送信部のそれぞれに対して出力するものである。

また、本発明に係る中継衛星通信システムは、地上に設けられた地上ゲートウェイ局、通信制御局、および地上衛星管制局と、衛星受信機および衛星送信機を有する衛星中継器とを備えて構成された中継衛星通信システムであって、通信制御局は、中継信号を生成し、生成した中継信号に対して衛星送信機に設けられている送信アンテナ素子の各素子の時間領域のデジタル信号のそれぞれに関するピーク対平均電力比をＰＡＰＲとして算出し、ＰＡＰＲに基づき、送信アンテナ素子のピーク電力を抑圧するビーム間相対位相を算出し、ビーム間相対位相に基づいて衛星送信機から放射される送信ビームのビーム形成用励振係数を決定し、ビーム間相対位相とビーム形成用励振係数とに基づいてビーム形成用励振係数を更新することで、更新後の励振係数を演算し、地上ゲートウェイ局は、通信制御局で生成された中継信号を衛星受信機の送信し、地上衛星管制局は、通信制御局で生成された更新後の励振係数を衛星送信機に送信し、衛星受信機は、地上ゲートウェイ局から受信した中継信号から、周波数ごとに分波された周波数領域のデジタル信号を生成し、衛星送信機は、Ｋ個のアナログ信号のそれぞれに基づいて、地上の１以上の任意の地点に互いに周波数が異なる送信ビームを放射するＫ個の送信アンテナ素子と、更新後の周波数領域のデジタル信号を送信アンテナ素子の素子数に対応したＫ個として入力し、Ｋ個のデジタル信号のそれぞれについて周波数軸上で合波した後、時間領域のデジタル信号に変換する合波部と、Ｋ個のデジタル信号のそれぞれをアナログ信号に変換するデジタル−アナログ変換器と、地上衛星管制局から更新後の励振係数を受信し、衛星受信機で生成された周波数領域のデジタル信号に対して周波数領域で更新後の励振係数を乗算することで、合波部に出力するための更新後の周波数領域のデジタル信号を生成する励振係数乗算部とを有するものである。

本発明によれば、ＰＡＰＲの算出結果に基づいて送信アンテナ素子のピーク電力を抑圧するビーム間相対位相を算出し、算出したビーム間相対位相を用いて励振係数を更新する構成を備えている。この結果、送信電力の制限が抑制され、かつ、送信機側と受信機側との間で位相制御情報を共有する必要がない衛星送信機および中継衛星通信システムを得ることができる。

本発明の実施の形態１に係る衛星送信機の内部構成を示した図である。本発明の実施の形態１に係る衛星送信機に入力される中継信号の概要図である。本発明の実施の形態１に係る衛星送信機に対して、衛星受信機から中継信号が入力される第１の構成例を示した図である。本発明の実施の形態１に係る衛星送信機に対して、衛星受信機から中継信号が入力される第２の構成例を示した図である。本発明の実施の形態１に係るスイッチの機能を説明するための概念図である。本発明の実施の形態１において、ＰＡＰＲ算出部およびビーム間相対位相算出部において実行される一連処理を示したフローチャートである。本発明の実施の形態１において、ＰＡＰＲ算出部に入力される実時間信号の概要を示した図である。本発明の実施の形態２に係る衛星送信機の内部構成を示した図である。本発明の実施の形態２に係る衛星送信機に入力される中継信号の概要図である。本発明の実施の形態３に係る衛星中継器を含む中継衛星通信システムの構成例を示す図である。本発明の実施の形態３に係る通信制御局の概要図である。

以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための形態について、添付の図面に従って説明する。

実施の形態１．
＜構成＞
図１は、本発明の実施の形態１に係る衛星送信機の内部構成を示した図である。図１に示した本実施の形態１に係る衛星送信機は、１以上の地点ｍに対して、通信信号としての送信ビーム１６ａ〜１６ｄを同時に送信することを目的とする。ここで、ｍは、Ｍを１以上の整数としたときに、ｍ＝１〜Ｍとして表わされる。

各送信ビーム１６ａ〜１６ｄは、以下のことを意味している。
送信ビーム１６ａ：地点１への送信ビーム
送信ビーム１６ｂ：地点２への送信ビーム
送信ビーム１６ｃ：地点ｍへの送信ビーム
送信ビーム１６ｄ：地点Ｍへの送信ビーム

衛星送信機１は、ＤＢＦ送信部２、合波部１２ａ〜１２ｄ、デジタル−アナログ変換器（以下、ＤＡＣと記載する）１３ａ〜１３ｄ、増幅器１４ａ〜１４ｄ、送信アンテナ素子１５ａ〜１５ｄ、ＰＡＰＲ算出部１８、およびビーム間相対位相算出部１９を備えて構成されている。また、ＤＢＦ送信部２は、励振係数乗算部１１ａ〜１１ｄ、記憶装置１７、および励振係数演算部２０を備えて構成されている。

ＤＢＦ送信部２内の励振係数乗算部１１ａ〜１１ｄのそれぞれは、受信した中継信号５１に対して、周波数領域で励振係数を乗算する。合波部１２ａ〜１２ｄは、励振係数が乗算された後、周波数ごとに分波されている中継信号を、時間領域の信号に合波する。

ＤＡＣ１３ａ〜１３ｄは、合波部１２ａ〜１２ｄにより合波された後の中継信号を、デジタル信号からアナログ信号に変換する。増幅器１４ａ〜１４ｄは、ＤＡＣ１３ａ〜１３ｄによりアナログ信号に変換された後の中継信号を増幅する。送信アンテナ素子１５ａ〜１５ｄは、素子数Ｋとして構成されている。ここで、Ｋは、１以上の整数である。そして、送信アンテナ素子１５ａ〜１５ｄは、増幅器１４ａ〜１４ｄにより増幅された中継信号を、電波として空間に放射する。

ＰＡＰＲ算出部１８は、合波部１２ａ〜１２ｄにより合波されたそれぞれの中継信号のピーク対平均電力比であるＰＡＰＲを算出する。ビーム間相対位相算出部１９は、ＰＡＰＲ算出部１８により算出されたＰＡＰＲに関する情報を元に、ビーム間の相対位相を決定する。

ＤＢＦ送信部２内の記憶装置１７は、ビーム形成を行うために使用される励振係数を保存するメモリである。また、ＤＢＦ送信部２内の励振係数演算部２０は、ビーム間相対位相算出部によって決定されたビーム間の位相情報と、記憶装置１７に記憶されているビーム形成用の励振係数から、更新後の励振係数を算出する。そして、励振係数乗算部１１ａ〜１１ｄのそれぞれは、励振係数演算部２０によって更新された励振係数を用いて、中継信号５１に対して乗算処理を行うこととなる。

図１の構成を備えることで、本実施の形態１に係る衛星送信機１は、増幅器１４ａ〜１４ｄに入力される信号のＰＡＰＲを抑圧し、増幅器１４ａ〜１４ｄのバックオフを低減することで、送信ビーム１６ａ〜１６ｄの出力を向上させる機能を有する。

＜動作＞
次に、本実施の形態１に係る衛星送信機１の具体的な動作について説明する。具体的な動作に関しては、以下の条件下で説明する。
・衛星送信機１から同時に通信信号を送信する地点を、１〜ＭのＭ個とする。
・送信アンテナ素子１５ａ〜１５ｄの数を、１〜ＫのＫ個とする。
・衛星送信機１から通信信号として出力された送信ビーム１６ａ〜１６ｄについて、地点ｍに対して送信するビームの中心周波数はｆｍ、帯域はΔｆｍとする。
・衛星送信機１から出力された通信信号を受信する地点１〜地点Ｍは、Ｍ個の送信ビーム１６ａ〜１６ｄによる放射パターンでカバーされる、地上の任意の点とする。

図２は、本発明の実施の形態１に係る衛星送信機１に入力される中継信号５１の概要図である。中継信号５１は、デジタル信号であり、総帯域Δｆの信号が帯域Δｆｃｈの分解能で分波された信号である。ここで、最小の分解能である帯域Δｆｃｈをサブチャネルと呼ぶ。各サブチャネルは、振幅と位相のデジタル値をもつ。以下の説明では、サブチャネル数は、Ｎチャネルとする。ここで、Ｎは、１以上の整数である。

また、総計Ｍ個の送信ビーム１６ａ〜１６ｄとして送信される中継信号が、図２に示すように、帯域分割されて総帯域Δｆの中に含まれているものとする。図２においては、各ビームに対応した帯域が、ビーム番号順に、サブチャネルを占有している場合を例示している。しかしながら、各ビームに対応した帯域は、図２に示すような順でなくてもよい。また、全ビームの帯域の合計は、総帯域Δｆ以下であればよく、完全に総帯域Δｆを占有していなくてもよい。

また、図１において、ＤＢＦ送信部２は１つである場合を示しており、この場合においては、Ｍ個の送信ビーム１６ａ〜１６ｄのそれぞれは、同一のサブチャネルを共有しないものとする。すなわち、ビーム間では周波数は必ず異なっているものとする。

中継信号５１をベクトルＸとして記述すると、下式（１）のようになる。

上式（１）に示したように、ｎ＝０〜Ｎ−１とした場合に、Ｘｎは、サブチャネルｎの複素振幅である。ビームｍに属するサブチャネルｎの複素振幅をＸｎ、ｍで表す。また、ビームｍを構成するサブチャネルの複素振幅の組に相当するクラスタを、ベクトルｘｍで表す。

図３は、本発明の実施の形態１に係る衛星送信機１に対して、衛星受信機３１から中継信号５１が入力される第１の構成例を示した図である。具体的には、図３は、地上ゲートウェイ局５２から送信された中継信号５３に基づいて、衛星受信機３１によって生成された中継信号５１が、衛星送信機１に対して入力される構成を示している。

地上ゲートウェイ局５２は、衛星送信機１によってＭ地点に送信したいデータを、上式（１）のように総帯域Δｆ内のＭ個のクラスタに割当て、実時間データとして衛星受信機３１に送信する。

衛星受信機３１は、受信アンテナ４５、ＡＤＣ４３、および分波部４２を備えて構成されている。ＡＤＣ４３は、受信アンテナ４５を介して受信した中継信号５３を、アナログ−デジタル変換（ＡｎａｌｏｇＤｉｇｉｔａｌＣｏｎｖｅｒｔ：ＡＤＣ）することにより、実時間のデジタル信号を生成する。

分波部４２は、デジタル変換された実時間のデジタル信号を、周波数領域のサブチャネルである帯域Δｆｃｈに分波することで、中継信号５１を生成する。分波されることで生成された中継信号５１は、上式（１）のように表すことができる。

地上衛星管制局５４は、中継信号５１の送信ビーム形成に関連するビーム形成用励振係数の情報を、コマンド信号５５として衛星送信機１に対して送信する。これに対して、衛星送信機１は、コマンド受信アンテナ５６によって受信したコマンド信号を、記憶装置１７に記憶させる。

このような構成により、送信ビームの設定に必要な中継信号５１およびビーム形成用励振係数は、地上から制御される。なお、ビーム形成用励振係数の詳細については、後述する。

次に、図４は、本発明の実施の形態１に係る衛星送信機１に対して、衛星受信機３１から中継信号５１が入力される第２の構成例を示した図である。具体的には、図４は、複数の地上局から送信されたビームを受信ビーム４６Ａ〜４６Ｄとして受信することで衛星受信機３１によって生成された中継信号５１が、衛星送信機１に入力される構成を示している。

図４に示す衛星中継器２００は、衛星受信機３１、スイッチ４８、衛星送信機１、コマンド受信アンテナ５６、および衛星制御ユニット６０を備えて構成されている。

衛星受信機３１は、ＤＢＦ受信部３２、分波部４２Ａ〜４２Ｄ、アナログ−デジタルコンバータ（以下、ＡＤＣと記載する）４３Ａ〜４３Ｄ、増幅器４４Ａ〜４４Ｄ、受信アンテナ素子４５Ａ〜４５Ｄ、およびベクトル合成器４７を備えて構成されている。また、ＤＢＦ受信部３２は、励振係数乗算部４１Ａ〜４１Ｄ、および記憶装置４９を備えて構成されている。

図４に示す衛星中継器２００は、地点１’〜Ｍ’のＭ’個の地点からの通信信号である受信ビーム４６Ａ〜４６Ｄを同時に受信する。衛星中継器２００は、各通信信号の入れ替え、帯域の合成・分離を行う。衛星中継器２００は、その後、新たなビームであるＭ個の送信ビーム１６ａ〜１６ｄを形成し、形成したＭ個の送信ビーム１６ａ〜１６ｄを地上の新たな地点１〜地点Ｍの受信者へ送信することを目的とする。

図４に基づく衛星受信機３１の具体的な動作に関しては、以下の条件下で説明する。
・複数の地上局に対して、衛星中継器２００がそれぞれ個別のＤＢＦによる受信ビームを形成する。
・送信ビームと同様に、通信信号である受信ビーム４６Ａ〜４６Ｄについて、地点ｍ’から送信されるビームの中心周波数はｆｍ’、帯域はΔｆｍ’とする。
・地上送信局がある地点１’〜地点Ｍ’は、Ｍ’個の受信ビーム４６Ａ〜４６Ｄによる放射パターンでカバーされる、地上の任意の点とする。
・衛星受信機３１は、素子数Ｋ’個の受信アンテナ素子４５Ａ〜４５Ｄを有しており、受信アンテナ素子４５Ａ〜４５Ｄにより受信ビームを形成する。
・形成される受信ビームの総帯域は、送信ビームの総帯域Δｆに収まっているものとする。

増幅器４４Ａ〜４４Ｄは、受信アンテナ素子４５Ａ〜４５Ｄにより受信されたそれぞれの信号を増幅する。ＡＤＣ４３Ａ〜４３Ｄは、増幅器４４Ａ〜４４Ｄにより増幅されたそれぞれのアナログ信号を、実時間のデジタル信号に変換する。

分波部４２Ａ〜４２Ｄは、デジタル変換された実時間のデジタル信号を、周波数領域における帯域Δｆｃｈのサブチャネルに分波する。ＤＢＦ受信部３２内の励振係数乗算部４１Ａ〜４１Ｄは、分波部４２Ａ〜４２Ｄによって分波された信号に対して、記憶装置４９に記憶された受信ビーム形成用の励振係数を乗算する。

ベクトル合成器４７は、励振係数乗算部４１Ａ〜４１Ｄにより乗算された信号を、それぞれのサブチャネルごとにベクトル合成する。これにより、受信ビーム方向の信号が復元される。

次に、衛星受信機３１と衛星送信機１との間に設けられたスイッチ４８の動作について説明する。図５は、本発明の実施の形態１に係るスイッチ４８の機能を説明するための概念図である。スイッチ４８は、サブチャネルごとに分波された信号をサブチャネル間で入れ替える機能を持つ。

従って、スイッチ４８の働きにより、受信ビームと送信ビームとの間でサブチャネルの入替を行うことができる。スイッチ４８によるサブチャネルの入替機能により、中継信号５１が形成され、形成された中継信号５１は、衛星送信機１に出力される。

図５においては、受信ビームと送信ビームは、帯域の変更がなく、１対１の対応となっている場合を例示している。しかしながら、スイッチ４８は、受信ビームと送信ビームとの間で、サブチャネルを最小可変帯域として、帯域を変えることができる。さらに、スイッチ４８は、帯域の分割と合成を行うこともできる。

次に、図４に戻り、衛星送信機１側の説明を行う。ＤＢＦ送信部２内の励振係数乗算部１１ａ〜１１ｄのそれぞれは、中継信号５１を素子ｋ＝１〜Ｋに分波した後の信号に対して、励振係数を乗算して、ビームを形成する。励振係数乗算部１１ａ〜１１ｄで乗算する励振係数は、サブチャネルごとの複素振幅である。励振係数は、下式（２）のように表される。

上式（２）において、Ａｋｎおよびθｋｎは、それぞれ以下の内容を示している。
Ａｋｎ：素子ｋのサブチャネルｎに対する励振係数の振幅
θｋｎ：素子ｋのサブチャネルｎに対する励振係数の位相

励振係数乗算部１１ａ〜１１ｄの出力として、素子ｋに対する励振係数乗算後の複素振幅は、下式（３）のようになる。

上式（３）中に示された記号○は、ベクトルのアダマール積を表す。この複素振幅ベクトルの素子ｋに対する和が、結果的に空間的なビーム形状を決定する。

励振係数演算部２０は、励振係数乗算部１１ａ〜１１ｄに励振係数を出力する。励振係数演算部２０では、下式（４）に示すような励振係数の位相の演算が行われる。

上式（４）において、φ^k _n、mは、ビーム形成を行うための位相でサブチャネルｎのビームｍを形成する素子ｋの励振係数位相を表す。φ^k _n、mは、ビーム形成情報として記憶装置１７から励振係数演算部２０に与えられる。励振係数の振幅Ａ^k _0、mと合わせて、ビーム形成用の励振係数は、下式（５）のように表される。

ここで、ビームｍを構成するサブチャネルの励振係数の組であるクラスタを、ベクトルＡ^k _mで表す。

このビーム形成用の励振係数は、地上衛星管制局５４から設定する方法が考えられる。具体的には、図３および図４に示したように、地上衛星管制局５４からコマンドを衛星中継器２００に送信することで、衛星受信機３１内の記憶装置４９、および衛星送信機１内の記憶装置１７のそれぞれに対して、ビーム形成用の励振係数を設定することができる。

図４の例では、地上衛星管制局５４から送信されたコマンドは、衛星中継器２００に設けられたコマンド受信アンテナ５６により受信された後、記憶装置４９および記憶装置１７の各々に、ビーム形成用の励振係数として格納される。この時、図４に示したように、衛星制御ユニット６０を介して、送信用の励振係数と受信用の励振係数を各々適切に振り分けて、衛星送信機１と衛星受信機３１に設定するような機能を設けてもよい。

また、上式（４）におけるψｍは、ビーム間相対位相であり、ビーム間相対位相算出部１９から励振係数演算部２０に与えられる。

ビーム間相対位相ψｍは、ビーム１とビームｍとの相対位相である。よって、ビーム間相対位相ψｍは、同一ビームのサブチャネル間では同一値であり、また、同一サブチャネルの素子間に対しても同一値をとる。

以上をまとめると、励振係数演算部２０から励振係数乗算部１１ａ〜１１ｄに出力される素子ｋの励振係数Ａ^kは、下式（６）のように表すことができる。

ここで、上式（５）と上式（６）を比較すると、式（６）ではビーム間相対位相ψｍが余剰位相として付加されている。しかしながら、同一サブチャネルについて、素子間の位相差の変化はない。また、同一ビームを形成するサブチャネル間での位相差も変化はない。よって、形成されるビームは、上式（５）と上式（６）とで同一である。

励振係数乗算部１１ａ〜１１ｄから出力された中継信号は、合波部１２ａ〜１２ｄに入力される。合波部１２ａ〜１２ｄは、励振係数乗算部１１ａ〜１１ｄの出力信号を周波数軸上で合波し、実時間のデジタル信号に変換する機能を有する。すなわち、合波部１２ａ〜１２ｄは、帯域Δｆｃｈの分解能によるスペクトルデータを、高速逆フーリエ変換することにより、実時間のデジタル信号に変換する。

合波部１２ａ〜１２ｄから出力される実時間のデジタル信号は、ＤＡＣ１３ａ〜１３ｄに入力される。ＤＡＣ１３ａ〜１３ｄは、実時間のデジタル信号をＤＡ変換する。これにより、ＤＡＣ１３ａ〜１３ｄの出力は、実時間のアナログ信号に変換される。

ＤＡＣ１３ａ〜１３ｄの出力は、増幅器１４ａ〜１４ｄに入力される。増幅器１４ａ〜１４ｄは、ＤＡＣ１３ａ〜１３ｄから出力された実時間のアナログ信号を増幅する機能を有す。衛星中継器２００においては、例えば、ＴＷＴＡ（ＴｒａｖｅｌｉｎｇＷａｖｅＴｕｂｅＡｍｐｌｉｆｉｅｒ）が、増幅器１４ａ〜１４ｄとして用いられる。

増幅器１４ａ〜１４ｄには非線形特性領域が存在し、この領域で生じる非線形歪みを避けるため、増幅器１４ａ〜１４ｄにはバックオフが設けられる。ＰＡＰＲの抑圧ができれば、このようなバックオフの量を小さくでき、増幅器から出力される電力の向上につながる。

増幅器１４ａ〜１４ｄの出力は、Ｋ個の素子＃１〜素子＃Ｋとして構成される送信アンテナ素子１５ａ〜１５ｄにより空間に放出され、空間的に送信ビーム１６ａ〜１６ｄが形成される。

本実施の形態１に係る衛星送信機１では、中継信号５１を地上へ送信する機能とは別に、合波部１２ａ〜１２ｄから出力される実時間データの電力の一部が取り出され、取り出された電力がＰＡＰＲ算出部１８に入力する。ＰＡＰＲ算出部１８は、各素子の実時間のデジタル信号の平均電力およびピーク電力を、特定時間ごとに算出する。これにより、ＰＡＰＲ算出部１８は、各素子のＰＡＰＲを算出し、比較する。

ビーム間相対位相算出部１９は、ＰＡＰＲ算出部１８で算出された各素子のＰＡＰＲに関する情報を元に、上式（４）のビーム間相対位相ψｍを算出する。ビーム間相対位相算出部１９によって算出されたビーム間相対位相ψｍは、励振係数演算部２０に出力される。また、ビーム間相対位相算出部１９は、必要に応じて、ＰＡＰＲ算出部１８にＰＡＰＲ計測の更新を指示する。

図６は、本発明の実施の形態１において、ＰＡＰＲ算出部１８およびビーム間相対位相算出部１９において実行される一連処理を示したフローチャートである。まず、ステップＳ１０１において、合波部１２ａ〜１２ｄの出力データの一部がＰＡＰＲ算出部１８に入力され、一連動作が開始される。

図７は、本発明の実施の形態１において、ＰＡＰＲ算出部１８に入力される実時間信号の概要を示した図である。ＰＡＰＲ算出部１８は、この図７の波形に基づいて、ステップＳ１０２以降の処理を行うこととなる。

次に、ステップＳ１０２において、ＰＡＰＲ算出部１８は、時間ｔ_meaで実時間信号を平均化しながら、全素子の平均パワーｐ_aveを計測する。次に、ステップＳ１０３において、ＰＡＰＲ算出部１８は、平均パワーＰ_aveが最も大きい素子をｋ_maxとして選択する。

次に、ステップＳ１０４において、ＰＡＰＲ算出部１８は、選択した素子ｋ_maxについて、時間ｔ_mea内の平均パワーｐ_aveを計測する。続いて、ステップＳ１０５において、ＰＡＰＲ算出部１８は、素子ｋ_maxの平均パワーｐ_aveと特定のパワー閾値ｐ^tot _threとの比較を行う。

この閾値ｐ^tot _threとしては、例えば増幅器のバックオフ１０ｄＢ程度が想定される。すなわち、平均パワーｐ_aveが増幅器の非線形領域から十分低い場合には、ＰＡＰＲを抑圧する必要がない。このため、平均パワーｐ_aveが閾値ｐ^tot _thre以下の場合には、ステップＳ１０６以降のＰＡＰＲ抑圧用の位相を計算するループを行う必要がなく、処理は、ステップＳ１０２に戻る。

一方、平均パワーｐ_aveが閾値ｐ^tot _threよりも大きい場合には、処理は、ステップＳ１０６以降に進む。そして、ステップＳ１０６において、ＰＡＰＲ算出部１８は、選択した素子ｋ_maxについて、時間ｔ_mea内のピークパワーＰ_peakを計測する。

次に、ステップＳ１０７において、ＰＡＰＲ算出部１８は、ステップＳ１０４で計測した平均パワーｐ_aveと、ステップＳ１０６で計測したピークパワーＰ_peakとに基づいて、素子ｋ_maxのＰＡＰＲをＰＡＰＲ（ｑ）として算出する。

続いて、ステップＳ１２０において、ビーム間相対位相算出部１９は、ビーム間相対位相ψｍ（ｍ＝１〜Ｍ）を設定し、設定結果を励振係数演算部２０に出力する。このステップＳ１２０は、ステップＳ１０８〜ステップＳ１１０により構成されている。ステップＳ１２０において、ビーム間相対位相ψｍは、あらかじめいくつかの系列データとして保存されたものの中から選択して読み出されることとする。

具体的には、ステップＳ１０８において、ビーム間相対位相算出部１９は、ビーム間相対位相ψ１〜ビーム間相対位相ψｍを、あらかじめ複数の系列データとして保存しておく。

次に、ステップＳ１０９において、ビーム間相対位相算出部１９は、ＰＡＰＲ算出部１８により算出されたＰＡＰＲ（ｑ）に基づいて、系列データの中から１つのビーム間相対位相ψ１〜ビーム間相対位相ψＭを選択する選択処理を実行する。さらに、ステップＳ１１０において、ビーム間相対位相算出部１９は、選択したビーム間相対位相ψ１〜ビーム間相対位相ψＭを励振係数演算部２０に対して出力する。

送信ビームで送信する情報、トラフィック等は、時々刻々と変化することが考えられ、常に適切なビーム間相対位相を求めることは困難である。そこで、ステップＳ１２０に示したように、本実施の形態１に係る衛星受信機１は、複数の系列データとしてビーム間相対位相を用意しておき、系列データ単位で各励振係数を変更して確認する更新処理を行っている。この結果、不適切であれば別の系列データを選択して各励振係数を更新することで、より適切な励振係数が逐次算出されることとなる。

励振係数演算部２０は、ステップＳ１２０においてビーム間相対位相算出部１９により選択されたビーム間相対位相ψ１〜ビーム間相対位相ψＭを受信した場合には、受信結果に基づいて新たな励振係数を更新後の励振係数として演算する。そして、励振係数演算部２０は、新たに演算した更新後の励振係数を励振係数乗算部１１ａ〜１１ｄに出力する。

励振係数乗算部１１ａ〜１１ｄに与えられる励振係数が更新されることで、励振係数乗算部１１ａ〜１１ｄから出力される中継信号、および合波部１２ａ〜１２ｄによって得られる実時間のデジタル信号も更新される。そこで、ステップＳ１１１において、ＰＡＰＲ算出部１８は、改めて平均パワーｐ_aveおよびピークパワーＰ_peakを計測する。

次に、ステップＳ１１２において、ＰＡＰＲ算出部１８は、ステップＳ１１１の計測結果を元に、素子ｋ_maxのＰＡＰＲをＰＡＰＲ（ｑ’）として再度算出する。さらに、ステップＳ１１３において、ＰＡＰＲ算出部１８は、ＰＡＰＲ（ｑ）とＰＡＰＲ（ｑ’）とを比較する。ここで、ＰＡＰＲ（ｑ）は更新前ＰＡＰＲに相当し、ＰＡＰＲ（ｑ’）は更新後ＰＡＰＲに相当する。

この時、ビーム間相対位相ψｍを設定する前のＰＡＰＲであるＰＡＰＲ（ｑ）が、ビーム間相対位相ψｍを設定した後のＰＡＰＲであるＰＡＰＲ（ｑ’）以下の場合には、設定したビーム間相対位相ψｍがＰＡＰＲ抑圧に適さなかったこととなる。そこで、この場合には、処理は、ステップＳ１２０に戻り、新しいビーム間相対位相ψｍの設定が行われる。

一方、ＰＡＰＲ（ｑ）＞ＰＡＰＲ（ｑ’）が成立する場合、すなわち、ＰＡＰＲがビーム間相対位相ψｍの選択によって小さくなった場合には、処理は、ステップＳ１１４に進む。そして、ステップＳ１１４において、ＰＡＰＲ算出部１８は、ｑの値をｑ’に更新する。すなわち、ＰＡＰＲ（ｑ）を更新後ＰＡＰＲに相当するＰＡＰＲ（ｑ’）に更新する。

その後、ステップＳ１１５において、ＰＡＰＲ算出部１８は、再度時間ｔ_mea内の平均パワーＰ’_aveを計測する。次に、ステップＳ１１６において、ＰＡＰＲ算出部１８は、ステップＳ１０４で計測した素子ｋ_maxの平均パワーＰ_aveと、ステップＳ１１５で計測した素子ｋ_maxの平均パワーＰ’_aveとの差分の絶対値が、閾値Ｐ_threを超えているか否かを判定する。ここで、閾値Ｐ_threは、ある特定のパワー差の閾値としてあらかじめ設定された値である。

もし、この差分の絶対値が閾値Ｐ_threを超えていない場合には、処理は、ステップＳ１１１に戻り、ビーム間相対位相の最適化が続行される。一方で、この差分の絶対値が閾値を超えている場合には、衛星送信機１へ入力される中継信号５１のチャネル設定、ビーム設定、およびトラフィック量のすくなくともいずれかが変化したとみなすことができる。

この場合、各素子から送信される電力も変化が発生するため、ｋ_maxの選択を再度行うこととなる。すなわち、この場合には、処理は、ステップＳ１０２に戻り、再度、平均パワー最大の素子が選択し直されることとなる。このような一連操作を逐次実行することにより、ビーム間相対位相ψｍの更新処理が実行され、ＰＡＰＲの抑圧が行われる。

図６および図７に示した時間ｔ_meaについては、中継信号５１の帯域に対して十分長いことが望ましい。また、図６のステップＳ１１６で示した閾値Ｐ_threについては、中継信号５１の変調方式および帯域に応じて、適切に選択する必要がある。なお、時間ｔ_meaおよび閾値Ｐ_threは、設定情報として地上からコマンドとして送付して変更してもよいし、衛星中継器２００の内部であらかじめ決定しておいてもよい。

また、図６に示したフローチャートにおいては、ビーム間相対位相ψ１〜ビーム間相対位相ψＭの系列データをあらかじめ複数種類保持しておき、その中から１つの系列データを逐次選択することで、最適な系列データを探索する場合について説明した。しかしながら、あらかじめ設定された複数の系列データの中から１つの系列データを逐次選択する代わりに、ランダムな位相系列を逐次生成させ、１つの系列データとして設定する方法も考えられる。

図６以外の方法においても、ＰＡＰＲの算出、およびそれに応じたビーム間相対位相ψｍの更新を行えば、フィードバックによるＰＡＰＲの抑圧が可能である。すなわち、実施の形態１に係る衛星送信機１は、増幅器１４ａ〜１４ｄへの入力のＰＡＰＲが低減するように、合波部１２ａ〜１２ｄの出力に基づいて励振係数を更新するフィードバック構成を有することを特徴としている。この結果、バックオフマージンを小さくし、送信機の電力を向上させ、通信トラフィックの増大を見込むことが可能となる。

＜効果＞
本実施の形態１に係る衛星送信機、および衛星送信機を備えた中継衛星通信システムは、従来技術と比較した場合、以下のような効果を奏する。
（効果１）分解能ビット数が小さい衛星搭載用のＤＡＣを使用する場合にも、ＰＡＰＲを抑圧することによりダイナミックレンジを確保できる。
（効果２）ＰＡＰＲ抑圧による増幅器のバックオフマージン削減により、ピーク電力を抑圧した上で送信電力を増大できる。
（効果３）各ビームは周波数分離されており、かつ異なる情報を持つ通信信号である。このため、ビーム間の相対位相は復調において互いに影響を及ぼさず、衛星中継器においてクラスタ間につけた位相を、地上受信局側で共有する必要がない。
（効果４）フィードバック構成によるビーム間相対位相制御により、リアルタイムなトラフィック変動に追従できる。

実施の形態２．
＜構成＞
図８は、本発明の実施の形態２に係る衛星送信機の内部構成を示した図である。基本的な構成は、先の実施の形態１における図１に示したものと同等である。図８において、実施の形態１における図１の構成と異なる点は、次の点である。すなわち、実施の形態１においては、それぞれの送信ビームの周波数が排他的であり、衛星送信機に対してＤＢＦ送信部２が１つで構成されていた。

一方、本実施の形態２においては、それぞれの送信ビームが空間的に排他的であり、複数Ｍ個のＤＢＦ送信部２ａ、２ｂが設けられている。個数Ｍは、送信するビーム数Ｍに合わせて設定される。すなわち、本実施の形態２では、送信するビーム数Ｍに対応して、ＤＢＦ送信部２がＭ個設けられている。この相違点を中心に、以下に説明する。

各送信ビーム１６ａ〜１６ｄは、先の実施の形態１と同様に、以下のことを意味している。
送信ビーム１６ａ：地点１への送信ビーム
送信ビーム１６ｂ：地点２への送信ビーム
送信ビーム１６ｃ：地点ｍへの送信ビーム
送信ビーム１６ｄ：地点Ｍへの送信ビーム

先の実施の形態１において、地上の受信地点および送信ビームは、任意であった。これに対して、本実施の形態２において、地上の受信地点および送信ビームは、排他的であるとする。すなわち、本実施の形態２においては、送信ビームを形成するにあたって十分なアイソレーションが確保できるように、地上の受信地点が選択されるものとする。ここで、確保するアイソレーション量は、通信の回線設計におけるＣ／Ｉ（Ｃａｒｒｉｅｒ−ｔｏ−ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅｒｅｔｉｏ：搬送波対干渉波比）の許容値から要求される。

ＤＢＦ送信部２ａ、２ｂのそれぞれは、励振係数乗算部１１ａ〜１１ｄ、励振係数演算部２０、および記憶装置１７を備えて構成されている。また、中継信号５１も送信ビームごとにＤＢＦ送信部２ａ、２ｂのそれぞれに個別に入力される。すなわち、中継信号５１ａは、ＤＢＦ送信部２ａに入力され、中継信号５１ｂは、ＤＢＦ送信部２ｂに入力される。図８には記載していないが、中継信号５１ａ、５１ｂ以外の他のビームに関しても、同様の構成とする。

合波部１２ａ〜１２ｄ以降の処理、およびＰＡＰＲ算出部１８とビーム間相対位相算出部１９とを用いたフィードバック構成による処理は、いずれも図１の構成と同様である。

＜動作＞
次に、本実施の形態２に係る衛星送信機１の具体的な動作について説明する。具体的な動作に関しては、以下の条件下で説明する。
・衛星送信機１から同時に通信信号を送信する地点を、１〜ＭのＭ個とする。
・送信アンテナの素子１５ａ〜１５ｄの数を、１〜ＫのＫ個とする。
・衛星送信機１から通信信号として出力された送信ビーム１６ａ〜１６ｄについて、地点ｍに対して送信するビームの中心周波数はｆｍ、帯域はΔｆｍとする。
・衛星送信機１から出力された通信信号を受信する地点１〜地点Ｍは、Ｍ個の送信ビーム１６ａ〜１６ｄによる放射パターンでカバーされる、地上の点とする。先述のとおり、地上の受信地点である地点１〜地点Ｍ、および送信ビーム１６ａ〜１６ｄは、実施の形態１では任意であったが、本実施の形態２においては排他的であるとする。

図９は、本発明の実施の形態２に係る衛星送信機１に入力される中継信号５１ａ、５１ｂの概要図である。中継信号５１ａ、５１ｂのそれぞれは、デジタル信号であり、総帯域Δｆの信号が帯域Δｆｃｈの分解能で分波された信号である。ここで、最小の分解能である帯域Δｆｃｈをサブチャネルと呼ぶ。各サブチャネルは、振幅と位相のデジタル値をもつ。以下の説明では、サブチャネル数は、Ｎチャネルとする。

実施の形態１においては、１つの中継信号５１にすべての送信ビーム１６ａ〜１６ｄが含まれていた。これに対して、本実施の形態２においては、送信ビーム１６ａ〜１６ｄは、それぞれのビームごとに異なる中継信号５１ａ、５１ｂとして、異なるＤＢＦ送信部２ａ、２ｂに入力される。換言すると、ＤＢＦ送信部２ａには中継信号５１ａに含まれている送信ビームが入力され、ＤＢＦ送信部２ｂには中継信号５１ｂに含まれている送信ビームが入力される。

実施の形態１においては、１つの中継信号５１に含まれる送信ビームは、同一のサブチャネルを共有しないようにしていた。これに対して、実施の形態２では、ビーム間で周波数を共有してもよい。すなわち、図９に示すように、中継信号５１ａと中継信号５１ｂとで、同一周波数を使用してもよい。

ＤＢＦ送信部２ａに入力された中継信号５１ａ、およびＤＢＦ送信部２ｂに入力された中継信号５１ｂのそれぞれは、ビームに対応した励振係数が乗算される。すなわち、ＤＢＦ送信部２ａでは、ビーム１に対応した励振係数が記憶装置１７から読み出される。読み出された励振係数は、励振係数演算部２０でビーム間相対位相を付与した上で、励振係数乗算部１１ａ〜１１ｄによって乗算処理される。

ＤＢＦ送信部２ｂでは、ビーム２に対応した励振係数が記憶装置１７から読み出される。読み出された励振係数は、励振係数演算部２０でビーム間相対位相を付与した上で、励振係数乗算部１１ａ〜１１ｄによって乗算処理される。同様の処理を、残りのＭ−２個のＤＢＦ送信部でも行う。

Ｍ個のＤＢＦ送信部２から出力されたそれぞれの中継信号は、それぞれの送信アンテナ素子１５ａ〜１５ｄに対応して設けられた合波部１２ａ〜１２ｄに入力される。実施の形態１においては、合波部２ａ〜２ｄのそれぞれへの入力は１つであった。これに対して、本実施の形態２においては、ビーム数分に相当するＭ個の中継信号が合波部２ａ〜２ｄのそれぞれに入力される。

合波部１２ａ〜１２ｄは、全ビームの中継信号をサブチャネルごとに全ビーム分合算し、合算後に、周波数軸上の全サブチャネルを合波し、実時間のデジタル信号に変換する機能を有する。すなわち、合波部１２ａ〜１２ｄは、帯域Δｆｃｈの分解能によるスペクトルデータをＩＦＦＴにより、実時間のデジタル信号に変換する。

合波部１２ａ〜１２ｄ以降であるＤＡＣ１３ａ〜１３ｄ、増幅器１４ａ〜１４ｄ、送信アンテナ素子１５ａ〜１５ｄ、およびＰＡＰＲ算出部１８の動作は、実施の形態１と同様である。また、ビーム間相対位相算出部１９に関しては、実施の形態１では、算出したビーム間相対位相を単一のＤＢＦ送信部２に与えられていた。これに対して、本実施の形態２に係るビーム間相対位相算出部１９は、同一のビーム間相対位相をそれぞれのＤＢＦ送信部２ａ、２ｂ内の励振係数演算部２０に与える。

本実施の形態２において、衛星受信機３１から中継信号５１を入力する場合について補足説明する。この場合には、図４に示した衛星受信機３１の構成に対して、ＤＢＦ受信部３２を受信ビーム分、設けることとなる。このような構成を採用することで、受信ビームも送信ビームと同様に空間的に排他的とすることができる。

＜効果＞
本実施の形態２に係る衛星送信機、および衛星送信機を備えた中継衛星通信システムは、従来技術と比較した場合、以下のような効果を奏する。
（効果１）分解能ビット数が小さい衛星搭載用のＤＡＣを使用する場合にも、ＰＡＰＲを抑圧することによりダイナミックレンジを確保できる。
（効果２）ＰＡＰＲ抑圧による増幅器のバックオフマージン削減により、ピーク電力を抑圧した上で送信電力を増大できる。
（効果３）各ビームは、空間的に分離されている。このため、ビーム間の相対位相は復調において互いに影響を及ぼさず、衛星中継器においてクラスタ間につけた位相を、地上受信局側で共有する必要がない。
（効果４）中継信号がビーム間で同じ周波数を用いてもよく、周波数利用効率が上がる。
（効果５）フィードバック構成によるビーム間相対位相制御により、リアルタイムなトラフィック変動に追従できる。

実施の形態３．
＜構成＞
実施の形態１および実施の形態２においては、衛星中継器２００のうちの衛星送信機１の内部でＰＡＰＲの算出処理、およびＰＡＰＲの算出結果に基づいて励振係数を更新するフィードバック制御処理が行われていた。これに対して、本実施の形態３では、ＰＡＰＲの算出処理、および励振係数を更新するフィードバック制御処理を、地上側で実施する場合について説明する。

衛星中継器２００から地上に送信する中継信号のビーム数および帯域といったトラフィック情報と、ビームの指向方向とがあらかじめ地上送信局側にて決められている場合には、ＰＡＰＲが最大となる素子は、地上側で計算できる、従って、この場合には、地上側にＰＡＰＲ算出部およびビーム間相対位相算出部を設け、ビーム間相対位相ψｍを地上からコマンドにて衛星中継器２００に与える構成を採用することができる。

図１０は、本発明の実施の形態３に係る衛星中継器２００を含む中継衛星通信システムの構成例を示す図である。図１０に示した本実施の形態３に係る衛星中継器２００に含まれている衛星送信機１は、実施の形態１と同様に、１以上の地点ｍに対して、通信信号としての送信ビーム１６ａ〜１６ｄを同時に送信することを目的とする。

各送信ビーム１６ａ〜１６ｄも、先の実施の形態１と同様に、以下のことを意味している。
送信ビーム１６ａ：地点１への送信ビーム
送信ビーム１６ｂ：地点２への送信ビーム
送信ビーム１６ｃ：地点ｍへの送信ビーム
送信ビーム１６ｄ：地点Ｍへの送信ビーム

実施の形態１と同様に、衛星送信機１から出力された通信信号を受信する地点１〜地点Ｍは、Ｍ個の送信ビーム１６ａ〜１６ｄによる放射パターンでカバーされる、地上の任意の点とする。また、各送信ビーム１６ａ〜１６ｄは、周波数の重複がないものとする。すなわち、本実施の形態３における各送信ビーム１６ａ〜１６ｄは、実施の形態１と同様に、周波数が互いに排他的であるとする。

実施の形態１および実施の形態２においては、ＰＡＰＲを抑圧するためのＰＡＰＲ算出部１８およびビーム間相対位相算出部１９が、衛星送信機１内に設けられていた。これに対して、本実施の形態３においては、ＰＡＰＲ算出部１８およびビーム間相対位相算出部１９は、衛星送信機１内には設けられていない。その代わりに、地上の通信制御局５７が、ＰＡＰＲを低減する位相の算出を行い、地上衛星管制局５４を通じて、衛星中継器２００に対して、更新すべき励振係数の設定値がコマンドとして送付される。

＜動作＞
衛星中継器２００の動作は、ＰＡＰＲ算出部１８およびビーム間相対位相算出部１９が存在しない点を除いて、実施の形態１と同様のため、説明を省略する。

図１１は、本発明の実施の形態３に係る通信制御局５７の概要図である。図１１に示した通信制御局５７は、中継信号生成部７２、素子選択部７３、合波部７４、ＰＡＰＲ算出部７５、ビーム間相対位相算出部７６、励振係数演算部７７、および送信ビーム制御部７８を備えて構成されている。

通信制御局５７には、地上通信網７１から衛星中継器２００を通じて他の地上局に中継されるための信号が、地上通信網７１から入力される。通信制御局５７内の中継信号生成部７２は、地上通信網７１から入力されたこの信号に基づいて、図２に示したような中継信号を中継信号５８として生成する。中継信号５８は、地上ゲートウェイ局５２を通じて、中継信号５３として衛星中継器２００に送信される。

素子選択部７３は、中継信号生成部７２により生成された中継信号５８の一部を入力する。素子選択部７３は、送信ビーム制御部７８から与えられるビーム形成用励振係数と中継信号５８とを乗算することで、衛星中継器２００上のＤＢＦ送信部２で生成される素子信号と同様の信号を、模擬的に生成する。素子選択部７３は、模擬的に生成された素子信号の中から、電力の最も大きい素子を選択し、選択した素子の励振係数乗算後の中継信号を、合波部７４に出力する。

合波部７４は、平均電力が最も大きい素子の中継信号を周波数軸上で合波し、実時間のデジタル信号に変換する機能を有する。すなわち、合波部７４は、帯域Δｆｃｈの分解能によるスペクトルデータを、高速逆フーリエ変換することにより、実時間のデジタル信号に変換する。

合波部７４から出力される実時間のデジタル信号は、ＰＡＰＲ算出部７５に入力される。ＰＡＰＲ算出部７５は、平均電力およびピーク電力を、特定時間ごとに計測してＰＡＰＲを算出する。ＰＡＰＲ算出部７５で算出されたＰＡＰＲの情報は、ビーム間相対位相算出部７６に入力される。

ビーム間相対位相算出部７６は、ＰＡＰＲの情報に基づいて、ビーム間相対位相ψｍを１つ選択する。このビーム間相対位相算出部７６による処理は、図６のステップ１２０における処理と同様である。

ビーム間相対位相ψｍの情報は、ビーム間相対位相算出部７６から励振係数演算部７７と送信ビーム制御部７８とに送られる。送信ビーム制御部７８は、ビーム間相対位相算出部７６から送られてきたビーム間相対位相ψｍと、ビーム形成用の励振係数位相を加算した上で、新しい励振係数を生成する。送信ビーム制御部７８は、生成した新しい励振係数を、素子選択部７３に与える。この結果、更新された励振係数を用いて、同様の一連処理が繰り返される。

励振係数演算部７７は、ビーム形成用励振係数の位相とビーム間相対位相ψｍとを加算した上で、励振係数Ａ^kを演算し、地上衛星管制局５４に励振係数５９として送信する。地上衛星管制局５４からコマンド信号５５として送付された励振係数５９は、記憶装置１７を通じてＤＢＦ送信部２内の励振係数乗算部１１ａ〜１１ｄに設定される。この結果、図１０に示した構成を備える中継衛星通信システムにおいて、ビーム形成と最大電力素子のＰＡＰＲの低減とを行うことができる。

このように、通信制御局５７側で、衛星送信機１の送信アンテナ素子１５ａ〜１５ｄのＰＡＰＲを低減するビーム間相対位相をあらかじめ算出するとともに、ビーム形成用の励振係数とあわせた励振係数Ａ^kを算出しておくことで、衛星中継器２００内の構成を簡素化することができる。

＜効果＞
本実施の形態３に係る中継衛星通信システムは、従来技術と比較した場合、以下のような効果を奏する。
（効果１）分解能ビット数が小さい衛星搭載用のＤＡＣを使用する場合にも、ＰＡＰＲを抑圧することによりダイナミックレンジを確保できる。
（効果２）ＰＡＰＲ抑圧による増幅器のバックオフマージン削減により、ピーク電力を抑圧した上で送信電力を増大できる。
（効果３）地上局側でＰＡＰＲ低減用の位相を算出することにより、衛星中継器の構成を簡素化できる。
（効果４）フィードバック構成によるビーム間相対位相制御により、リアルタイムなトラフィック変動に追従できる。

最後に、上述した実施の形態１〜実施の形態３に共通する技術的特徴をまとめると、以下のようになる。ビーム間相対位相ψｍは、送信ビーム毎に与えられるパラメータである。そして、ビーム間相対位相ψｍは、送信ビームの形成自体には影響を与えずに、ビーム間の相対位相を操作することができるパラメータである。

そして、本願発明に係る衛星送信機および中継衛星通信システムは、ＰＡＰＲの算出結果に基づいて送信アンテナ素子のピーク電力を抑圧するビーム間相対位相を算出し、算出したビーム間相対位相を用いて励振係数を更新する構成を備えている。この結果、送信電力の制限が抑制され、かつ、送信機側と受信機側との間で位相制御情報を共有する必要がない衛星送信機および中継衛星通信システムを実現することができる。

なお、励振係数の更新処理は、実施の形態１、２で説明したように衛星送信器側で実行させること、あるいは実施の形態３で説明したように地上側で実行させること、のいずれによっても実現可能である。

１衛星送信機、２、２ａ、２ｂＤＢＦ送信部、１１ａ〜１１ｄ励振係数乗算部、１２ａ〜１２ｄ合波部、１３ａ〜１３ｄＤＡＣ、１４ａ〜１４ｄ増幅器、１５ａ〜１５ｄ送信アンテナ素子、１６ａ〜１６ｄ送信ビーム、１７記憶装置、１８ＰＡＰＲ算出部、１９ビーム間相対位相算出部、２０励振係数演算部、３１衛星受信機、３２ＤＢＦ受信部、４２Ａ〜４２Ｄ分波部、４３Ａ〜４３ＤＡＤＣ、４４Ａ〜４４Ｄ増幅器、４５Ａ〜４５Ｄ受信アンテナ素子、４６Ａ〜４６Ｄ受信ビーム、４７ベクトル合成器、４８スイッチ、５１、５１ａ、５１ｂ中継信号、５２地上ゲートウェイ局、５３中継信号、５４地上衛星管制局、５５コマンド信号、５６コマンド受信アンテナ、５７通信制御局、５８中継信号、５９励振係数、６０衛星制御ユニット、７１地上通信網、７２中継信号生成部、７３素子選択部、７４合波部、７５ＰＡＰＲ算出部、７６ビーム間相対位相算出部、７７励振係数演算部、７８送信ビーム制御部、２００衛星中継器。

Claims

Ｋ個のアナログ信号のそれぞれに基づいて、地上の１以上の任意の地点に互いに周波数が異なる送信ビームを放射するＫ個の送信アンテナ素子と、
周波数ごとに分波されている周波数領域のデジタル信号を前記送信アンテナ素子の素子数に対応したＫ個として入力し、Ｋ個の前記デジタル信号のそれぞれについて周波数軸上で合波した後、時間領域のデジタル信号に変換する合波部と、
Ｋ個の前記デジタル信号のそれぞれを前記アナログ信号に変換するデジタル−アナログ変換器と、
前記送信ビームを形成するためのＫ個の励振係数をビーム形成用励振係数として保存する記憶装置と、
前記合波部で変換されたＫ個の前記デジタル信号のそれぞれに関するピーク対平均電力比をＰＡＰＲとして算出するＰＡＰＲ算出部と、
Ｋ個の前記ＰＡＰＲに基づき、前記送信アンテナ素子のピーク電力を抑圧するビーム間相対位相を算出するビーム間相対位相算出部と、
前記ビーム間相対位相と前記ビーム形成用励振係数とに基づいて、Ｋ個の更新後の励振係数を演算する励振係数演算部と、
受信した中継信号に対して周波数領域で前記Ｋ個の更新後の励振係数をそれぞれ乗算することで、前記合波部に出力するための前記周波数領域のデジタル信号を生成する励振係数乗算部と
を備え、Ｋは、１以上の整数である、衛星送信機。
Ｋ個のアナログ信号のそれぞれに基づいて、地上の空間的に異なるＭ地点に送信ビームを放射するＫ個の送信アンテナ素子と、
周波数ごとに分波されている周波数領域のデジタル信号を前記送信アンテナ素子の素子数に対応したＫ個として入力し、Ｋ個の前記デジタル信号のそれぞれについて周波数軸上で合波した後、時間領域のデジタル信号に変換する合波部と、
Ｋ個の前記デジタル信号のそれぞれを前記アナログ信号に変換するデジタル−アナログ変換器と、
前記送信ビームを形成するためのＫ個の励振係数をビーム形成用励振係数として保存する記憶装置と、
前記合波部で変換されたＫ個の前記デジタル信号のそれぞれに関するピーク対平均電力比を、ＰＡＰＲとして算出するＰＡＰＲ算出部と、
Ｋ個の前記ＰＡＰＲに基づき、前記送信アンテナ素子のピーク電力を抑圧するビーム間相対位相を算出するビーム間相対位相算出部と、
前記ビーム間相対位相と前記ビーム形成用励振係数とに基づいて、Ｋ個の更新後の励振係数を演算する励振係数演算部と、
受信した中継信号に対して周波数領域で前記Ｋ個の更新後の励振係数をそれぞれ乗算することで、前記合波部に出力するための前記周波数領域のデジタル信号を生成する励振係数乗算部と
を備え、
前記記憶装置、前記励振係数演算部、および前記励振係数乗算部を有して構成されるＤＢＦ送信部がＭ個設けられており、
前記中継信号は、個別のＭ個の中継信号として構成され、
Ｍ個の前記ＤＢＦ送信部は、前記個別のＭ個の中継信号のそれぞれに基づいて、前記周波数領域のデジタル信号をＭ個出力し、
前記合波部は、Ｍ個の前記周波数領域のデジタル信号を周波数ごとに合算することで合算後のＫ個のデジタル信号を生成し、前記合算後のＫ個のデジタル信号のそれぞれについて周波数軸上で合波した後、時間領域のデジタル信号に変換し、
前記ビーム間相対位相算出部は、算出した前記ビーム間相対位相をＭ個の前記ＤＢＦ送信部のそれぞれに対して出力し、
ＫおよびＭは、１以上の整数である、衛星送信機。
前記デジタル−アナログ変換器から出力されるＫ個の前記アナログ信号を増幅し、前記Ｋ個の送信アンテナ素子に出力する増幅器
をさらに備える請求項１または２に記載の衛星送信機。
前記ビーム間相対位相算出部は、
ＰＡＰＲ算出部の算出結果に基づいて、あらかじめ保存されている複数のビーム間相対位相の中から１つを選択する選択処理を実行することで、前記送信アンテナ素子のピーク電力を抑圧する前記ビーム間相対位相を算出し、
選択した前記ビーム間相対位相を前記励振係数演算部に出力することで、前記励振係数演算部に前記Ｋ個の更新後の励振係数を演算させることで励振係数の更新処理を実行させ、
前記更新処理を実行させる前に前記ＰＡＰＲ算出部で算出された更新前ＰＡＰＲと、前記更新処理を実行させた後に前記ＰＡＰＲ算出部で算出された更新後ＰＡＰＲとを比較し、ＰＡＰＲがより小さくなるように前記選択処理を逐次実行することで、前記送信アンテナ素子のピーク電力を抑圧する前記ビーム間相対位相の更新処理を実行する
請求項１から３のいずれか１項に記載の衛星送信機。
地上に設けられた地上ゲートウェイ局、通信制御局、および地上衛星管制局と、
衛星受信機および衛星送信機を有する衛星中継器と
を備えて構成された中継衛星通信システムであって、
前記通信制御局は、
中継信号を生成し、生成した前記中継信号に対して前記衛星送信機に設けられている送信アンテナ素子の各素子の時間領域のデジタル信号のそれぞれに関するピーク対平均電力比をＰＡＰＲとして算出し、
前記ＰＡＰＲに基づき、前記送信アンテナ素子のピーク電力を抑圧するビーム間相対位相を算出し、
前記ビーム間相対位相に基づいて前記衛星送信機から放射される送信ビームのビーム形成用励振係数を決定し、
前記ビーム間相対位相と前記ビーム形成用励振係数とに基づいて前記ビーム形成用励振係数を更新することで、更新後の励振係数を演算し、
前記地上ゲートウェイ局は、前記通信制御局で生成された前記中継信号を前記衛星受信機の送信し、
前記地上衛星管制局は、前記通信制御局で生成された前記更新後の励振係数を前記衛星送信機に送信し、
前記衛星受信機は、前記地上ゲートウェイ局から受信した前記中継信号から、周波数ごとに分波された周波数領域のデジタル信号を生成し、
前記衛星送信機は、
Ｋ個のアナログ信号のそれぞれに基づいて、地上の１以上の任意の地点に互いに周波数が異なる送信ビームを放射するＫ個の送信アンテナ素子と、
更新後の周波数領域のデジタル信号を前記送信アンテナ素子の素子数に対応したＫ個として入力し、Ｋ個の前記デジタル信号のそれぞれについて周波数軸上で合波した後、時間領域のデジタル信号に変換する合波部と、
Ｋ個の前記デジタル信号のそれぞれを前記アナログ信号に変換するデジタル−アナログ変換器と、
前記地上衛星管制局から前記更新後の励振係数を受信し、前記衛星受信機で生成された前記周波数領域のデジタル信号に対して周波数領域で前記更新後の励振係数を乗算することで、前記合波部に出力するための前記更新後の周波数領域のデジタル信号を生成する励振係数乗算部と
を有し、
Ｋは、１以上の整数である、中継衛星通信システム。
前記デジタル−アナログ変換器から出力されるＫ個の前記アナログ信号を増幅し、前記Ｋ個の送信アンテナ素子に出力する増幅器
をさらに備える請求項５に記載の中継衛星通信システム。
前記通信制御局は、
前記ＰＡＰＲの算出結果に基づいて、あらかじめ保存されている複数のビーム間相対位相の中から１つを選択する選択処理を実行することで、前記送信アンテナ素子のピーク電力を抑圧する前記ビーム間相対位相を算出し、
選択した前記ビーム間相対位相に基づいて前記更新後の励振係数を演算する更新処理を実行し、
前記更新処理を実行する前に算出した更新前ＰＡＰＲと、前記更新処理を実行した後に算出した更新後ＰＡＰＲとを比較し、ＰＡＰＲがより小さくなるように前記選択処理を逐次実行することで、前記送信アンテナ素子のピーク電力を抑圧する前記ビーム間相対位相の更新処理を実行する
請求項５または６に記載の中継衛星通信システム。