JPWO2018008372A1 - ６線３相モータ、インバータ装置およびモータシステム - Google Patents

６線３相モータ、インバータ装置およびモータシステム Download PDF

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Abstract

高出力化とトルクリップルの低減との両立が可能な６線３相モータの提供。６線３相モータ（１００）は、相間で独立して巻かれた巻線を有するステータ（１１０）と、周方向に複数の磁石を有するロータ（１１１）と、を備える６線３相モータであって、ステータ（１１０）またはロータ（１１１）は、ＰＷＭ信号に基づく過変調電圧が印加されたときのモータ電流における３次高調波電流成分が、ＰＷＭ信号に基づく正弦波変調電圧が印加されたときのモータ電流における３次高調波電流成分よりも大きくなるように構成されている。

Description

本発明は、６線３相モータ、インバータ装置およびモータシステムに関する。
従来、一般的な３線３相モータとは別に、各相の電機子巻線に流れる電流を独立に制御することができる６線３相モータが知られている（例えば、特許文献１参照）。
ところで、モータの高出力化を実現する方法としては、入力電圧を大きくすることが一般的である。しかし、自動車用モータの電源電圧はバッテリの積載量で決まっており、印加電圧を容易に大きくすることができない。特に、バッテリ電圧が低いシステムでは高出力化の壁となっている。そのため、従来の３線３相モータでは、印加電圧を大きく取る方法として、相電圧指令値に３次高調を重畳したＰＷＭや矩形波などを用いる、過変調制御による電圧利用率を向上させる方法が用いられている。
特開２０００−１２５４１１号公報
ところで、通常の３線３相モータでは電圧は相間に印加されるため過変調制御を行っても３次の高調波電流が流れることはないが、６線３相モータでは各相独立に電圧を印加するため、過変調制御によって３次の高調波電流がモータに流れ、トルクリップル、振動および騒音を悪化させるという問題が生じる。
本発明の第１の態様によると、６線３相モータは、相間で独立して巻かれた巻線を有するステータと、周方向に複数の磁石を有するロータと、を備える６線３相モータであって、前記ステータまたは前記ロータは、ＰＷＭ信号に基づく過変調電圧が印加されたときのモータ電流における３次高調波電流成分が、ＰＷＭ信号に基づく正弦波変調電圧が印加されたときのモータ電流における３次高調波電流成分よりも大きくなるように構成されている。
本発明の第２の態様によると、インバータ装置は、搬送波と信号波とに基づくＰＷＭ制御によるインバータ印加電圧を、６線３相モータに印加するインバータ装置であって、前記信号波は、前記搬送波の振幅よりも大きな振幅を有する基本波と３次高調波信号とを含み、振幅が前記搬送波の振幅以下である。
本発明の第３の態様によると、モータシステムは、６線３相モータと、搬送波と信号波とに基づくＰＷＭ制御によるインバータ印加電圧を前記６線３相モータに印加するインバータ装置と、を備えるモータシステムであって、前記信号波は、前記搬送波の振幅よりも大きな振幅を有する基本波と３次高調波信号とを含み、振幅が前記搬送波の振幅以下である。
本発明によれば、高出力化とトルクリップルの低減との両立が可能な６線３相モータを提供することができる。
図１は、第１の実施の形態におけるモータシステムの一例を示す図である。 図２は、モータの概略構成を示す断面図である。 図３は、ＰＷＭパルスの生成方法を示す図である。 図４は、正弦波変調および過変調制御を行った場合のインバータ印加電圧波形を示す図である。 図５は、インバータ印加電圧に含まれる各次数の成分を示す図である。 図６は、Ｕ相に関する等価回路を示す図である。 図７は、３線３相モータのモータシステムを示す図である。 図８は、３次高調波誘起電圧Ｅ３（Ｅu3，Ｅv3，Ｅw3）の発生を説明する図である。 図９は、本実施の形態におけるステータ構造を説明する図である。 図１０は、２極３スロット系集中巻ステータの場合の適用例を示す図である。 図１１は、毎極毎相スロット数が２の場合の従来例を示す図である。 図１２は、図１１に示すステータ構造の場合の誘起電圧Ｅu，Ｅv，Ｅwを説明する図である。 図１３は、誘起電圧の各次数の成分を示す図である。 図１４は、正弦波電流と歪み波電流とを示す図である。 図１５は、図１４に示す正弦波電流および歪み波電流をモータに流した場合のトルク波形を示す図である。 図１６は、図１４の電流波形に含まれる各次数成分を示す図である。 図１７は、図１５のトルク波形に含まれる各次数成分を示す図である。 図１８は、毎極毎相スロット数が２の場合の一実施形態を示す図である。 図１９は、図１８に示すステータ構造の場合に、各相コイルに発生する誘起電圧波形の一例を示す図である。 図２０は、図１９に示す誘起電圧波形の各次数成分を示す図である。 図２１は、図１８に示すステータ構成のモータに正弦波電流および歪み波電流を流した場合のトルク波形を示す図である。 図２２は、図２１に示すトルク波形の各次数成分を示す図である。 図２３は、第２の実施の形態におけるロータ構造を説明する図である。 図２４は、ギャップ磁束密度の分布の一例を示す図である。 図２５は、磁束密度分布の１次、３次成分の極弧率依存性と、誘起電圧の１次、３次成分の極弧率依存性とを示す図である。
以下、図を参照して本発明を実施するための形態について説明する。
−第１の実施の形態−
図１は、６線３相モータを駆動するためのモータシステム１の概略構成を示す図である。モータシステム１は、インバータ装置２００、インバータ装置２００により駆動されるモータ１００を備えている。なお、直流電源２０１については、モータシステム１に含める構成でも良いし、含めない構成であっても良い。
インバータ装置２００は、電機子巻線１２１ａ〜１２１ｃに流れる電流をそれぞれ独立に制御することで、モータ１００を駆動させることができる。モータ１００の出力軸１１３には、モータ１００の磁極位置θを検出する磁極位置検出器１１５が取り付けられている。磁極位置検出器１１５による磁極位置θの検出結果は、制御器２０３に出力される。
直流電源２０１は、直流母線２０１ａ、２０１ｂを介してインバータ回路２１０に直流電力を供給する。直流電源２０１には、たとえばリチウムイオン電池等の二次電池などを利用することができる。平滑コンデンサ２０２は、インバータ回路２１０の動作に伴って生じる直流電圧の変動を抑制するためのものであり、直流母線２０１ａと直流母線２０１ｂの間に、インバータ回路２１０と並列に接続されている。
インバータ回路２１０は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相にそれぞれ対応するフルブリッジ型のブリッジ回路２１０ａ、２１０ｂ、２１０ｃを有している。制御器２０３は、インバータ回路２１０のブリッジ回路２１０ａ、２１０ｂ、２１０ｃに対してドライブ信号Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗをそれぞれ出力し、ブリッジ回路２１０ａ、２１０ｂ、２１０ｃをそれぞれ動作させることでインバータ回路２１０を制御する。
各ブリッジ回路２１０ａ、２１０ｂ、２１０ｃは、上下各アームのスイッチング素子として機能する４つのＩＧＢＴ２２１と、各ＩＧＢＴ２２１と並列に設けられた４つのダイオード２２２とを有している。ブリッジ回路２１０ａ、２１０ｂ、２１０ｃにおいて、各ＩＧＢＴ２２１は、制御器２０３からのドライブ信号Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗに応じてスイッチング動作を行う。これにより、直流電源２０１から供給された直流電力が三相交流電力に変換され、ブリッジ回路２１０ａ、２１０ｂ、２１０ｃから各相の交流出力線１２０を介して、モータ１００の各相の電機子巻線１２１ａ、１２１ｂ、１２１ｃにそれぞれ出力される。交流出力線１２０を流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは電流センサ１３０により検出され、その検出結果は制御器２０３に入力される。
図２は、モータ１００の概略構成を示す図であり、一例として２極のモータについて示したものである。モータ１００は埋め込み磁石型モータである。ステータ１１０のステータコア１１０ａには、電機子巻線１２１ａ、１２１ｂ、１２１ｃが電気角１２０°位相差で取り付けられている。ロータ１１１の出力軸１１３には、内部に複数の永久磁石１１２が埋め込まれたロータコア１１４が固定されている。
図１に示したようにモータ１００は６線３相モータである。本実施の形態では、モータ出力が小さい軽負荷のときには正弦波変調を行い、モータ出力が大きい高負荷のときは、ＰＷＭ信号波に３次高調波を重畳させて印加電圧を大きくする。
図３は、ＰＷＭパルスの生成方法を示す図である。図３（ａ）に示す正弦波変調の場合には、搬送波Ｃに対して信号波Ｓ１，Ｓ２を適用してＰＷＭパルスを生成する。一方、図３（ｂ）に示す過変調制御の場合には、３次高調波成分を含む信号波Ｓ３，Ｓ４を適用してＰＷＭパルスを生成する。なお、図３は、１相分について示したものであり、各相の信号波は１２０°だけ位相をずらしたものとなる。
過変調制御では、基本波（正弦波成分）の振幅は搬送波の振幅よりも大きく、変調率＞１のように設定されている。それによって、図３（ａ）に示す正弦波変調の場合よりも高出力となるようにしている。ただし、変調率＞１の過変調制御においては、信号波Ｓ３，Ｓ４の振幅が搬送波の振幅以下となるように３次高調波成分を含ませている。その結果、図３（ｂ）に示すような振幅の大きさが搬送波の振幅以下である信号波を生成することができる。
図４は、図３の正弦波変調および過変調制御を行った場合のインバータ印加電圧波形を示す図である。図４（ａ）は、変調率が１以下の正弦波変調の場合を示す。図４（ｂ）は、変調率を１以上とするために３次高調波を重畳させた過変調制御の場合を示す。過変調制御では変調率が１以上であるが、３次高調波を重畳させて図３（ｂ）のように信号波の最大値を抑えることで、スイッチング素子を常時オン状態とすることなく電圧を出力することができる。
図５は、図４に示したインバータ印加電圧に含まれる成分の分析結果を示す。図５（ａ）は正弦波変調の場合であり、図５（ｂ）は過変調の場合を示す。図３（ａ）に示す正弦波変調の場合、搬送波Ｃの振幅と信号波Ｓ１，Ｓ２の振幅とが同じであるため、電圧の基本波（１次）成分の振幅は直流電圧と同じ大きさになる。
一方、３次高調波を重畳した信号波Ｓ３，Ｓ４を用いる過変調制御の場合には、電圧成分に３次高調波が含まれていることが分かる。このように、信号波に３次高調波を入れることで、搬送波の振幅より信号波の振幅を大きくすること無く基本波（１次）を１以上にすることが可能になり、インバータの印加電圧を大きくでき、モータの出力アップにつながる。
モータに流れる電流は、次式（１）で示す電圧方程式に基づいて定まる。式（１）は図６に示すようなＵ相の等価回路について示したものであり、Ｖ相およびＷ相に関しても同様の式が成り立つ。Ｖuはインバータ印加電圧、Ｉuはモータを流れる電流、Ｒはモータのコイル抵抗、Ｌはモータのインダクタンス、Ｅuはロータ１１１に設けられた永久磁石１１２の磁束による誘起電圧である。
Figure 2018008372
図６は、Ｕ相ブリッジ回路２１０ａとモータＵ相電機子巻線１２１ａとをＵ相巻線端１２２ａ１，１２２ａ２で接続した場合の等価回路である。式（１）から分かるように、インバータ印加電圧Ｖuおよび誘起電圧Ｅuの少なくとも一方に３次高調波成分が含まれる場合には、モータ電流Ｉuにも３次高調波が含まれることになる。そのため、図４（ｂ），５（ｂ）に示すように３次高調波を含むインバータ印加電圧が印加されると、モータを流れる電流Ｉuに３次高調波が含まれる。
通常の３線３相モータの場合には、図７に示すように、各相の電機子巻線１２１ａ、１２１ｂ、１２１ｃの端を短絡して中性点１２３とするスター結線である場合が殆どであり、モータ１００に３次高調波電流が流れることは無い。
しかし、６線３相モータでは、図１に示すように各相の電機子巻線１２１ａ，１２１ｂ，１２１ｃが独立しているため、上述したように、誘起電圧Ｅu，Ｅv，Ｅwやインバータ印加電圧Ｖu，Ｖv，Ｖwに３次高調波が含まれていると、モータに流れる電流Ｉu，Ｉv，Ｉwに３次高調波が含まれることになる。
ところで、モータ１００によって機械出力に変換される電力は、各相の瞬時電力で表される。モータ１００の各相に発生する誘起電圧Ｅu，Ｅv，Ｅwは、次式（２）〜（４）のように表される。なお、式（２）〜（４）では７次高調波まで含めた。
Figure 2018008372
インバータ印加電圧または誘起電圧の影響でモータ電流Ｉu，Ｉv，Ｉwが３次高調波を含む場合、Ｉu，Ｉv，Ｉwは式（５）〜（７）のように表される。
Figure 2018008372
このとき、各相の瞬時電力は次式（８）〜（１０）で表され、モータ１００によって機械出力に変換される電力は式（１１）で表される。
Figure 2018008372
式（１１）に式（５）〜（１０）を代入し、展開して整理すると次式（１２）のようになる。そして、モータトルクτは式（１３）のように表される。瞬時電力の式（１２）において、cos(6ωt+β)、cos(6ωt-β)およびcos(6ωt+3β)を含む項は、６倍の電力脈動を示す項である。この脈動成分のためにトルクリップルが発生することが、式（１３）から分かる。式（１２）、（１３）の｛ ｝内の３項目は５次高調波誘起電圧Ｅ５と基本波電流Ｉ１による６倍の脈動成分で、４項目は７次高調波誘起電圧Ｅ７と基本波電流Ｉ１による６倍の脈動成分で、５項目は３次高調波誘起電圧Ｅ３と３次高調波電流Ｉ３による６倍の脈動成分である。この５項目は、誘起電圧Ｅu，Ｅv，Ｅwおよびモータに流れる電流Ｉu，Ｉv，Ｉwのそれぞれに３次高調波が含まれるとトルクリップルが増加する。
Figure 2018008372
本実施の形態では、巻線の構成を以下に説明するような構成とすることで、３次高調波誘起電圧Ｅ３に起因するトルクリップルを抑制するようにした。ところで、誘起電圧Ｅu，Ｅv，Ｅwに高調波成分が含まれるか否かは、永久磁石１１２がギャップに形成する磁束密度分布に依存する。
図８は、３次高調波誘起電圧Ｅ３（Ｅu3，Ｅv3，Ｅw3）の発生を説明する図である。図８に示す構成では、電機子巻線１２１ａ，１２１ｂ，１２１ｃは分布巻であって、永久磁石１１２のＮ極とＳ極との磁極ピッチと同一ピッチで巻回されている。ラインＬ１１は磁束密度分布の基本波成分を示しており、１周期は電気角で３６０°である。この基本波成分がモータの定常トルクや機械出力に変換される成分である。また、ラインＬ１３は磁束密度分布の３次高調波成分を示しており、１周期は電気角で１２０°である。このように、Ｎ極とＳ極とは１８０°ピッチ等間隔に並んでいるが、磁束密度分布は正弦波とはならず歪んでいる。
図８のＵ相電機子巻線１２１ａを見ると、Ｕ相電機子巻線１２１ａのピッチ（電気角１８０°）は３次高調波成分の１．５周期に対応している。磁束がＵ相電機子巻線１２１ａに鎖交することにより誘起電圧Ｅuが発生するが、Ｕ相電機子巻線１２１ａにおける誘起電圧Ｅuの大きさや向きは、鎖交している磁束の位相によって異なる。
例えば、符号（Ｕ＋）で示すＵ相電機子巻線１２１ａと符号（Ｕ−）で示すＵ相電機子巻線１２１ａの間の電気角１８０°の範囲の３次高調波成分（ラインＬ１３）を見ると、符号（Ｕ＋）の位置から電気角６０°までの磁束密度と、電気角６０°の位置から電気角１２０°の位置までの磁束密度とでは符号が逆向きになっている。そのため、それらの部分の誘起電圧Ｅuへの寄与は打ち消し合うことになる。電気角１８０°の範囲全体でみると、半周期分（マイナスの部分）が鎖交磁束として残ることになる。
図８の状態からロータ１１１が６０°（電気角）回転すると、半周期分のプラスの部分が鎖交磁束として残り、さらに６０°（電気角）回転すると、図８の状態に戻る。その結果、周期１２０°の誘起電圧成分、すなわち３次高調波誘起電圧Ｅu3が発生することになる。これが、磁束密度分布の３次高調波成分に起因する誘起電圧の３次高調波成分である。Ｖ相およびＷ相の３次高調波誘起電圧Ｅv3，Ｅw3に関しても同様である。
モータ１００の出力アップを図るためには、図３〜５に示したようにインバータ印加電圧に３次高調波を重畳させ、基本波電圧を大きくすることが有効である。しかし、インバータ印加電圧の３次高調波成分によってモータ１００に３次の電流Ｉ３が流れると、式（１３）に示したように、その電流Ｉ３と磁束密度に起因する３次高調波誘起電圧Ｅ３とによるトルクリップルが増加する。
図９は、本実施の形態におけるステータ構造を説明する図である。図９に示すような巻線構成とすることにより、インバータ印加電圧に３次高調波電圧を重畳して高出力駆動を行った場合でも、３次高調波電圧に起因するトルクリップルの発生を抑制することができる。
図９に示す巻線構成では、電機子巻線１２１ａ，１２１ｂ，１２１ｃのピッチが磁極ピッチの２／３となっている、２／３短節巻で巻回されている。この構成では、巻線のピッチは電気角１２０°であって、磁束密度分布の３次高調波成分の１周期と同じに設定されている。そのため、ロータ１１１が回転しても、電気角１２０°の範囲内には常に３次高調波成分の１周期が含まれ、プラスの部分とマイナスの部分とが常に相殺している。
すなわち、磁束密度分布の３次高調波成分が各相電機子巻線１２１ａ，１２１ｂ，１２１ｃと鎖交しないように、各相電機子巻線１２１ａ，１２１ｂ，１２１ｃが巻回されている。そのため、式（１３）におけるＥ３はＥ３＝０となり、インバータ印加電圧に３次高調波電圧を重畳することによって３次高調波電流Ｉ３がモータ１００に流れても、６次のトルクリップルが発生することがない。
図１０は、本発明を２極３スロット系集中巻ステータに適用した場合を示す。２極３スロット系集中巻ステータでは、磁極の１周期（電気角３６０°）に対して、各相電機子巻線１２１ａ，１２１ｂ，１２１ｃが電気角１２０°間隔で配置されている。磁束密度分布の３次高調波成分を示すラインＬ１３のハッチングを施した領域を見ると、電気角１２０°の範囲内ではプラスの部分とマイナスの部分とが相殺しているのが分かる。その結果、式（１３）のＥ３を含む項がゼロとなり、モータ１００に３次高調波成分の電流が流れても、それによるトルクリップルが生じることはない。
（毎極毎相スロット数が２の場合）
本実施の形態は、毎極毎相のスロット数が２以上の場合にも適用することができる。図１１は毎極毎相スロット数が２の場合の図であって、本実施の形態を適用しない場合を示す。Ｕ相の相帯１２２は、電気角１８０ピッチで配置されている。Ｖ相およびＷ相の相帯も、Ｕ相の場合と同様である。相帯１２２の配置は図８の（Ｕ＋）および（Ｕ−）の場合と同じ配置であり、図８の場合と同様の理由で、磁束密度分布の３次高調波成分に起因する３次高調波誘起電圧が発生する。
その結果、各相コイルには、図１２に示すような誘起電圧Ｅu，Ｅv，Ｅwが発生する。図１２から、誘起電圧Ｅu，Ｅv，Ｅwは正弦波でないことがわかる。図１３は、誘起電圧の各次数の成分を示す図である。誘起電圧には、３次高調波を含めた低次の高調波成分が含まれている。図１１に示すステータ構造のモータ１００に図１４に示すような電流Ｉu，Ｉv，Ｉwが流れている場合、図１５に示すようなトルク波形を示す。図１６は、図１４に示す電流波形の成分を示す図である。
図１４（ａ）は電流Ｉu，Ｉv，Ｉwが正弦波電流の場合を示しており、この場合には、図１６（ａ）に示すように１次の基本波成分のみが含まれている。一方、図１４（ｂ）に示す電流Ｉu，Ｉv，Ｉwは、基本波成分と３次高調波成分とを含む歪み波電流の場合を示しており、図１６（ｂ）に示すように基本波成分と３次高調波成分とが含まれている。図１５（ａ），（ｂ）のトルク波形を見ると、図１４（ａ）の正弦波電流が流れている場合に比べて、図１４（ｂ）の歪み波電流が流れている場合の方がトルクリップルが大きくなっている。
図１７は、図１５のトルク波形に含まれる成分を示す図である。図１７（ａ）は図１５（ａ）のトルク波形の成分を示したものであり、図１７（ｂ）は図１５（ｂ）のトルク波形の成分を示したものである。平均トルクは、図１７（ａ）の場合も図１７（ｂ）の場合もほぼ変らず、３次高調波を含む歪み波電流が流れている図１７（ｂ）の場合の方がトルクリップルが大きくなっていることが分かる。すなわち、正弦波電流が流れている場合には、式（１３）の｛ ｝内の第３項および第４項が６次の成分として現れるが、３次高調波を含む歪み波電流が流れている場合には、式（１３）の｛ ｝内の第３項、第４項および第５項が６次の成分として現れるので、図１７（ｂ）の場合の方が第５項が含まれる分だけトルクリップルが大きくなる。
一方、本実施の形態において毎極毎相スロット数が２の場合には、図１１の巻線構成に代えて図１８のような巻線構成が採用される。すなわち、相帯１２２の配置を図９に示す配置と同様とし、相帯１２２のピッチが電気角１２０°である２／３短節巻とした。このような巻線構成とすることで、３次高調波誘起電圧Ｅ３がゼロとなり、式（１３）においてＥ３を含む第５項がゼロとなり、トルクリップルの６次成分を低減することができる。
図１９は、図１８に示すステータ構造の場合に、各相電機子巻線に発生する誘起電圧波形の一例を示す図である。各相の誘起電圧は正弦波でなく歪み波であることがわかる。図２０は図１９に示す誘起電圧波形の各次数の成分を示したものである。誘起電圧波形には低次の高調波成分が含まれているが、相帯１２２のピッチを電気角１２０°としたことにより３次高調波成分は含まれていないことが分かる。
図２１は、図１８に示すステータ構成のモータに、図１４に示す電流を流した場合のトルク波形を示す。また、図２２は、図２１に示すトルク波形の各次数成分を示す図である。図２１（ａ）が、図１４（ａ）の正弦波電流の場合のトルク波形である。図２１（ｂ）が、図１４（ｂ）の歪み波電流の場合のトルク波形であり、どちらのトルク波形もほぼ同じになっている。また、図２２（ａ），（ｂ）を参照すると、正弦波電流を流した場合も
歪み波電流を流した場合も同じ次数の成分が含まれ、同一次数の成分の大きさもほぼ同一になっていることが分かる。
これは、図１８に示すステータ構造の場合にはＥ３＝０であるため、瞬時電力およびモータトルクを示す式（１２）、（１３）においてＥ３＝０を代入すると、正弦波電流の場合も歪み波電流の場合も同じ式になることから説明できる。すなわち、図１８に示すステータ構造とすることで、電力脈動成分の増加、トルクリップルの悪化を防止することができる。
以上説明したように、本実施の形態では、ステータ構造を図９，１０，１８のような構成とすることで３次高調波誘起電圧Ｅ３をＥ３＝０とし、Ｉ３とＥ３とに起因するトルクリップルの発生を防止するようにした。その結果、６線３相モータにおいて高出力化のために３次高調波電圧を含むインバータ電圧をモータに印加しても、３次高調波電圧に起因するトルクリップルの発生を防止することができ、高出力化を図りつつ低振動および低騒音とすることができる。
そして、ステータ構造が図９，１０，１８のような構成の６線３相モータにおいては、３次高調波誘起電圧Ｅ３がＥ３＝０となるので、正弦波変調によるインバータ印加電圧を印加した場合にモータ電流に３次高調波電流は発生しないが、過変調によるインバータ印加電圧を印加した場合には、インバータ印加電圧の３次高調波成分Ｖ３に応じた３次高調波電流が発生する。すなわち、ＰＷＭ信号に基づく過変調電圧が印加されたときのモータ電流における３次高調波電流成分は、ＰＷＭ信号に基づく正弦波変調電圧が印加されたときのモータ電流における３次高調波電流成分よりも大きい。
それに対して、Ｅ３≠０であるステータ構造の場合には、正弦波変調によるインバータ印加電圧を印加した場合であっても、３次高調波誘起電圧Ｅ３に起因する３次高調波電流が発生する。一方、過変調によるインバータ印加電圧を印加した場合には、式（１）から分かるように、３次高調波電流の発生は、誘起電圧の３次高調波成分Ｅ３とインバータ印加電圧の３次高調波成分Ｖ３とに依存する。そのため、Ｅ３とＶ３との位相が揃っていると正弦波変調電圧印加の場合よりも発生する３次高調波電流が大きくなるが、位相が逆位相の場合には互いに打ち消しあって、発生する３次高調波電流が小さくなったり、ゼロになったりする場合もある。すなわち、Ｅ３≠０であるステータ構造の場合には、必ずしも過変調電圧を印加した場合の方が３次高調波電流が大きくなるとは限らない。
また、図１に示すモータシステム１のように、上述したような構成の６線３相のモータ１００と、搬送波と信号波とに基づくＰＷＭ制御によるインバータ印加電圧をモータ１００に印加するインバータ装置２００と、を備えるモータシステムにおいて、信号波は、搬送波の振幅よりも大きな振幅を有する基本波と３次高調波信号とを含み、振幅が搬送波の振幅以下とされる。
このように、信号波に３次高調波を重畳することで信号波の波高値を補正することができ、基本波の変調率が１以上であっても、図３（ｂ）に示すように信号波の振幅を搬送波の振幅以下とすることができ、ＰＷＭパルスの生成に支障を来すことがない。
ただし、重畳させる３次高調波の大きさによって、モータに流れる電流に含まれる３次高調波の大きさも変化するので、３次高調波電流による銅損を抑制するためには、３次高調波電流は可能な限り少ないほうが良い。信号波の最大値が搬送波の振幅よりも大きくならなければ、信号波に重畳する３次高調波の大きさは自由に選べるため、信号波の振幅が搬送波の振幅と同じになるように３次高調波の大きさを制限することで、銅損を発生を抑え効率悪化を防止することができる。
図９のように巻線のピッチが２/３（＝１２０°／１８０°）となる分布巻とした場合や、図１０のように２極３スロットで巻かれる集中巻とした場合には、ギャップ磁束密度分布に３次高調波成分は含まれるが巻線に鎖交する際に相殺されるため、誘起電圧に３次高調波成分が含まれない。そのため、Ｉ３とＥ３とに起因するトルクリップルの発生を防止することができる。
なお、２極３スロットの集中巻の場合と同様に、４極３スロットの集中巻の場合にも誘起電圧に３次高調波成分が含まれないようにすることができる。また、相帯で巻回される分布巻の場合にも、図１８に示すようにピッチを２/３とすることで、誘起電圧に３次高調波成分が含まれないようにすることができる。
図９および図１０に示すモータについて要約すると次のようになる。図９に示すモータは、相間で独立して巻かれた巻線を有するステータと、周方向に複数の磁石を有するロータと、を備える６線３相モータであって、巻線は、巻線のピッチが２/３となる分布巻で巻回され、ＰＷＭ信号に基づく過変調電圧が印加されたときのモータ電流における３次高調波電流成分が、ＰＷＭ信号に基づく正弦波変調電圧が印加されたときのモータ電流における３次高調波電流成分よりも大きくなるように構成されている。すなわち、巻線ピッチが２/３となる分布巻で巻かれている場合には、磁石に起因して発生する誘起電圧に３次高調波成分が含まれないので、ＰＷＭ信号に基づく過変調電圧が印加されたときのモータ電流における３次高調波電流成分が、ＰＷＭ信号に基づく正弦波変調電圧が印加されたときのモータ電流における３次高調波電流成分よりも大きくなる。
また、図１０に示すモータは、相間で独立して巻かれた巻線を有するステータと、周方向に複数の磁石を有するロータと、を備える６線３相モータであって、巻線は、２極３スロットまたは４極３スロットで巻かれた集中巻で巻回され、ＰＷＭ信号に基づく過変調電圧が印加されたときのモータ電流における３次高調波電流成分が、ＰＷＭ信号に基づく正弦波変調電圧が印加されたときのモータ電流における３次高調波電流成分よりも大きくなるように構成されている。すなわち、２極３スロットまたは４極３スロットで巻かれた集中巻の巻線の場合、磁石に起因して発生する誘起電圧に３次高調波成分が含まれないので、ＰＷＭ信号に基づく過変調電圧が印加されたときのモータ電流における３次高調波電流成分が、ＰＷＭ信号に基づく正弦波変調電圧が印加されたときのモータ電流における３次高調波電流成分よりも大きくなる。
−第２の実施の形態−
上述した第１の実施の形態では、ステータ構造を図９，１０，１８のような構成とすることで３次高調波誘起電圧Ｅ３をＥ３＝０とし、Ｅ３とモータに流れる３次高調波電流Ｉ３とに起因するトルクリップルの発生を防止するようにした。一方、第２の実施の形態では、ロータ側の構造を工夫することで、３次高調波誘起電圧Ｅ３を低減し、Ｉ３とＥ３とに起因するトルクリップルを抑制するようにした。
図２３は、第２の実施の形態におけるロータ構造を説明する図である。なお、ステータ構造は図８に示すモータのステータ構造と同様であり、巻線は電気角１８０°の分布巻で巻回されている。前述したように、モータの出力アップを図るためには、インバータ印加電圧に３次高調波を重畳させ、基本波電圧を大きくすることが有効である。しかし、インバータ印加電圧に含まれる３次高調波によって、モータに３次高調波電流Ｉ３が流れると、トルクリップルが増加したり振動や騒音が増加する。
図２３に示すロータ１１１おいて、永久磁石１１２の周方向角度を電気角でθ°としたとき、角度θと磁極ピッチの電気角１８０°との比（θ／１８０）は極弧率と呼ばれる。また、隣接する２つの永久磁石１１２の間のロータコア１１４の部分１１４ａは、補助磁極と呼ばれる。ロータ１１１とステータ１１０とのギャップに形成される磁束密度の分布は、永久磁石１１２と補助磁極１１４ａとに応じて決まる。すなわち、磁束密度分布は極弧率に依存している。
図２４は、ギャップ磁束密度（ギャップにおける磁束密度）の分布の一例を示す図である。ギャップ磁束密度は正弦波とはなっておらず、永久磁石１１２の形状や電機子巻線が入っているスロットの影響で高調波を含んでいることがわかる。
図２５（ａ）は、ギャップ磁束密度分布に含まれる基本波（１次）成分および３次高調波成分が極弧率に応じてどのように変化するかを示す図であり、横軸は極弧率を表している。また、図２５（ｂ）は、誘起電圧（無負荷誘起電圧）と極弧率との関係を示す図である。ラインＬ２１，Ｌ３１は基本波成分を示しており、ラインＬ２３，Ｌ３３は３次高調波成分を示している。
図２５に示す例では、θ＝０．６６６７（＝１２０°／１８０°）において、磁束密度分布の３次高調波成分および３次高調波誘起電圧が最小（＝０）となっている。すなわち、極弧率をθ＝０．６６６７に設定することで、トルクリップルの発生に関係する３次高調波誘起電圧Ｅ３を最小にすることができる。その結果、インバータ印加電圧に３次高調波成分が含まれていても、３次高調波成分に起因する電力脈動およびトルク脈動の発生を抑えることができる。
以上説明したように、第２の実施の形態では、図２３のように、永久磁石１１２と補助磁極１１４ａとの構成によってギャップの磁束密度分布が定まる構成において、永久磁石１１２の極弧率θを２／３に設定することで、誘起電圧に３次高調波誘起電圧Ｅ３を含まないようにすることができる。その結果、モータ電流の３次高調波成分Ｉ３と３次高調波誘起電圧Ｅ３とに起因するトルクリップルの発生を抑制することができる。
本実施の形態のように極弧率を設定することで、３次高調波誘起電圧Ｅ３をほぼゼロとすることができる。そのため、正弦波変調によるインバータ印加電圧を印加した場合にモータ電流に３次高調波電流は発生しないが、過変調によるインバータ印加電圧を印加した場合には、インバータ印加電圧の３次高調波成分Ｖ３に応じた３次高調波電流が発生する。すなわち、ＰＷＭ信号に基づく過変調電圧が印加されたときのモータ電流における３次高調波電流成分は、ＰＷＭ信号に基づく正弦波変調電圧が印加されたときのモータ電流における３次高調波電流成分よりも大きい。
ロータコア１１４に設けられた永久磁石１１２が発生するギャップ磁束密度の分布は、上述した極弧率を含め永久磁石１１２の形状、個数、配置などによって変更が可能である。そして、それらを変更することにより磁束密度分布の３次高調波成分をゼロとし、誘起電圧に３次高調波成分が含まれないようにすることができる。ギャップ磁束密度の分布を決定する要素（パラメータ）としては永久磁石１１２の形状、個数、配置に限定されない。そして、ギャップ磁束密度の分布を決定するパラメータを調整することで、誘起電圧に３次高調波成分が含まれないようにすることができる。
第２の実施の形態のモータを要約すると次のようになる。図２３および図２５のように構成されるモータは、相間で独立して巻かれた巻線を有するステータと、周方向に複数の磁石を有するロータと、を備える６線３相モータであって、ロータは磁石の極弧率が２／３とされ、ＰＷＭ信号に基づく過変調電圧が印加されたときのモータ電流における３次高調波電流成分が、ＰＷＭ信号に基づく正弦波変調電圧が印加されたときのモータ電流における３次高調波電流成分よりも大きくなるように構成されている。すなわち、磁石の極弧率を２／３とした場合、磁石に起因して発生する誘起電圧に３次高調波成分が含まれないので、ＰＷＭ信号に基づく過変調電圧が印加されたときのモータ電流における３次高調波電流成分が、ＰＷＭ信号に基づく正弦波変調電圧が印加されたときのモータ電流における３次高調波電流成分よりも大きくなる。
なお、第２の実施の形態では、ステータ構造については図８の場合と同様とし、そのようなステータ構造であっても、ロータ側の極弧率で対応することによって誘起電圧に３次高調波成分が含まれないようにした。しかし、第１の実施の形態のようなステータ構造とした上で、さらに第２の実施の形態のロータ構成を適用しても構わない。
上記では、種々の実施の形態および変形例を説明したが、本発明はこれらの内容に限定されるものではない。本発明の技術的思想の範囲内で考えられるその他の態様も本発明の範囲内に含まれる。
１…モータシステム、１００…モータ、１１０…ステータ、１１１…ロータ、１１２…永久磁石、１２１ａ，１２１ｂ，１２１ｃ…電機子巻線、２００…インバータ装置、２０３…制御器、２１０…インバータ回路

Claims (8)

  1. 相間で独立して巻かれた巻線を有するステータと、周方向に複数の磁石を有するロータと、を備える６線３相モータであって、
    前記ステータまたは前記ロータは、ＰＷＭ信号に基づく過変調電圧が印加されたときのモータ電流における３次高調波電流成分が、ＰＷＭ信号に基づく正弦波変調電圧が印加されたときのモータ電流における３次高調波電流成分よりも大きくなるように構成されている、６線３相モータ。
  2. 請求項１に記載の６線３相モータにおいて、
    前記磁石に起因して前記巻線に発生する誘起電圧は３次高調波成分を含まない、６線３相モータ。
  3. 請求項２に記載の６線３相モータにおいて、
    前記巻線は、前記磁石に起因して発生する誘起電圧に３次高調波成分が含まれないように巻かれている、６線３相モータ。
  4. 請求項３に記載の６線３相モータにおいて、
    前記巻線は、２極３スロットまたは４極３スロットで巻かれた集中巻の巻線である、６線３相モータ。
  5. 請求項３に記載の６線３相モータにおいて、
    前記巻線は、巻線のピッチが２/３となる分布巻で巻かれている、６線３相モータ。
  6. 請求項２に記載の６線３相モータにおいて、
    前記磁石の極弧率が２／３である、６線３相モータ。
  7. 搬送波と信号波とに基づくＰＷＭ制御によるインバータ印加電圧を、請求項１に記載の６線３相モータに印加するインバータ装置であって、
    前記信号波は、前記搬送波の振幅よりも大きな振幅を有する基本波と３次高調波信号とを含み、振幅が前記搬送波の振幅以下である、インバータ装置。
  8. 請求項１に記載の６線３相モータと、
    搬送波と信号波とに基づくＰＷＭ制御によるインバータ印加電圧を前記６線３相モータに印加するインバータ装置と、を備えるモータシステムであって、
    前記信号波は、前記搬送波の振幅よりも大きな振幅を有する基本波と３次高調波信号とを含み、振幅が前記搬送波の振幅以下である、モータシステム。
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