JPWO2020095377A1 - 負荷駆動装置、冷凍サイクル装置及び空気調和機 - Google Patents

Abstract

負荷駆動装置（３００）の制御装置（１００）は、電圧指令演算部（１１５）を備える。電圧指令演算部（１１５）は、速度制御器（１３５）の前段にフィルタ（１３４）を備える。フィルタ（１３４）は、モータ（７）の回転位置を示す機械角位相に基づいて速度指令値と速度推定値との偏差である第１の速度偏差に含まれる負荷変動による変動成分から、特定の周波数成分を除去する。特定の周波数成分は負荷によって決まる周波数成分であり、モータ（７）の回転速度を単位時間当たりの回転角で表した機械角周波数の自然数倍の周波数成分である。速度制御器（１３５）は、フィルタ（１３４）から出力される第２の速度偏差に基づいて電流指令値を生成する。電流制御器（１３８，１３９）は、機械角周波数の自然数倍の周波数成分が除去された電流指令値と、モータ電流とに基づいてモータに印加する電圧の指令値である電圧指令値を演算する。

Description

本発明は、交流電力をモータに供給して負荷を駆動する負荷駆動装置、負荷駆動装置を備えた冷凍サイクル装置、及び冷凍サイクル装置を備えた空気調和機に関する。

負荷駆動装置の駆動対象が例えば圧縮機である場合、負荷トルクは、モータの回転周期の１周期又は複数周期で変動する。このとき、圧縮機のモータに供給される電流も負荷トルクの変動に応じて脈動する。モータに供給される電流が脈動すると、負荷である圧縮機の運転効率が低下する。

下記特許文献１には、積分制御によって、ｑ軸電流指令値の脈動成分がゼロとなるように制御する技術が開示されている。ｑ軸電流指令値は、トルク電流指令値である。トルク電流指令値の脈動成分は、トルク電流指令値に含まれる交流成分である。

トルク電流指令値の脈動成分がゼロとなるように制御することで、モータの出力トルクと圧縮機の負荷トルクとの差が小さくなり、モータの速度変動が抑制される。これにより、圧縮機の運転効率が高められると考えられる。

特開２０１６−０８２６３６号公報

しかしながら、特許文献１に記載の技術は、積分制御に必要な制御ゲイン値の調整に時間を要するため、制御の過程で所望の制御ゲイン値が得られないことが想定される。その結果、トルク電流指令値の脈動成分を低減しきれず、高効率な駆動制御を確実に実施できないという課題が認められる。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、高効率な駆動制御を確実に実施することができる負荷駆動装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、交流電力をモータに供給して負荷を駆動する負荷駆動装置である。負荷駆動装置は、交流電圧を整流して直流電圧に変換する整流回路と、整流回路から出力される直流電力を交流電力に変換するインバータと、インバータを制御する制御装置と、を備える。制御装置は、モータの回転速度の推定値である速度推定値を演算する速度推定器と、速度指令値と速度推定値との偏差である速度偏差に基づいて電流指令値を生成する速度制御器と、速度推定値に基づいてモータの回転位置を示す機械角位相を演算する機械角位相演算器と、を備える。制御装置は、速度偏差又は速度制御器から出力される電流指令値に含まれる負荷変動による変動成分から、特定の周波数成分を除去するフィルタを備える。制御装置は、特定の周波数成分が除去された電流指令値と、モータに流れるモータ電流とに基づいてモータに印加する電圧の指令値である電圧指令値を演算する電流制御器を備える。特定の周波数成分は負荷によって決まる周波数成分であり、モータの回転速度を単位時間当たりの回転角で表した機械角周波数の自然数倍の周波数成分である。

本発明に係る負荷駆動装置によれば、高効率な駆動制御を確実に実施することができるという効果を奏する。

実施の形態１に係る負荷駆動装置の構成例を示す回路図 図１に示すインバータの部分拡大図 実施の形態１における制御装置の構成例を示すブロック図 図３に示す電圧指令演算部の構成例を示すブロック図 実施の形態１の効果の説明に供する第１の波形図 実施の形態１の効果の説明に供する特性図 実施の形態１の効果の説明に供する第２の波形図 実施の形態１の効果の説明に供する第３の波形図 図４に示すフィルタをノッチフィルタとしたときの構成例を示すブロック図 実施の形態１における制御装置の機能を実現するハードウェア構成の一例を示すブロック図 実施の形態１における制御装置の機能を実現するハードウェア構成の他の例を示すブロック図 実施の形態２に係る冷凍サイクル装置の構成例を示す図

以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態に係る負荷駆動装置、冷凍サイクル装置及び空気調和機について詳細に説明する。なお、以下の実施の形態により、本発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
まず、図１及び図２を参照して、実施の形態１に係る負荷駆動装置の構成及び機能について説明する。図１は、実施の形態１に係る負荷駆動装置３００の構成例を示す回路図である。図２は、図１に示すインバータ３０の部分拡大図である。

実施の形態１に係る負荷駆動装置３００は、図１に示されるように、単相電源である交流電源１から出力される交流電圧を直流電圧に一旦変換し、負荷駆動装置３００の内部で再度交流電圧に変換して、負荷に搭載されるモータ７を駆動するように構成される。モータ７は、冷凍サイクル装置に備えられる圧縮機の駆動用モータとして適用可能である。モータ７の一例は、三相の永久磁石同期モータである。

負荷駆動装置３００は、図１に示されるように、リアクトル２と、整流回路３と、平滑コンデンサ５と、電圧検出器１０と、インバータ３０と、電流検出器４０と、制御装置１００と、を備える。整流回路３とインバータ３０とは、直流母線１２ａ，１２ｂによって電気的に接続される。平滑コンデンサ５は、高電位側の直流母線１２ａと、低電位側の直流母線１２ｂとの間に接続されている。

整流回路３は、４つのダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４を備える。４つのダイオードＤ１〜Ｄ４は、ブリッジ接続されて、ダイオードブリッジ回路を構成する。整流回路３は、交流電源１から出力される交流電圧を、リアクトル２を介して受電する。整流回路３は、交流電圧を整流して直流電圧に変換する。交流電圧及び直流電圧は、それぞれ「交流電力」及び「直流電力」と言い替えてもよい。

なお、図１に示す整流回路３は、４つのダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４がブリッジ接続される構成であるが、この構成は、単相電源である交流電源１に合わせたものである。交流電源１が三相電源の場合、整流回路３も三相電源に対応した構成とされる。具体的には、６つのダイオードがブリッジ接続される構成となる。

整流回路３の出力電圧は、平滑コンデンサ５の両端に印加される。平滑コンデンサ５は、整流回路３の出力電圧を平滑する。平滑コンデンサ５は、直流母線１２ａ，１２ｂに接続されており、平滑コンデンサ５で平滑された電圧を、適宜「母線電圧」と呼ぶ。

電圧検出器１０は、母線電圧を検出する。図１の構成の場合、母線電圧は、インバータ３０への入力電圧でもある。電圧検出器１０によって検出された母線電圧の検出値Ｖｄｃは、制御装置１００に入力される。

電流検出器４０は、母線電流を検出する。図１の構成の場合、母線電流は、インバータ３０に入力される電流である。なお、母線電流を、「インバータ３０の入力電流」、もしくは単に「入力電流」と呼ぶ場合がある。電流検出器４０によって検出された母線電流の検出値Ｉｄｃは、制御装置１００に入力される。

電流検出器４０の一例は、シャント抵抗である。電流検出器４０がシャント抵抗である場合、母線電流の検出値Ｉｄｃは、アナログ信号である。アナログ信号は、制御装置１００の内部で図示しないアナログデジタル（Ａｎａｌｏｇｕｅ Ｄｉｇｉｔａｌ）変換器によってデジタル信号に変換される。母線電圧の検出値Ｖｄｃについても同様である。即ち、母線電圧の検出値Ｖｄｃがアナログ信号である場合、制御装置１００の内部でデジタル信号に変換される。

インバータ３０には、母線電圧が印加される。インバータ３０は、整流回路３から出力される直流電力を交流電力に変換し、変換した交流電力を負荷であるモータ７に供給することで、モータ７を駆動する。

インバータ３０は、図２に示すように、主回路３１０と、駆動回路３５０と、を備える。

主回路３１０は、上アームスイッチング素子ＵＰと下アームスイッチング素子ＵＮとが直列に接続されたレグ３１０Ａと、上アームスイッチング素子ＶＰと下アームスイッチング素子ＶＮとが直列に接続されたレグ３１０Ｂと、上アームスイッチング素子ＷＰと下アームスイッチング素子ＷＮとが直列に接続されたレグ３１０Ｃと、を備える。レグ３１０Ａ、レグ３１０Ｂ及びレグ３１０Ｃは、互いに並列に接続されている。

図２では、上アームスイッチング素子ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ及び下アームスイッチング素子ＵＮ，ＶＮ，ＷＮが絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＩＧＢＴ）である場合を例示している。このＩＧＢＴに代えて、金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＭＯＳＦＥＴ）を用いてもよい。

上アームスイッチング素子ＵＰは、トランジスタ３１１と、トランジスタ３１１に逆並列に接続されるダイオード３１２とを含む。逆並列とは、ＩＧＢＴのエミッタに相当する第１端子にダイオードのアノード側が接続され、ＩＧＢＴのコレクタに相当する第２端子にダイオードのカソード側が接続されることを意味する。他の上アームスイッチング素子ＶＰ，ＷＰ、及び下アームスイッチング素子ＵＮ，ＶＮ，ＷＮも同様に接続される。

なお、上アームスイッチング素子ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ、及び下アームスイッチング素子ＵＮ，ＶＮ，ＷＮのトランジスタ３１１がＭＯＳＦＥＴである場合、逆並列に接続されるダイオード３１２は、ＭＯＳＦＥＴ自身が内部に有する寄生ダイオードを利用することができる。寄生ダイオードは、ボディダイオードとも呼ばれる。寄生ダイオードを利用すれば、逆並列に接続される個別のダイオードが不要になるので、部品点数を削減することができ、コスト低減につながる。

また、上アームスイッチング素子ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ、及び下アームスイッチング素子ＵＮ，ＶＮ，ＷＮのトランジスタ３１１がＭＯＳＦＥＴである場合、各トランジスタ３１１のうちの少なくとも１つは、ワイドバンドギャップ半導体により形成されていてもよい。ワイドバンドギャップ半導体としては、炭化珪素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）、酸化ガリウム（Ｇａ_２Ｏ_３）、ダイヤモンドなどを例示できる。

一般的にワイドバンドギャップ半導体は、シリコン半導体に比べて耐電圧及び耐熱性が高い。そのため、それぞれのトランジスタ３１１のうちの少なくとも１つにワイドバンドギャップ半導体により形成されたＭＯＳＦＥＴを用いれば、耐電圧性及び耐熱性の効果を享受することができる。

また、図２は、上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子とが直列に接続されるレグを３つ備える構成であるが、この構成に限定されない。レグの数は４つ以上でもよい。また、図１及び図２の回路構成は、三相モータであるモータ７に合わせたものである。負荷が多相モータである場合、主回路３１０も多相モータに対応した構成とされる。なお、負荷が三相モータ及び多相モータの何れの場合も、１つのレグが複数対の上下アームスイッチング素子で構成されていてもよい。

また、インバータ３０は、出力線３３１，３３２，３３３を有する。出力線３３１は、上アームスイッチング素子ＵＰと下アームスイッチング素子ＵＮとの接続点３２１から引き出される。出力線３３２は、上アームスイッチング素子ＶＰと下アームスイッチング素子ＶＮとの接続点３２２から引き出される。出力線３３３は、上アームスイッチング素子ＷＰと下アームスイッチング素子ＷＮとの接続点３２３から引き出される。インバータ３０において、接続点３２１，３２２，３２３は、交流端子を成す。

出力線３３１は、モータ７の第１の相（例えばＵ相）に接続される。出力線３３２は、モータ７の第２の相（例えばＶ相）に接続される。出力線３３３は、モータ７の第３の相（例えばＷ相）に接続される。

制御装置１００は、母線電圧の検出値Ｖｄｃと、入力電流の検出値Ｉｄｃとに基づいて、インバータ３０の動作を制御するためのパルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）信号Ｓｍ１〜Ｓｍ６を生成する。

ＰＷＭ信号Ｓｍ１〜Ｓｍ６は、主回路３１０の６つの上アームスイッチング素子ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ及び下アームスイッチング素子ＵＮ，ＶＮ，ＷＮのそれぞれに対応して出力される。

ＰＷＭ信号Ｓｍ１〜Ｓｍ６は、インバータ３０の駆動回路３５０に入力される。駆動回路３５０は、ＰＷＭ信号Ｓｍ１〜Ｓｍ６に基づいて駆動信号Ｓｒ１〜Ｓｒ６を生成する。上アームスイッチング素子ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ及び下アームスイッチング素子ＵＮ，ＶＮ，ＷＮのそれぞれは、駆動信号Ｓｒ１〜Ｓｒ６のそれぞれによってオン又はオフに制御される。これにより、周波数及び電圧値のうちの少なくとも１つが制御された電圧、即ち周波数可変又は電圧可変の電圧がモータ７に印加され、モータ７を備えた負荷が駆動される。

なお、ＰＷＭ信号Ｓｍ１〜Ｓｍ６は、論理回路を制御するのに必要な電圧レベルの信号である。電圧レベルの例は、０〜５Ｖである。ＰＷＭ信号Ｓｍ１〜Ｓｍ６は、制御装置１００の接地電位を基準電位とする。これに対し、駆動信号Ｓｒ１〜Ｓｒ６は、上アームスイッチング素子ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ及び下アームスイッチング素子ＵＮ，ＶＮ，ＷＮのオン動作及びオフ動作を制御するのに必要な電圧レベルの信号である。電圧レベルの例は、−１５Ｖ〜＋１５Ｖである。駆動信号Ｓｒ１〜Ｓｒ６は、それぞれに対応するスイッチング素子の低電位側の端子の電位を基準電位とする。図１の例であれば、ＩＧＢＴのエミッタ端子が基準電位となる。

次に、実施の形態１における制御装置１００の構成及び機能について、図３を参照して説明する。図３は、実施の形態１における制御装置１００の構成例を示すブロック図である。制御装置１００は、図３に示すように、運転制御部１０２及びインバータ制御部１１０を備えている。

運転制御部１０２は、外部から指令情報Ｑｅを受け、指令情報Ｑｅに基づいて、速度指令値ω＊及び停止信号Ｓｔを生成する。停止信号Ｓｔは、インバータ３０の動作を停止するための信号である。速度指令値ω＊は、モータ７に印加する電圧の指令値である電圧指令値を生成するための信号である。速度指令値ω＊及び停止信号Ｓｔは、共にインバータ制御部１１０に入力される。

制御装置１００が、空気調和機を制御するものである場合、指令情報Ｑｅは、例えば温度センサで検出された温度である。指令情報Ｑｅの他の例は、リモコンから指示される設定温度を示す情報、運転モードの選択情報、運転開始及び運転終了の指示情報などである。

インバータ制御部１１０は、電流復元部１１１と、座標変換部１１２と、電圧指令演算部１１５と、座標変換部１１６と、ＰＷＭ信号生成部１１７と、電気角位相演算部１１８と、励磁電流指令制御部１１９とを備える。

電流復元部１１１は、電流検出器４０により検出された母線電流の検出値Ｉｄｃに基づいてモータ電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを復元する。モータ電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、モータ７の各相に流れる電流、即ちモータ７の各相電流である。電流復元部１１１は、母線電流の検出値Ｉｄｃを、ＰＷＭ信号生成部１１７からの信号に基づいて定められるタイミングでサンプリングすることで、モータ電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを復元する。なお、以下の説明において、モータ電流ｉｕを「Ｕ相電流」、モータ電流ｉｖを「Ｖ相電流」、モータ電流ｉｗを「Ｗ相電流」と呼ぶことがある。

座標変換部１１２は、ＵＶＷ相の電流値をγ−δ軸の電流値に変換する変換部である。より詳細に説明すると、座標変換部１１２は、電流復元部１１１により復元されたモータ電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを、後述の電気角位相演算部１１８で生成される電気角位相θを用いてγ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδに変換する。γ軸電流ｉγは、励磁電流成分であり、δ軸電流ｉδはトルク電流成分である。

励磁電流指令制御部１１９は、δ軸電流ｉδを基に、モータ７を高効率に駆動するのに適したγ軸電流指令値ｉγ＊を演算する。より詳細に説明すると、励磁電流指令制御部１１９は、δ軸電流ｉδに基づいて、出力トルクが設定値以上もしくは最大値となる電流位相角を求め、求めた電流位相角に基づいてγ軸電流指令値ｉγ＊を演算する。γ軸電流指令値ｉγ＊は、励磁電流指令値である。なお、モータ電流が設定値以下もしくは最小値となる電流位相角に基づいてγ軸電流指令値ｉγ＊が演算されてもよい。

また、図３においては、δ軸電流ｉδに基づいてγ軸電流指令値ｉγ＊を求める構成を例示しているが、この構成に限定されない。δ軸電流ｉδに代えて、γ軸電流ｉγ及び速度指令値ω＊に基づいて、γ軸電流指令値ｉγ＊が演算されてもよい。

電圧指令演算部１１５は、γ軸電流指令値ｉγ＊と、γ軸電流ｉγと、δ軸電流ｉδと、速度指令値ω＊とに基づいて、γ軸電圧指令値Ｖγ＊、δ軸電圧指令値Ｖδ＊及び速度推定値ωｅｓｔを演算する。γ軸電圧指令値Ｖγ＊は励磁電圧指令値であり、δ軸電圧指令値Ｖδ＊はトルク電圧指令値である。速度推定値ωｅｓｔは、インバータ３０を制御する１周期の速度の推定値を電気角で表したものである。電圧指令演算部１１５の詳細な構成については、後述する。

電気角位相演算部１１８は、速度推定値ωｅｓｔを積分することで、インバータ制御部１１０の内部で使用する電気角位相θを生成する。

座標変換部１１６は、γ−δ軸の電圧指令値をＵＶＷ相の電圧指令値、即ち三相座標系の電圧指令値に変換する変換部である。より詳細に説明すると、座標変換部１１６は、γ軸電圧指令値Ｖγ＊及びδ軸電圧指令値Ｖδ＊を、電気角位相θを用いて三相座標系の電圧指令値である三相電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に変換する。

ＰＷＭ信号生成部１１７は、三相電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に基づいてＰＷＭ信号Ｓｍ１〜Ｓｍ６を生成する。

前述した停止信号Ｓｔが運転制御部１０２で生成されると、生成された停止信号Ｓｔは、ＰＷＭ信号生成部１１７に与えられる。ＰＷＭ信号生成部１１７は、停止信号Ｓｔを受けると、ＰＷＭ信号Ｓｍ１〜Ｓｍ６の出力を停止する。これにより、インバータ３０のスイッチング素子は、スイッチング動作を停止する。

なお、図３の例では、インバータ３０の入力電流の検出値Ｉｄｃからモータ電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを復元する構成としているが、この構成に限定されない。インバータ３０の出力線３３１，３３２，３３３のうちの少なくとも２箇所に電流検出器を設け、それらの電流検出器で相電流を直接検出してもよい。なお、この構成の場合、インバータ制御部１１０において、電流復元部１１１を省略することができる。

次に、電圧指令演算部１１５の構成について説明する。図４は、図３に示す電圧指令演算部１１５の構成例を示すブロック図である。電圧指令演算部１１５は、図４に示すように、速度推定器１３１、加減算器１３２，１３６，１３７，１４０，１４１、機械角位相演算器１３３、フィルタ１３４、速度制御器１３５、γ軸電流制御器１３８、δ軸電流制御器１３９、第１の非干渉制御器１４２及び第２の非干渉制御器１４３を備える。それぞれの加減算器では、脇に付されているプラス（＋）又はマイナス（−）の符号に従って、加算又は減算の演算が行われる。

速度推定器１３１は、γ軸電流ｉγ、δ軸電流ｉδ、γ軸電圧指令値Ｖγ＊及びδ軸電圧指令値Ｖδ＊に基づいて、速度推定値ωｅｓｔを演算する。速度推定値ωｅｓｔは、モータ７の回転速度に対応する推定値である。モータ７の速度は、負荷変動によって変化する。このため、速度推定器１３１は、負荷変動によって変化するモータ７の回転速度を推定し、推定した回転速度に対応する速度推定値ωｅｓｔを出力する。推定された速度推定値ωｅｓｔは、後述する電圧指令値の演算に使用される。

なお、速度推定値ωｅｓｔは、制御装置１００の内部で用いられる推定値である。制御装置１００の内部では、インバータ３０の制御周期に対応させて、電気角の０から２πまでの変化が１周期として扱われる。このため、モータ７の回転速度の推定値が同じでも、モータ７の極対数Ｐによって速度推定値ωｅｓｔの値は、異なる。例えば極対数Ｐが１であれば、モータ７の回転速度の推定値と速度推定値ωｅｓｔとは一致する。また、極対数Ｐが２であれば、速度推定値ωｅｓｔの値は、モータ７の回転速度の推定値の２倍となる。

速度推定器１３１によって演算された速度推定値ωｅｓｔは、加減算器１３２に入力される。加減算器１３２は、速度指令値ω＊と速度推定値ωｅｓｔとの偏差である速度偏差Δωを演算する。

機械角位相演算器１３３は、積分器１３３ａ及び乗算器１３３ｂを備える。速度推定値ωｅｓｔは積分器１３３ａで積分されることにより、電気角で表した位相角の値となる。また、積分器１３３ａの出力は、乗算器１３３ｂで、モータ７の極対数Ｐの逆数が乗算されることにより、機械角で表した位相角の値となる。このようにして、機械角位相演算器１３３は、速度推定値ωｅｓｔに基づいて、モータ７の回転位置を示す機械角位相θｍｅを演算する。

フィルタ１３４は、機械角位相θｍｅに基づいて、速度偏差Δωに含まれる負荷変動成分を除去する。なお、ここで言う「除去」とは、負荷変動成分の一部が除去される、「低減」の概念を含むものである。以下、本明細書では、「低減」の概念を含めて「除去」という文言を使用する。

フィルタ１３４としては、ローパスフィルタ又はノッチフィルタを用いることができる。速度偏差Δωから負荷変動成分が除去された出力は、新たな速度偏差Δωｆとして速度制御器１３５に入力される。なお、速度偏差Δωと、速度偏差Δωｆを区別する際に、速度偏差Δωを「第１の速度偏差」と呼び、速度偏差Δωｆを「第２の速度偏差」と呼ぶことがある。フィルタ１３４の機能及び構成については後述する。

速度制御器１３５は、速度偏差Δωｆに基づいて、δ軸電流指令値ｉδ＊を演算する。δ軸電流指令値ｉδ＊は、速度偏差Δωが零となるδ軸電流ｉδの指令値、換言すると、速度指令値ω＊と速度推定値ωｅｓｔとを一致させるためのδ軸電流ｉδの指令値である。速度制御器１３５の一例は、比例積分（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ−Ｉｎｔｅｇｒａｌ：ＰＩ）制御器である。

なお、図４では、速度制御器１３５の前段にフィルタ１３４を設けているが、速度制御器１３５の後段にフィルタ１３４を設けてもよい。速度制御器１３５の後段にフィルタ１３４を設ける場合、速度指令値ω＊と速度推定値ωｅｓｔとを一致させるためのδ軸電流指令値ｉδ＊に含まれる負荷変動成分が除去される。

加減算器１３６は、γ軸電流指令値ｉγ＊と、γ軸電流ｉγとの偏差を演算する。γ軸電流制御器１３８は、例えばＰＩ制御器で構成され、γ軸電流指令値ｉγ＊とγ軸電流ｉγとの偏差を零に収束させるように動作する。

加減算器１３７は、δ軸電流指令値ｉδ＊と、δ軸電流ｉδとの偏差を演算する。δ軸電流制御器１３９は、例えばＰＩ制御器で構成され、δ軸電流指令値ｉδ＊とδ軸電流ｉδとの偏差を零に収束させるように動作する。

第１の非干渉制御器１４２は、乗算器１４２ａを備える。第１の非干渉制御器１４２は、δ軸電流指令値ｉδ＊及び速度推定値ωｅｓｔに基づいて、γ軸電圧指令の補償値Ｖγｆｆ＊を演算する。γ軸電圧指令の補償値Ｖγｆｆ＊は、δ軸電流指令値ｉδ＊によるγ軸への相互干渉を抑制するための補償値である。図４に示すように、γ軸電圧指令の補償値Ｖγｆｆ＊は、δ軸電流指令値ｉδ＊に、モータ７のδ軸インダクタンスＬδと、速度推定値ωｅｓｔとを乗算することで演算される。

第１の非干渉制御器１４２が存在しない場合、γ軸電流制御器１３８から出力される第１のγ軸電圧指令値Ｖγｆｂ＊が、電圧指令演算部１１５から出力されるγ軸電圧指令値Ｖγ＊とされる。一方、第１の非干渉制御器１４２が存在する場合、加減算器１４０において、第１のγ軸電圧指令値Ｖγｆｂ＊から、第１の非干渉制御器１４２の出力であるγ軸電圧指令の補償値Ｖγｆｆ＊が減算される。そして、加減算器１４０の出力である第２の電圧指令値（Ｖγｆｂ＊−Ｖγｆｆ＊）が電圧指令演算部１１５から出力されるγ軸電圧指令値Ｖγ＊とされる。

第２の非干渉制御器１４３は、乗算器１４３ａ，１４３ｃ及び加減算器１４３ｂを備える。第２の非干渉制御器１４３は、γ軸電流指令値ｉγ＊及び速度推定値ωｅｓｔに基づいて、δ軸電圧指令の補償値Ｖδｆｆ＊を演算する。δ軸電圧指令の補償値Ｖδｆｆ＊は、γ軸電流指令値ｉγ＊によるδ軸への相互干渉を抑制するための補償値である。図４に示すように、乗算器１４３ａでは、γ軸電流指令値ｉγ＊とモータ７のγ軸インダクタンスＬγとが乗算される。加減算器１４３ｂでは、乗算器１４３ａの出力にモータ７の磁束鎖交数ベクトルφｆが加算される。乗算器１４３ｃでは、加減算器１４３ｂの出力に速度推定値ωｅｓｔが乗算される。そして、乗算器１４３ｃの出力がδ軸電圧指令の補償値Ｖδｆｆ＊として、加減算器１４１に入力される。

第２の非干渉制御器１４３が存在しない場合、δ軸電流制御器１３９から出力される第１のδ軸電圧指令値Ｖδｆｂ＊が、電圧指令演算部１１５から出力されるδ軸電圧指令値Ｖδ＊とされる。一方、第２の非干渉制御器１４３が存在する場合、加減算器１４１において、第１のδ軸電圧指令値Ｖδｆｂ＊から、第２の非干渉制御器１４３の出力であるδ軸電圧指令の補償値Ｖδｆｆ＊が減算される。そして、加減算器１４０の出力である第２の電圧指令値（Ｖδｆｂ＊−Ｖδｆｆ＊）が電圧指令演算部１１５から出力されるδ軸電圧指令値Ｖδ＊とされる。

次に、実施の形態１における電圧指令演算部１１５において、速度制御器１３５の前段又は後段にフィルタ１３４を設ける意義について説明する。なお、説明に際し、負荷が圧縮機である場合を想定する。

負荷が圧縮機である場合、モータ７では、モータ７が１回転する１周期内において、圧縮機構造により発生する負荷変動が１周期のｎ倍の回数（ｎは自然数）の頻度で起こることが知られている。圧縮機が、例えばシングルロータリ圧縮機及びスクロール圧縮機である場合、ｎ＝１である。また、圧縮機が、例えばツインロータリ圧縮機である場合、ｎ＝２である。

負荷変動があると、速度推定値ωｅｓｔは、負荷変動に合わせて変動する。従って、フィルタ１３４が存在しない場合、速度偏差Δωに基づいて制御されるδ軸電流指令値ｉδ＊は、モータ７の機械角周波数のｎ倍の周波数成分を含むものとなってしまう。ここで言うモータ７の機械角周波数とは、モータ７の回転速度を単位時間（１秒）当たりの回転角（ラジアン）で表したものである。この変動成分がδ軸電流指令値ｉδ＊に含まれると、後述のように、モータ７の各相電流がばらつくので、高効率な運転ができない。

一方、フィルタ１３４によって、速度偏差Δω又はδ軸電流指令値ｉδ＊から、特定の周波数成分を除去するように制御すれば、負荷変動の影響を抑制してδ軸電流指令値ｉδ＊の値を小さくすることができる。なお、ここで言う「特定の周波数成分」とは、モータ７の回転速度を単位時間当たりの回転角で表した機械角周波数のｎ倍の周波数成分である。“ｎ”は、上記で説明した自然数である。δ軸電流指令値ｉδ＊の値を小さくできれば、モータ７の各相電流のばらつきを小さくすることができ、高効率な運転が可能となる。

次に、フィルタ１３４の有無による運転効率の改善効果について、図５から図８の図面を参照して説明する。図５は、実施の形態１の効果の説明に供する第１の波形図である。図６は、実施の形態１の効果の説明に供する特性図である。図７は、実施の形態１の効果の説明に供する第２の波形図である。図８は、実施の形態１の効果の説明に供する第３の波形図である。

まず、図５の波形の前提となる「振動抑制制御」について説明する。

冷凍サイクル装置では、モータ７の振動を低減するために、モータ７の速度変動が小さくなるように、換言すると速度偏差Δωが小さくなるように制御することが行われる。モータ７の速度変動が小さくなると、振動が小さくなる。このため、速度偏差Δωを小さくする制御は、一般的に「振動抑制制御」と呼ばれる。

速度偏差Δωは、モータ７の出力トルクτｍ、負荷トルクτＬ及びモータ７のイナーシャＪを用いて、以下の（１）式で表すことができる。

上記（１）式に示されるように、負荷トルクτＬに対して出力トルクτｍが小さければ、モータ７の回転速度は指令値に対して小さくなる。逆に、負荷トルクτＬに対して出力トルクτｍが大きければ、モータ７の回転速度は指令値に対して大きくなる。

図５には、振動抑制制御の実施時における各種の波形例が示されている。より詳細に説明すると、図５の上段部には、モータ７の回転速度（以下、単に「回転速度」と呼ぶ）ωｍが細実線で示され、速度推定値ωｅｓｔが太実線で示され、速度指令値ω＊が破線で示されている。図５の中上段部には、Ｕ相電流ｉｕが細実線で示され、Ｖ相電流ｉｖが太実線で示され、Ｗ相電流ｉｗが破線で示されている。図５の中下段部には、δ軸電流指令値ｉδ＊が細実線で示され、δ軸電流ｉδが太実線で示されている。図５の下段部には、出力トルクτｍが実線で示され、負荷トルクτＬが破線で示されている。

図５の下段部によれば、負荷トルクτＬの変動に対して、出力トルクτｍが追従している様子が示されている。振動抑制制御では、図５の下段部に示される出力トルクτｍをモータ７に出力させるため、モータ７の相電流の振幅は大きくなる。また、振動抑制制御では、図５の中上段部に示されるように、各相電流のピーク値が大きく、且つ、各相電流のピーク値の時間変化が大きく、且つ、各相電流のピーク値が相毎にばらついている。このため、振動抑制制御では、高効率な運転制御を行うことは望めない。

次に、図６について説明する。図６には、高効率制御の実施時におけるオーバーオール値の減衰率とフィルタの時定数との関係が示されている。なお、図６に示す特性は、図４に示すフィルタ１３４にローパスフィルタを用いた場合の例である。また、図６に示す特性は、負荷がシングルロータリ圧縮機の場合の例である。

図６の横軸には、モータ７の機械角周波数に基づいて定められるローパスフィルタの時定数（以下、「フィルタ時定数」と呼ぶ）の倍数が示されている。例えば、横軸における倍数１０は、フィルタ時定数をモータ７の機械角周波数の逆数の１０倍に設定したことを意味している。

また、図６の縦軸には、モータ電流のオーバーオール値の減衰率が示されている。ここで、オーバーオール値とは、モータ電流の周波数解析を行い、ある周波数帯までの周波数成分の合計値である。具体的に、図６では、０Ｈｚ〜１０００Ｈｚまでのオーバーオール値の減衰率を示している。なお、オーバーオール値が小さいことと、オーバーオール値の減衰率が大きいこととは等価である。また、オーバーオール値の減衰率が大きい程、モータ７の相電流のばらつきが小さくなるので、より高効率な運転が可能となる。

また、図６に示すオーバーオール値の減衰率は、図５に示す振動抑制制御時のオーバーオール値を基準としたものである。即ち、図５に示す振動抑制制御時のオーバーオール値を、図６において、減衰率“０％”としている。また、図６では、例えばローパスフィルタの時定数を機械角周波数の１０倍に設定したときの減衰率が約２９％であることが示されている。これは図５に示す振動抑制制御時のオーバーオール値に対して２９％の改善効果があることを意味している。

また、図６では、モータ７の回転速度が３７ｒｐｓの場合と、８０ｒｐｓの場合の２つの例が示されている。これらの例によれば、モータ７の回転速度の差異は、フィルタ時定数の倍数に対する特性に大きな影響がないことが分かる。

また、図６において、フィルタ時定数の倍数を大きくすることは、フィルタのカットオフ周波数が低周波側に移動して、δ軸電流指令値ｉδ＊が直流値に近づくことを意味する。フィルタ時定数を大きくしていくと、図６に示されるように、オーバーオール値の減衰率は３３％程度の値で飽和する。このことから、以下のことが言える。

（１）モータ７の機械角周波数のｎ倍の周波数成分が十分減衰するようにフィルタ時定数を設定すれば、負荷変動の変動周波数成分が電流指令から除去される。
（２）ローパスフィルタを用いてδ軸電流指令値ｉδ＊を直流値に近づけただけの制御では、オーバーオール値の減衰率の限界は３３％程度である。

何れにしても、図６の波形は、フィルタ時定数をモータ７の機械角周波数の逆数の２０倍以上に設定すれば、オーバーオール値の減衰率の限界値と考えられる３３％の改善効果が得られることを示している。なお、制御の実態に即して考えると、必ずしも３３％の改善効果が得られものでなくてもよく、例えば１０％から１５％減の効果、即ち、２８％以上の効果が得られれば充分である。図６において、フィルタ時定数の倍数が１０のときの減衰率は２９％程度である。このため、フィルタ時定数の倍数が１０以上であれば、本実施の形態で言う高効率制御に適したものであると言うことができる。

また、図７及び図８には、図６に示すフィルタ時定数が２５倍に設定されたローパスフィルタを用いて高効率制御を実施したときの図５と同種の波形例が示されている。但し、図７では、図４に示す第１の非干渉制御器１４２及び第２の非干渉制御器１４３で使用する角速度の情報は、速度推定値ωｅｓｔではなく、速度指令値ω＊が用いられている。一方、図８では、図４に示す第１の非干渉制御器１４２及び第２の非干渉制御器１４３で使用する角速度の情報は、図４に示されるように速度推定値ωｅｓｔが用いられている。なお、特許文献１では、非干渉制御器で使用する角速度の情報として、速度指令値ω＊が用いられている。

図５の下段部に示されるように、負荷トルクτＬの変動に対して出力トルクτｍが追従するのが振動抑制制御の特徴である。これに対して、図８に示す高効率制御では、図８の中下段部に示されるように、δ軸電流指令値ｉδ＊にδ軸電流ｉδが追従し、δ軸電流指令値ｉδ＊とδ軸電流ｉδとは、ほぼ一致するように制御されている。

また、図８の下段部に示されるように、出力トルクτｅは負荷トルクτＬには追従せず、ほぼ一定値となる。これにより、図８の中上段部に示されるように、各相電流のピーク値は一定値となり、各相電流のピーク値の相毎のばらつきが図５に比べて極めて小さくなっている。計算結果のみを示すが、図８に示す波形例の場合のオーバーオール値の減衰率は、４３．１％である。

図８に対し、図７では、中下段部に示されるように、δ軸電流指令値ｉδ＊にδ軸電流ｉδが追従せず、δ軸電流指令値ｉδ＊とδ軸電流ｉδとは一致していない。また、図７の下段部に示されるように、出力トルクτｅには、機械角周波数のｎ倍の成分がより多く含まれている。これにより、図７の中上段部に示されるように、各相電流のピーク値は一定とはならず、高効率制御による改善効果は図８の場合の例よりも小さくなる。

なお、図８に示されるように、各相電流のピーク値が一定になるように制御されると、出力トルクτｅは交流成分を含まない直流値となっている。従って、出力トルクτｅが交流成分を含まない直流値であるほど、高効率な制御であると言える。但し、出力トルクも直流値となるため、負荷トルクと出力トルクが一致しない制御となり、速度変動は大きくなる。

次に、図５に示すフィルタ１３４をノッチフィルタとするときの構成及び着意事項について、図９を参照して説明する。図９は、図４に示すフィルタ１３４をノッチフィルタとしたときの構成例を示すブロック図である。

フィルタ１３４をノッチフィルタとする場合、機械角周波数のｎ倍の値がフィルタ中心周波数として設定される。これにより、負荷変動による変動周波数成分にフィルタ中心周波数が合わせられ、電流指令値から負荷変動による変動成分が除去される。

なお、ノッチフィルタの場合、一般的に除去帯域の狭いものが使用される。従って、負荷変動による変動成分の帯域だけが電流指令値から低レベルに減衰される。このため、モータ速度に応じてフィルタ中心周波数を可変する構成が望ましい。フィルタ中心周波数をモータ速度に応じて可変する構成とすれば、設定速度に応じて変化する変動成分を適切に除去することが可能となる。

ノッチフィルタであるフィルタ１３４は、例えば図９のように構成することができる。フィルタ１３４は、図９に示すように、乗算器１６１と、正弦値演算器１６２，１６６と、余弦値演算器１６３，１６７と、ローパスフィルタ１６４，１６５と、加減算器１６８，１６９とを備える。

フィルタ１３４には、加減算器１３２の出力である速度偏差Δωと、機械角位相演算器１３３の出力である機械角位相θｍｅとが入力される。

乗算器１６１は、機械角位相θｍｅをｎ倍した、ｎ×θｍｅの値を正弦値演算器１６２と、余弦値演算器１６３とに出力する。

正弦値演算器１６２では、Δω×ｓｉｎ（ｎ×θｍｅ）の演算処理が行われる。正弦値演算器１６２の出力は、時定数Ｔｆのローパスフィルタ１６４に通される。ローパスフィルタ１６４を通すことにより、直流量が得られる。この直流量は、正弦値演算器１６６によって、ｓｉｎ（ｎ×θｍｅ）の値が乗算され、複素平面上の虚軸方向の直流量として加減算器１６８に出力される。

また、余弦値演算器１６３では、Δω×ｃｏｓ（ｎ×θｍｅ）の演算処理が行われる。余弦値演算器１６３の出力は、時定数Ｔｆのローパスフィルタ１６５に通される。ローパスフィルタ１６５を通すことにより、直流量が得られる。この直流量は、余弦値演算器１６７によって、ｃｏｓ（ｎ×θｍｅ）の値が乗算され、複素平面上の実軸方向の直流量として加減算器１６８に出力される。

加減算器１６８では、複素平面上の虚軸方向の直流量と、複素平面上の実軸方向の直流量とが加算される。これにより、加減算器１６８の出力は、機械角周波数のｎ倍成分に起因する交流量Δωｎｆとなる。そして、加減算器１６９では、速度偏差Δωと、交流量Δωｎｆとの偏差が演算される。加減算器１６９の出力は、速度偏差Δωから機械角周波数のｎ倍成分に起因する交流量Δωｎｆが除去された出力となり、第２の速度偏差Δωｆとして速度制御器１３５に入力される。以後の動作は、前述した通りである。

次に、実施の形態１における制御装置１００の機能を実現するためのハードウェア構成について、図１０及び図１１の図面を参照して説明する。図１０は、実施の形態１における制御装置１００の機能を実現するハードウェア構成の一例を示すブロック図である。図１１は、実施の形態１における制御装置１００の機能を実現するハードウェア構成の他の例を示すブロック図である。

制御装置１００の機能の一部又は全部を実現するには、図１０に示すように、演算を行うプロセッサ２００、プロセッサ２００によって読みとられるプログラムが保存されるメモリ２０２、及び信号の入出力を行うインタフェース２０４を含む構成とすることができる。

プロセッサ２００は、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）、又はＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）といった演算手段であってもよい。また、メモリ２０２には、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ＲＯＭ）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ ＥＰＲＯＭ）といった不揮発性又は揮発性の半導体メモリ、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、ＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ Ｄｉｓｃ）を例示することができる。

メモリ２０２には、制御装置１００の機能を実行するプログラムが格納されている。プロセッサ２００は、インタフェース２０４を介して必要な情報を授受し、メモリ２０２に格納されたプログラムをプロセッサ２００が実行することにより、制御装置１００の機能を実現することができる。プロセッサ２００による演算結果は、メモリ２０２に記憶することができる。

また、図１０に示すプロセッサ２００及びメモリ２０２は、図１１のように処理回路２０３に置き換えてもよい。処理回路２０３は、単一回路、複合回路、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ−Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）、又は、これらを組み合わせたものが該当する。

なお、制御装置１００における一部の処理を処理回路２０３で実施し、処理回路２０３で実施しない処理をプロセッサ２００及びメモリ２０２で実施してもよい。

以上説明したように、実施の形態１によれば、速度制御器の前段に設けられるフィルタは、モータの回転位置を示す機械角位相に基づいて、速度指令値と速度推定値との偏差である第１の速度偏差に含まれる負荷変動による変動成分を除去する。速度制御器は、フィルタから出力される第２の速度偏差に基づいて電流指令値を生成する。電流制御器は、特定の周波数成分が除去された電流指令値と、モータ電流とに基づいてモータに印加する電圧の指令値である電圧指令値を演算する。特定の周波数成分は、機械角周波数の自然数倍の周波数成分である。これにより、制御装置がモータを駆動するインバータを制御する過程において、電流指令値の脈動成分を低減することができる。これにより、モータに対する高効率な駆動制御を確実に実施することができる。

なお、前記フィルタは、速度制御器の後段に設けられていてもよい。この構成の場合、速度制御器は、速度指令値と速度推定値との偏差である速度偏差に基づいて電流指令値を生成する。フィルタは、モータの回転位置を示す機械角位相に基づいて、電流指令値に含まれる負荷変動による変動成分を除去する。電流制御器は、負荷変動による変動成分が除去された電流指令値と、モータ電流とに基づいてモータに印加する電圧の指令値である電圧指令値を演算する。この構成によっても、電流指令値の脈動成分を低減することができ、モータに対する高効率な駆動制御を確実に実施することができる。

従来の電流制御では、積分制御によりトルク電流指令値の脈動成分が零となるように制御を行っている。しかしながら、積分制御では位相の遅れが発生し、積分ゲインの値によっては制御が破綻するおそれがある。これに対し、実施の形態１の手法では、トルク電流指令値の脈動成分が零となるような積分制御を行わずに、速度制御器の前段又は後段にノッチフィルタを用いてトルク電流指令値を一定値に近づけるようにしている。これにより、制御の過程で所望の制御ゲイン値が得られないといった現象の生起は、確実に回避可能である。

また、従来の非干渉制御では、非干渉制御器で使用する角速度の情報には、速度指令値ω＊が用いられている。非干渉制御器で使用する角速度を速度指令値ω＊とした場合、非干渉制御器が有効に働かず、電流指令値に実電流を追従させる制御が遅延するおそれがある。これに対し、実施の形態１の手法では、非干渉制御器で使用する角速度の情報に速度推定値ωｅｓｔを用いているので、電流指令値に実電流を追従させる制御を迅速に行うことができる。これにより、制御の迅速化を図りつつ、より高効率な駆動制御が可能となる。

実施の形態２．
図１２は、実施の形態２に係る冷凍サイクル装置５００の構成例を示す図である。実施の形態２に係る冷凍サイクル装置５００は、実施の形態１で説明した負荷駆動装置３００を備える。実施の形態２に係る冷凍サイクル装置５００は、空気調和機、冷蔵庫、冷凍庫、ヒートポンプ給湯器といった冷凍サイクルを備える製品に適用することが可能である。なお、図１２において、実施の形態１と同様の機能を有する構成要素には、実施の形態１と同一の符号を付している。

冷凍サイクル装置５００は、実施の形態１におけるモータ７を内蔵した圧縮機５０１と、四方弁５０２と、室内熱交換器５０６と、膨張弁５０８と、室外熱交換器５１０とが冷媒配管５１２を介して取り付けられている。

圧縮機５０１の内部には、冷媒を圧縮する圧縮機構５０４と、圧縮機構５０４を動作させるモータ７とが設けられている。

冷凍サイクル装置５００は、四方弁５０２の切替動作により暖房運転又は冷房運転をすることができる。圧縮機構５０４は、可変速制御されるモータ７によって駆動される。

暖房運転時には、実線矢印で示すように、冷媒が圧縮機構５０４で加圧されて送り出され、四方弁５０２、室内熱交換器５０６、膨張弁５０８、室外熱交換器５１０及び四方弁５０２を通って圧縮機構５０４に戻る。

冷房運転時には、破線矢印で示すように、冷媒が圧縮機構５０４で加圧されて送り出され、四方弁５０２、室外熱交換器５１０、膨張弁５０８、室内熱交換器５０６及び四方弁５０２を通って圧縮機構５０４に戻る。

暖房運転時には、室内熱交換器５０６が凝縮器として作用して熱放出を行い、室外熱交換器５１０が蒸発器として作用して熱吸収を行う。冷房運転時には、室外熱交換器５１０が凝縮器として作用して熱放出を行い、室内熱交換器５０６が蒸発器として作用し、熱吸収を行う。膨張弁５０８は、冷媒を減圧して膨張させる。

なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

１ 交流電源、２ リアクトル、３ 整流回路、５ 平滑コンデンサ、７ モータ、１０ 電圧検出器、１２ａ，１２ｂ 直流母線、３０ インバータ、４０ 電流検出器、１００ 制御装置、１０２ 運転制御部、１１０ インバータ制御部、１１１ 電流復元部、１１２，１１６ 座標変換部、１１５ 電圧指令演算部、１１７ ＰＷＭ信号生成部、１１８ 電気角位相演算部、１１９ 励磁電流指令制御部、１３１ 速度推定器、１３２，１３６，１３７，１４０，１４１，１４３ｂ，１６８，１６９ 加減算器、１３３ 機械角位相演算器、１３３ａ 積分器、１３３ｂ，１４２ａ，１４３ａ，１４３ｃ，１６１ 乗算器、１３４ フィルタ、１３５ 速度制御器、１３８ γ軸電流制御器、１３９ δ軸電流制御器、１４２ 第１の非干渉制御器、１４３ 第２の非干渉制御器、１６２，１６６ 正弦値演算器、１６３，１６７ 余弦値演算器、１６４，１６５ ローパスフィルタ、２００ プロセッサ、２０２ メモリ、２０３ 処理回路、２０４ インタフェース、３００ 負荷駆動装置、３１０ 主回路、３１０Ａ，３１０Ｂ，３１０Ｃ レグ、３１１ トランジスタ、３１２ ダイオード、３２１，３２２，３２３ 接続点、３３１，３３２，３３３ 出力線、３５０ 駆動回路、５００ 冷凍サイクル装置、５０１ 圧縮機、５０２ 四方弁、５０４ 圧縮機構、５０６ 室内熱交換器、５０８ 膨張弁、５１０ 室外熱交換器、５１２ 冷媒配管、Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４ ダイオード、ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ 上アームスイッチング素子、ＵＮ，ＶＮ，ＷＮ 下アームスイッチング素子。

Claims (9)

1. 交流電力をモータに供給して負荷を駆動する負荷駆動装置であって、
   交流電圧を整流して直流電圧に変換する整流回路と、
   前記整流回路から出力される直流電力を前記交流電力に変換するインバータと、
   前記インバータを制御する制御装置と、を備え、
   前記制御装置は、
   前記モータの回転速度の推定値である速度推定値を演算する速度推定器と、
   速度指令値と前記速度推定値との偏差である速度偏差に基づいて電流指令値を生成する速度制御器と、
   前記速度推定値に基づいて、前記モータの回転位置を示す機械角位相を演算する機械角位相演算器と、
   前記速度偏差又は前記速度制御器から出力される電流指令値に含まれる負荷変動による変動成分から、特定の周波数成分を除去するフィルタと、
   前記特定の周波数成分が除去された電流指令値と、前記モータに流れるモータ電流とに基づいて前記モータに印加する電圧の指令値である電圧指令値を演算する電流制御器と、
   を備え、
   前記特定の周波数成分は前記負荷によって決まる周波数成分であり、前記モータの回転速度を単位時間当たりの回転角で表した機械角周波数の自然数倍の周波数成分である
   負荷駆動装置。
2. 前記電流制御器は、前記モータ電流を前記電流指令値に一致させる制御を行う
   請求項１に記載の負荷駆動装置。
3. 前記フィルタは、ローパスフィルタである
   請求項１又は２に記載の負荷駆動装置。
4. 前記フィルタは、ノッチフィルタである
   請求項１又は２に記載の負荷駆動装置。
5. 前記インバータの入力電流を検出する電流検出器を備え、
   前記モータ電流は、前記電流検出器の検出値に基づいて演算される
   請求項１から４の何れか１項に記載の負荷駆動装置。
6. 前記モータ電流を検出する電流検出器を備えた
   請求項１から４の何れか１項に記載の負荷駆動装置。
7. 励磁電流成分とトルク電流成分との間の相互干渉を抑制するための非干渉制御器を備え、
   前記非干渉制御器の処理では、前記速度推定値を用いる
   請求項１から６の何れか１項に記載の負荷駆動装置。
8. 請求項１から７の何れか１項に記載の負荷駆動装置を備えた冷凍サイクル装置。
9. 請求項８に記載の冷凍サイクル装置を備えた空気調和機。

Images