JPWO2016170585A1 - 制御装置及び制御方法 - Google Patents

Abstract

制御装置は、電源からの電力を交流電力に変換して負荷に供給する一対のスイッチング素子を備える。この制御装置は、負荷に供給される電流又は電圧の信号を取得し、その信号をアナログ信号からデジタル信号に変換し、変換された信号に基づいて、負荷をＰＷＭ制御するためのデューティ指令値を演算する。制御装置は、演算されるデューティ指令値と、ＰＷＭ制御するためのキャリア信号とに基づいてＰＷＭ信号を生成し、生成されるＰＷＭ信号に基づいて、スイッチング素子の接続状態を切り替えることにより、負荷に供給される交流電力を制御する。そして制御装置は、キャリア信号が増加しているのか、又は、減少しているのかを判定し、判定されたキャリア信号の増減に基づいて、デューティ指令値を補正することにより、スイッチング素子の切替えタイミングを調整する。

Description

この発明は、電気負荷に供給される交流電力を制御する制御装置及び制御方法に関する。

モータ等の電気負荷を制御する制御装置として、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御により用いられるキャリア信号が山及び谷となるタイミングで、モータの交流電流をＡ／Ｄ変換し、変換後の電流データに基づいてデューティ指令値を算出するものが知られている。

このような制御装置では、デューティ指令値に応じてＰＷＭ信号を生成するにあたり、同一相に対で配置される２つの半導体デバイスが同時にオンされるのを防ぐために、デッドタイムと呼ばれる遅延時間がＰＷＭ信号に設けられる。これに伴い、デッドタイムが設けられたＰＷＭ信号のオン期間の中間のタイミングは、キャリア信号の山及び谷で実行するＡ／Ｄ変換のタイミングからずれてしまい、Ａ／Ｄ変換後の電流データには、サンプリングによる誤差がノイズとして含まれることになる。

これに対し、特開２００７−１５９１８５号公報には、Ａ／Ｄ変換のタイミングを、キャリア信号の山又は谷から所定のデッドタイムの半分の時間だけずらして、ＰＷＭ信号のオン期間の中間のタイミングに揃える技術が開示されている。

しかしながら、上述した技術は、ＰＷＭ信号のデューティ比に関わらず、Ａ／Ｄ変換のタイミングを、一律に、所定の時間だけずらす構成であるため、Ａ／Ｄ変換のタイミングとＰＷＭ信号のオン期間の中間のタイミングとがずれる場合がある。

例えば、デューティ比が１００％近傍においてデューティ比が大きくなるほどデットタイムを短くする制御装置では、デューティ比に応じてデットタイムの期間が変更されるにも拘らず、Ａ／Ｄ変換のタイミングを一律にずらす構成となる。このような構成では、デューティ比が１００％のときには、ＰＷＭ信号にデットタイムが設けられないため、特に、Ａ／Ｄ変換のタイミングとＰＷＭ信号のオン期間の中間のタイミングとのずれが大きくなってしまう。その結果、サンプリングされた電流データは、正弦波が崩れた波形を示すことになるので、電流データには、高調波のノイズ成分が混入することになる。

このように、デッドタイムの半分の時間だけ一律にＡ／Ｄ変換のタイミングをずらすだけでは、Ａ／Ｄ変換のタイミングとＰＷＭ信号のオン期間の中間のタイミングとの間でずれが生じて交流電流の検出信号にサンプリングによるノイズが混入することがある。

本発明は、このような問題点に着目してなされたものであり、電気負荷に供給される交流電流の検出精度の低下を抑制する制御装置及び制御方法を提供することを目的とする。

本発明のある態様によれば、交流電力で駆動する電動手段を制御する制御装置は、電源からの電力を交流電力に変換して前記電動手段に供給する一対のスイッチング素子を含む。この制御装置は、前記電動手段に供給される電流又は電圧の信号を取得し、当該信号をアナログ信号からデジタル信号に変換する変換手段と、前記変換手段により変換された信号に基づいて、前記電動手段をＰＷＭ制御するためのデューティ指令値を演算する演算手段とを含む。さらに制御装置は、前記演算手段により演算されるデューティ指令値と、前記ＰＷＭ制御するためのキャリア信号とに基づいて、ＰＷＭ信号を生成する生成手段と、前記生成手段により生成されるＰＷＭ信号に基づいて、前記スイッチング素子の接続状態を切り替えることにより、前記電動手段に供給される交流電力を制御する制御手段とを含む。そして制御装置は、前記キャリア信号が増加しているのか、又は、減少しているのかを判定する判定手段と、前記判定手段により判定されたキャリア信号の増減に基づいて、前記演算手段により演算されるデューティ指令値を補正することにより、前記スイッチング素子の切替えタイミングを調整する補正手段とを備える。

図１は、本発明の第１実施形態における電動装置を制御する制御装置の構成の一例を示す図である。 図２は、制御装置におけるＡ／Ｄ変換のタイミングとキャリア信号との関係を示すタイムチャートである。 図３は、本実施形態におけるＰＷＭ変換器の構成例を示すブロック図である。 図４は、デューティ指令値に基づいてＰＷＭ電圧を生成する生成手法の一例を示すタイムチャートである。 図５は、本実施形態におけるモータを制御する制御方法の処理手順の一例を示すフローチャートである。 図６は、本発明の第２実施形態におけるデューティ指令値を補正する手法を示すタイムチャートである。 図７は、本実施形態における制御方法の処理手順例を示すフローチャートである。 図８は、本発明の第３実施形態におけるデューティ指令値を補正する手法を示すタイムチャートである。 図９は、本実施形態における制御方法の処理手順例を示すフローチャートである。 図１０は、本発明の第３実施形態におけるＰＷＭ変換器の構成の一例を示すブロック図である。 図１１は、本実施形態におけるデューティ指令値を補正する手法を示すタイムチャートである。 図１２は、本実施形態における制御方法の処理手順の一例を示すフローチャートである。

以下、添付図面を参照しながら本発明の実施形態について説明する。

（第１実施形態）
図１は、本発明の第１実施形態における制御装置の構成の一例を示す図である。

制御装置１００は、モータ６を駆動するモータ制御装置である。制御装置１００は、例えば、ハイブリッド自動車や電動自動車などに搭載される。本実施形態では、制御装置１００は、ベクトル制御を実行してモータ６に供給される交流電力を制御する。

制御装置１００は、モータトルク制御部１と、ｄｑ軸／ｕｖｗ相変換器２と、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）変換器３と、インバータ（ＩＮＶ）４と、電流検出器５ｕ及び５ｖとを備える。制御装置１００は、回転子位置検出器７と、モータ回転速度演算器８と、ｕｖｗ相／ｄｑ軸変換器９と、バッテリ１０と、バッテリ電圧検出器１１とを備える。

モータ６は、交流電力により駆動する電動手段である。モータ６としては、例えば、駆動用モータやステアリング用モータなどの電気負荷が用いられる。モータ６は、多相交流の電動機により構成され、本実施形態では、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相電流の三相交流電流を受けて駆動する。モータ６には、回転子位置検出器７が設けられている。

回転子位置検出器７は、モータ６の回転子の位置を所定周期で検出する。回転子位置検出器７は、例えば、レゾルバにより構成される。回転子位置検出器７は、検出結果に基づいて回転子の電気角θを示す検出信号を、ｄｑ軸／ｕｖｗ相変換器２とモータ回転速度演算器８とｕｖｗ相／ｄｑ軸変換器９とに出力する。

モータ回転速度演算器８は、回転子位置検出器７からの検出信号を取得し、その検出信号をアナログ信号からデジタル信号にＡ／Ｄ変換して電気角検出値θを出力する変換手段を備える。モータ回転速度演算器８は、Ａ／Ｄ変換後の電気角検出値θに基づいて、今回の電気角検出値θと前回の電気角検出値との差分、すなわち単位時間あたりの電気角検出値の変化量を算出する。モータ回転速度演算器８は、その電気角検出値の変化量からモータ６の回転速度Ｎを算出し、その回転速度Ｎをモータトルク制御部１に出力する。

バッテリ１０は、インバータ４を介してモータ６に電力を供給する電源である。バッテリ１０は、直流電力をインバータ４に出力する。バッテリ１０は、例えば、リチウムイオン電池により構成される。

バッテリ電圧検出器１１は、バッテリ１０の電圧を検出する。バッテリ電圧検出器１１は、検出した電圧を示すバッテリ電圧検出値Ｖ_dcをモータトルク制御部１に出力する。

モータトルク制御部１は、不図示のコントローラから、モータ６の駆動力を決定するトルク指令値Ｔ^*を取得する。不図示のコントローラでは、車両の運転状態に応じてトルク指令値Ｔ^*が算出される。例えば、車両に設けられたアクセルペダルの踏込み量が大きくなるほど、モータトルク制御部１に出力されるトルク指令値Ｔ^*は大きくなる。

モータトルク制御部１は、トルク指令値Ｔ^*に基づいて、ｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*及びｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*を演算する。ｄ軸電流検出値ｉ_d及びｑ軸電流検出値ｉ_qは、モータ６に供給される三相交流電流の検出値をｄｑ軸座標へ変換したものである。

本実施形態では、モータトルク制御部１は、トルク指令値Ｔ^*と、バッテリ電圧検出値Ｖ_dcと、ｄ軸電流検出値ｉ_d及びｑ軸電流検出値ｉ_qとに基づいて、ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を算出する。モータトルク制御部１は、算出したｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値に基づいて電流ベクトル制御演算を実行することにより、ｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*及びｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*を算出する。モータトルク制御部１は、算出したｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*及びｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*をｄｑ軸／ｕｖｗ相変換器２に出力する。

ｄｑ軸／ｕｖｗ相変換器２は、次式（１）に従って、回転子位置検出器７からの電気角検出値θに基づき、ｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*及びｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*を、三相電圧指令値であるＵ相電圧指令値ｖ_u ^*、Ｖ相電圧指令値ｖ_v ^*及びＷ相電圧指令値ｖ_w ^*に変換する。

ｄｑ軸／ｕｖｗ相変換器２は、三相電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*をＰＷＭ変換器３に出力する。

ＰＷＭ変換器３は、三相電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*に基づいて、パルス幅変調（ＰＷＭ）を実行することより、インバータ４からモータ６の各相に供給される交流電力を制御する。すなわち、ＰＷＭ変換器３は、バッテリ１０からモータ６の各相に供給される電力をＰＷＭ制御する。

本実施形態では、ＰＷＭ変換器３は、三相電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*と、バッテリ電圧検出値Ｖ_dcとに基づいて、モータ６の相ごとに設けられた一対のスイッチング素子の各々を駆動するＰＷＭ信号をそれぞれ生成する。

そして、ＰＷＭ変換器３は、一対のスイッチング素子が同時に導通状態になるのを防止するために、一対のスイッチング素子の各々に供給されるＰＷＭ信号にデッドタイムをそれぞれ付加する。ＰＷＭ変換器３は、デッドタイムを付加したＰＷＭ信号を、スイッチング素子の駆動信号としてインバータ４に出力する。

例えば、ＰＷＭ変換器３は、Ｕ相電圧指令値ｖ_u ^*とバッテリ電圧検出値Ｖ_dcとに基づいて、Ｕ相に供給される電圧のパルス幅を定めるデューティ指令値を演算する。ＰＷＭ変換器３は、演算したＵ相のデューティ指令値とキャリア信号とに基づいて、Ｕ相に対応する一対のスイッチング素子へのＰＷＭ信号をそれぞれ生成する。ＰＷＭ変換器３は、各ＰＷＭ信号のパルスにデッドタイムを付加した駆動信号Ｐ_uu及びＰ_ulを一対のスイッチング素子の制御端子にそれぞれ出力する。

ＰＷＭ変換器３は、Ｕ相に対応する一対のスイッチング素子の制御端子に、それぞれ駆動信号Ｐ_uu及びＰ_ulを出力すると共に、Ｖ相に対応する一対のスイッチング素子の制御端子にも、それぞれ駆動信号Ｐ_vu及びＰ_vlを出力する。さらにＰＷＭ変換器３は、モータ６のＷ相に対応する一対のスイッチング素子の制御端子にも、それぞれ駆動信号Ｐ_wu及びＰ_wlを出力する。

インバータ４は、ＰＷＭ変換器３で生成される駆動信号Ｐ_uu、Ｐ_ul、Ｐ_vu、Ｐ_vl、Ｐ_wu及びＰ_wlに基づいて、各相の一対のスイッチング素子の接続状態（オン／オフ）を切り替えることにより、モータ６の各相に供給される交流電力を制御する。

インバータ４は、バッテリ１０に並列接続された一対のスイッチング素子をモータ６の相ごとに備える。一対のスイッチング素子は、２つの半導体素子が直列に接続されたスイッチング回路を構成する。以下では、バッテリ１０の正極端子とモータ６の電源端子との間に接続されたスイッチング素子を「上段のスイッチング素子」と称し、モータ６の電源端子とバッテリ１０の負極端子との間に接続されたスイッチング素子を「下段のスイッチング素子」と称する。

上段のスイッチング素子は、導通状態（オン）のときにバッテリ１０の正極端子に生じる電位（＋Ｖ_dc／２）をモータ６に供給し、非導通状態（オフ）のときに電位の供給を停止する。一方、下段のスイッチング素子は、導通状態のときにバッテリ１０の負極端子に生じる電位（−Ｖ_dc／２）をモータ６に供給し、非導通状態のときにモータ６への電位の供給を停止する。

スイッチング素子としては、例えば、電界効果トランジスタ等で構成されたパワー素子が用いられる。スイッチング素子は、その制御端子（例えばゲート端子）に供給されるパルスに応じて、オン又はオフに切り替えられる。

インバータ４は、ＰＷＭ変換器３から各スイッチング素子に供給される駆動信号Ｐ_uu、Ｐ_ul、Ｐ_vu、Ｐ_vl、Ｐ_wu及びＰ_wlに基づいて、バッテリ１０の直流電圧Ｖ_dcを、三相のＰＷＭ電圧ｖ_u、ｖ_v及びｖ_wに変換する。インバータ４は、モータ６のＵ相コイルにＵ相ＰＷＭ電圧ｖ_uを供給し、Ｖ相コイルにＶ相ＰＷＭ電圧ｖ_vを供給し、Ｖ相コイルにＶ相ＰＷＭ電圧ｖ_wを供給する。これにより、モータ６の各相のコイルに交流電流ｉ_u、ｉ_v及びｉ_wがそれぞれ流れる。

このように、インバータ４は、バッテリ１０からの直流電圧を三相の擬似正弦波電圧に変換してモータ６に供給する。すなわち、インバータ４は、電源からの直流電力を交流電力に変換して電動装置に供給する。

電流検出器５_u及び５_vは、それぞれ、モータ６に供給されるＵ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_vを検出する。電流検出器５_uは、インバータ４とモータ６のＵ相コイルとを接続したＵ相電力線に対して接続され、電流検出器５_vは、インバータ４とモータ６のＶ相コイルとを接続したＶ相電力線に対して接続される。電流検出器５_u及び５_vは、Ｕ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_vを検出した検出信号を、ＰＷＭ変換器３とｕｖｗ相／ｄｑ軸変換器９とにそれぞれ出力する。

ｕｖｗ相／ｄｑ軸変換器９は、電流検出器５_u及び５_vから出力されるＵ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_vの検出信号を取得し、各検出信号をアナログ信号からデジタル信号にＡ／Ｄ変換する変換手段を備える。そして、ｕｖｗ相／ｄｑ軸変換器９は、次式（２）の関係を利用し、Ａ／Ｄ変換後のＵ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_vに基づいて、Ｗ相電流ｉ_wを算出する。

ｕｖｗ相／ｄｑ軸変換器９は、次式（３）に従って、回転子位置検出器７からの電気角検出値θに基づいて、モータ６に流れる三相電流ｉ_u、ｉ_v及びｉ_wを、ｄ軸電流検出値ｉ_d及びｑ軸電流検出値ｉ_qに変換する。

ｕｖｗ相／ｄｑ軸変換器９は、ｄ軸電流検出値ｉ_d及びｑ軸電流検出値ｉ_qをモータトルク制御部１に出力する。モータトルク制御部１は、ｄ軸電流検出値ｉ_d及びｑ軸電流検出値ｉ_qをｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*及びｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*にフィードバックして、モータ６に供給される交流電力を制御する。

図２は、ｄｑ軸／ｕｖｗ相変換器２、モータ回転速度演算器８及びｕｖｗ相／ｄｑ軸変換器９で行われるＡ／Ｄ変換のタイミングと、ＰＷＭ変換器３で生成されるキャリア信号との関係を示すタイムチャートである。

図２（ａ）は、Ａ／Ｄ変換のタイミングを示す図であり、図２（ｂ）は、モータトルク制御部１及びＰＷＭ変換器３で行われる制御演算のタイミングを示す図であり、図２（ｃ）は、ＰＷＭ変換器３で生成されるキャリア信号３０１の波形を示す図である。なお、図２（ａ）から図２（ｃ）までの各図の横軸は互いに共通の時間軸である。

図２（ｃ）に示すように、ＰＷＭ変換器３では、ＰＷＭ信号を生成するために、キャリア信号３０１として三角波が生成される。三角波の振幅Ｋ_D及び周期ｔ_cは、制御装置１００の設計などにより適宜設定される。

図２（ａ）及び図２（ｂ）に示すように、三角波が山及び谷となる時点ｔ１〜ｔ５でＡ／Ｄ変換が行われる。すなわち、Ａ／Ｄ変換は、三角波の周期ｔ_cの半分の期間（演算期間）ごとに行われる。Ａ／Ｄ変換が終了すると、Ａ／Ｄ変換後の検出値及び指令値に基づいてモータ６を制御する制御演算が実行される。

このように、三角波の山及び谷でモータ６の電流値がサンプリングされるため、ＰＷＭ変換器３によりＰＷＭ信号にデッドタイムが付加されると、Ａ／Ｄ変換のタイミングに対してＰＷＭ電圧のパルスの中間のタイミングが遅れてしまう。

Ａ／Ｄ変換のタイミングと、ＰＷＭ電圧のオン期間及びオフ期間の中間のタイミングとがずれてしまうと、Ａ／Ｄ変換後の電流データは、正弦波が崩れた波形を示すことになる。つまり、Ａ／Ｄ変換後の電流データには、ノイズとして高調波成分が含まれることになるので、モータ６に供給される交流電流を検出する精度が低下してしまう。

そこで、本実施形態においてＰＷＭ変換器３は、ＰＷＭ信号のパルス遅れを抑制するために、キャリア信号の増減に応じてデューティ指令値を補正する。

図３は、本実施形態におけるＰＷＭ変換器３の構成の一例を示すブロック図である。図３では、Ｕ相に対応する一対のスイッチング素子の駆動信号Ｐ_uu及びＰ_ulを生成する構成が示されている。

ＰＷＭ変換器３は、キャリア信号生成部３０と、デューティ指令値演算部３１と、デッドタイム補償処理部３２と、パルスタイミング補正処理部３３と、ＰＷＭ変換処理部３４と、デッドタイム付加処理部３５とを備える。

キャリア信号生成部３０は、モータ６に供給される電力をＰＷＭ制御するためのキャリア信号を生成する。本実施形態では、キャリア信号生成部３０は、図２（ｃ）に示したように、キャリア信号として三角波を生成する。例えば、キャリア信号生成部３０は、カウンタにより構成され、時間の経過と共にカウント値を増減させることで三角波を生成する。キャリア信号生成部３０は、生成した三角波を、パルスタイミング補正処理部３３とＰＷＭ変換処理部３４とに出力する。

デューティ指令値演算部３１は、ｄｑ軸／ｕｖｗ相変換器２からのＵ相電圧指令値ｖ_u ^*と、バッテリ電圧検出器１１からのバッテリ電圧検出値Ｖ_dcとに基づいて、モータ６のＵ相に供給される電力をＰＷＭ制御するためのＵ相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*を演算する。

本実施形態では、デューティ指令値演算部３１は、次式（４）に従って、キャリア信号生成部３０で生成される三角波の振幅Ｋ_Dを用いて、Ｕ相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*を演算する。三角波の振幅Ｋ_Dは、デューティ指令値演算部３１に予め保持されている。

式（４）のように、デューティ指令値演算部３１は、Ｕ相電圧指令値ｖ_u ^*が大きくなるほど、Ｕ相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*を大きくし、バッテリ電圧検出値Ｖ_dcが小さくなるほど、Ｕ相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*を大きくする。デューティ指令値演算部３１は、演算したＵ相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*をデッドタイム補償処理部３２に出力する。

デッドタイム補償処理部３２は、ＰＷＭ信号へのデッドタイムｔ_dtの付加に伴うＵ相ＰＷＭ電圧ｖ_uのパルス幅のズレを補償するデッドタイム補償処理をＵ相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*に施す。デッドタイムｔ_dtは、一対のスイッチング素子が同時にオンになるのを防止するために一対のＰＷＭ信号に設けられる一定の遅延時間である。デッドタイムｔ_dtには、ＰＷＭ信号を生成してから実際にモータ６に供給されるまでの遅れ時間を加えるようにしてもよい。

デッドタイム補償処理部３２は、Ｕ相電流ｉ_uの極性に応じて、Ｕ相ＰＷＭ電圧ｖ_uのパルス幅のズレが相殺されるようにＵ相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*を補正する。

デッドタイム補償処理部３２は、Ｕ相電流ｉ_uがプラスの値である場合、すなわちＵ相電流ｉ_uがインバータ４からモータ６へ流れている場合には、Ｕ相ＰＷＭ電圧ｖ_uのオフ期間が短くなるようにＵ相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*を補正する。ここにいうオフ期間とは、バッテリ１０の負極端子の電位がモータ６のＵ相に印加される期間のことである。

一方、Ｕ相電流ｉ_uがマイナスの値である場合、すなわちＵ相電流ｉ_uがモータ６からインバータ４へ流れている場合には、デッドタイム補償処理部３２は、Ｕ相ＰＷＭ電圧ｖ_uのオフ期間が長くなるようにＵ相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*を補正する。

本実施形態では、デッドタイム補償処理部３２は、次式（５）に従って、Ｕ相電流ｉ_uに基づいてＵ相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*を補正することにより、補償処理後のデューティ指令値Ｄ_u2 ^*を算出する。

式（５）に従って、デッドタイム補償処理部３２は、図２（ｃ）に示した三角波の振幅Ｋ_D及び周期ｔ_cとデッドタイムｔ_dtとを用いて、Ｕ相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*を補正する補正量（２Ｋ_Dｔ_dt／ｔ_c）を算出する。この補正量（２Ｋ_Dｔ_dt／ｔ_c）は、デッドタイムｔ_dtの半分の期間を時間単位から三角波のカウント値単位へ変換した値である。

そして、デッドタイム補償処理部３２は、Ｕ相電流ｉ_uがゼロ（０）よりも大きい場合には、Ｕ相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*に対し上述の補正量を加算して、補償処理後のデューティ指令値Ｄ_u2 ^*を出力する。一方、Ｕ相電流ｉ_uがゼロよりも小さい場合には、デッドタイム補償処理部３２は、Ｕ相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*に上述の補正量を減算して、補償処理後のデューティ指令値Ｄ_u2 ^*を出力する。

パルスタイミング補正処理部３３は、ＰＷＭ信号へのデッドタイムの付加に伴うＵ相ＰＷＭ電圧ｖ_uのパルスタイミングのズレを補正するパルスタイミング補正処理を補償処理後のデューティ指令値Ｄ_u2 ^*に施す。

本実施形態では、パルスタイミング補正処理部３３は、キャリア信号の増減に応じて、補償処理後のデューティ指令値Ｄ_u2 ^*を補正することにより、補正後のデューティ指令値Ｄ_u3 ^*を算出する。パルスタイミング補正処理部３３は、次式（６）に従って、三角波の変化量ΔＣの極性に応じて、補償処理後のデューティ指令値Ｄ_u2 ^*を補正する補正量の符号を切り替える。

式（６）の右辺第２項の符号関数ｓｇｎ（ΔＣ）にかかる係数（２Ｋ_Dｔ_dt／ｔ_c）が補正量であり、この補正量（２Ｋ_Dｔ_dt／ｔ_c）は、デッドタイムｔ_dtの半分の期間を時間単位から三角波のカウント値単位へ変換した値である。

また、三角波の変化量ΔＣは、１回の制御演算中に互いに異なるタイミングで取得した２つの三角波のカウント値の差分である。本実施形態では、三角波の変化量ΔＣは、次式（７）に従って、２回目の三角波の取得値Ｃ₂から１回目の三角波の取得値Ｃ₁を減算して算出される。

パルスタイミング補正処理部３３は、式（７）に従って算出された三角波の変化量ΔＣがゼロよりも大きい場合には、三角波が増加期間であると判定し、三角波の変化量ΔＣがゼロよりも小さい場合には、三角波が減少期間であると判定する。

すなわち、パルスタイミング補正処理部３３は、キャリア信号生成部３０で生成される三角波が増加しているのか減少しているのかを判定する。なお、本実施形態では、パルスタイミング補正処理部３３は、２つの三角波のカウント値を取得したが、三角波のカウント値を互いに異なるタイミングで３回以上取得し、その複数のカウント値に基づいて、三角波の増減を判定するものであってもよい。

そして、パルスタイミング補正処理部３３は、三角波が増加期間である場合には、補正値の符号をプラス（＋）からマイナス（−）に切り替えずに、補償処理後のデューティ指令値Ｄ_u2 ^*に補正量（２Ｋ_Dｔ_dt／ｔ_c）を加算する。

一方、パルスタイミング補正処理部３３は、三角波が減少期間である場合には、補償処理後のデューティ指令値Ｄ_u2 ^*から補正量（２Ｋ_Dｔ_dt／ｔ_c）を減算する。すなわち、パルスタイミング補正処理部３３は、三角波が減少期間である場合には、補正量の符号をプラスからマイナスに切り替える。

このように、パルスタイミング補正処理部３３は、三角波の増加期間と減少期間とで、デューティ指令値Ｄ_u2 ^*を補正する補正量の符号を変更して、補正後のデューティ指令値Ｄ_u3 ^*を算出する。パルスタイミング補正処理部３３は、補正後のデューティ指令値Ｄ_u3 ^*をＰＷＭ変換処理部３４に出力する。

ＰＷＭ変換処理部３４は、補正後のデューティ指令値Ｄ_u3 ^*と、キャリア信号生成部３０からの三角波とに基づいて、Ｕ相に対応する一対のスイッチング素子を駆動するＰＷＭ信号Ｐ_uu0及びＰ_ul0を生成する。

本実施形態では、ＰＷＭ変換処理部３４は、補正後のデューティ指令値Ｄ_u3 ^*を取得すると、三角波が増加期間から減少期間へ又は減少期間から増加期間へ切り替わった後に、補正後のデューティ指令値Ｄ_u3 ^*をキャリア信号生成部３０からの三角波と比較する。

ＰＷＭ変換処理部３４は、補正後のデューティ指令値Ｄ_u3 ^*が三角波のカウント値よりも小さいときには、上段のスイッチング素子をオンにするため、ＰＷＭ信号Ｐ_uu0をＨ（Ｈｉｇｈ）レベルに設定する。一方、補正後のデューティ指令値Ｄ_u3 ^*が三角波のカウント値よりも大きいときには、ＰＷＭ変換処理部３４は、上段のスイッチング素子をオフにするために、ＰＷＭ信号Ｐ_uu0をＨレベルからＬ（Ｌｏｗ）レベルに切り替える。

これと共に、ＰＷＭ変換処理部３４は、補正後のデューティ指令値Ｄ_u3 ^*が三角波のカウント値よりも小さいときには、下段のスイッチング素子をオフにするため、ＰＷＭ信号Ｐ_ul0をＬレベルに設定する。一方、補正後のデューティ指令値Ｄ_u3 ^*が三角波のカウント値よりも大きいときには、ＰＷＭ変換処理部３４は、下段のスイッチング素子をオンにするため、ＰＷＭ信号Ｐ_ul0をＬレベルからＨレベルに切り替える。

ＰＷＭ変換処理部３４は、補正後のデューティ指令値Ｄ_u3 ^*に応じて生成されたＰＷＭ信号Ｐ_uu0及びＰ_ul0をデッドタイム付加処理部３６に出力する。

デッドタイム付加処理部３５は、一対のスイッチング素子が同時に非導通状態（オフ）となるデッドタイムｔ_dtをＰＷＭ信号に設ける。デッドタイム付加処理部３５は、ＰＷＭ変換処理部３４からのＰＷＭ信号Ｐ_uu0及びＰ_ul0の各パルスにデッドタイムｔ_dtを付加することにより、Ｕ相に対応する一対のスイッチング素子への駆動信号Ｐ_uu及びＰ_ulを生成する。

本実施形態では、デッドタイム付加処理部３６は、ＰＷＭ変換処理部３４からＰＷＭ信号Ｐ_uu0を受け付けると、ＰＷＭ信号Ｐ_uu0の立ち上りタイミングをデッドタイムｔ_dtだけ遅らせることにより、上段のスイッチング素子への駆動信号Ｐ_uuを生成する。

また、デッドタイム付加処理部３６は、ＰＷＭ変換処理部３４からＰＷＭ信号Ｐ_ul0を受け付けると、ＰＷＭ信号Ｐ_ul0の立ち上りタイミングをデッドタイムｔ_dtだけ遅らせることにより、下段のスイッチング素子への駆動信号Ｐ_ulを生成する。

デッドタイム付加処理部３６は、Ｕ相に対応する一対のスイッチング素子の制御端子に駆動信号Ｐ_uu及びＰ_ulを出力する。

なお、図３では、Ｕ相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*に基づいて駆動信号Ｐ_uu及びＰ_ulを生成する構成を示したが、Ｖ相の駆動信号Ｐ_vu及びＰ_vlを生成する構成とＷ相の駆動信号Ｐ_wu及びＰ_wlを生成する構成も、図２に示した構成と同様である。そのため、ＰＷＭ変換器３におけるＶ相及びＷ相の構成についての説明を省略する。

図４は、Ｕ相電流ｉ_uがマイナスの値である場合において、Ｕ相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*に基づいて生成されるＵ相ＰＷＭ電圧ｖ_uの生成例を示すタイムチャートである。

図４（ａ）は、ｄｑ軸／ｕｖｗ相変換器２、モータ回転速度演算器８及びｕｖｗ相／ｄｑ軸変換器９で行われるＡ／Ｄ変換のタイミングを示す図である。図４（ｂ）は、モータトルク制御部１及びＰＷＭ変換器３で行われる制御演算のタイミングを示す図である。図４（ｃ）は、Ｕ相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*、Ｄ_u2 ^*及びＤ_u3 ^*とキャリア信号３０１との関係を示す図である。

図４（ｄ）及び図４（ｅ）は、ＰＷＭ変換処理部３４で生成されるＰＷＭ信号Ｐ_uu0及びＰ_ul0のパルス波形を示す図である。図４（ｆ）及び図４（ｇ）は、デッドタイム付加処理部３５で生成される駆動信号Ｐ_uu及びＰ_ulのパルス波形を示す図である。

図４（ｈ）は、インバータ４によって駆動信号Ｐ_uu及びＰ_ulに基づいて生成されるＵ相ＰＷＭ電圧ｖｕのパルス波形を示す図である。なお、図４（ａ）から図４（ｈ）までの各図の横軸は互いに共通の時間軸である。

図４（ｂ）に示すように、時刻ｔ１０よりも前の制御演算中においてＵ相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*が算出される。ここでは、Ｕ相電流ｉ_uはマイナスの値であるため、デューティ指令値Ｄ_u2 ^*は、式（５）に従って、Ｕ相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*から補正量（２Ｋ_Dｔ_dt／ｔ_c）を減算して算出される。これにより、Ｕ相ＰＷＭ電圧ｖ_uのオフ期間が長くなるので、デッドタイムの付加に起因するパルス幅のズレが補償される。

このとき、図４（ｂ）及び図４（ｃ）に示すように、パルスタイミング補正処理部３３は、三角波のカウント値を２回取得し、式（７）に従って２回目のカウント値Ｃ₂から１回目のカウント値Ｃ₁を減算した変化量ΔＣを算出する。そして、パルスタイミング補正処理部３３は、三角波の変化量ΔＣが、ゼロよりも小さいのか大きいのかを判定する。

そして、時刻ｔ１０よりも前の三角波の変化量ΔＣはゼロよりも小さいため、パルスタイミング補正処理部３３は、時刻ｔ１０から時刻ｔ１３までの次の演算期間は三角波の増加期間であると判定し、補正量の符号をマイナスに切り替える。そして、パルスタイミング補正処理部３３は、式（６）に従って、補償処理後のデューティ指令値Ｄ_u2 ^*から補正量を減算することにより、補正後のデューティ指令値Ｄ_u3 ^*を算出する。

時刻ｔ１０では、図４（ｃ）に示すように、三角波が谷となるタイミングになり、三角波が減少期間から増加期間に切り替えられる。そして、減少期間中に演算された補正後のデューティ指令値Ｄ_u3 ^*が三角波と比較される。

時刻ｔ１１において、図４（ｄ）及び図４（ｅ）に示すように、ＰＷＭ信号Ｐ_uu0及びＰ_ul0の信号レベルが切り替えられる。このように補償処理後のデューティ指令値Ｄ_u2 ^*を補正することにより、ＰＷＭ信号Ｐ_uu0及びＰ_ul0の切替えタイミングを、Ｕ相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*に基づく切替えタイミングからデッドタイムｔ_dtの時間だけ進めることができる。

その後、デッドタイム付加処理部３６により、ＰＷＭ信号Ｐ_ul0の立ち上りタイミングが、時刻ｔ１１からデッドタイムｔ_dtだけ遅らされるので、図４（ｇ）に示すように、駆動信号Ｐ_ulのパルスは、時刻ｔ１２で立ち上がる。

時刻ｔ１２において、上段のスイッチング素子がオンした状態で、下段のスイッチング素子がオフ状態に切り替えられるため、図４（ｈ）に示すように、モータ６に供給されるＵ相ＰＷＭ電圧ｖ_uのパルスが立ち下がる。

このように、キャリア信号の増加期間中にデューティ指令値Ｄ_u2 ^*から補正量を減算したデューティ指令値Ｄ_u3 ^*を用いることで、Ｕ相ＰＷＭ電圧ｖ_uのパルスの立ち下りタイミングをデューティ指令値Ｄ_u1 ^*に基づく切替えタイミングと一致させることができる。

このとき、図４（ｂ）及び図４（ｃ）に示すように、パルスタイミング補正処理部３３は、三角波のカウント値を２回取得し、三角波の変化量ΔＣを算出する。そして、パルスタイミング補正処理部３３は、三角波の変化量ΔＣがゼロよりも大きいため、次の演算期間は三角波の減少期間であると判定し、補正量の符号をプラスに切り替える。

そして、パルスタイミング補正処理部３３は、式（６）に従って、補償処理後のデューティ指令値Ｄ_u2 ^*から補正量を加算することにより、補正後のデューティ指令値Ｄ_u3 ^*を算出する。これにより、補正後のデューティ指令値Ｄ_u3 ^*は、Ｕ相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*と一致することになる。

時刻ｔ１３では、図４（ｃ）に示すように三角波が山となるタイミングとなり、三角波が増加期間から減少期間に切り替えられ、増加期間中に演算された補正後のデューティ指令値Ｄ_u3 ^*が三角波と比較される。

時刻ｔ１４において、図４（ｄ）及び図４（ｅ）に示すように、ＰＷＭ信号Ｐ_uu0及びＰ_ul0の信号レベルが切り替えられる。そして、図４（ｆ）に示すように、デッドタイム付加処理部３６により駆動信号Ｐ_uuの立ち上りタイミングが時刻ｔ１４からデッドタイムｔ_dtだけ遅らされる。

このとき、上段のスイッチング素子がオフしている状態で下段のスイッチング素子がオン状態に切り替えられるため、図４（ｈ）に示すように、モータ６に供給されるＵ相ＰＷＭ電圧ｖ_uのパルスが立ち上がる。

このように、キャリア信号の減少期間中にデューティ指令値Ｄ_u2 ^*に補正量を加算したデューティ指令値Ｄ_u3 ^*を用いることで、Ｕ相ＰＷＭ電圧ｖ_uのパルスの立ち上りタイミングをデューティ指令値Ｄ_u1 ^*に基づく切替えタイミングと一致させることができる。

以上のように、Ｕ相電流ｉ_uがマイナスの値であるときには、Ａ／Ｄ変換のタイミングと三相ＰＷＭ電圧のパルスの中間のタイミングとが一致するように補償処理後のデューティ指令値Ｄ_u2 ^*が補正される。同様に、Ｕ相電流ｉ_uがプラスの値であるときにも、Ａ／Ｄ変換のタイミングと三相ＰＷＭ電圧のパルスの中間のタイミングとが一致するように補償処理後のデューティ指令値Ｄ_u2 ^*が補正される。

一般的に、ＰＷＭ信号にデッドタイムを付加すると、モータ６に印加される実際のＰＷＭ電圧のパルス幅が電流の流れる方向に依存して変化すると共に、ＰＷＭ電圧の位相が三角波に対してデッドタイムの半分の時間だけ遅れてしまう。

これに対し、図３に示したデッドタイム補償処理部３２によって、パルス幅のズレが相殺されるようにＵ相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*が補正され、さらにパルスタイミング補正処理部３３によって、ＰＷＭ電圧の位相のズレが相殺されるように、Ｕ相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*が補正される。このため、三相ＰＷＭ電圧のパルス幅のズレだけでなく、三相ＰＷＭ電圧の位相ズレを抑制することができる。

特に、キャリア信号の増減に応じてデューティ指令値Ｄ_u2 ^*を補正することにより、各ＰＷＭ電圧のパルス幅を変えずに維持した状態で位相ズレが抑制されるので、Ａ／Ｄ変換のタイミングと三相ＰＷＭ電圧のパルスの中間のタイミングとを揃えることができる。

これにより、モータ６の電流をＡ／Ｄ変換した電流データへ、波形崩れに伴う高調波成分が混入するのを抑制でき、電流データを用いてフィードバック制御するモータトルク制御部１によるトルク制御の精度低下を抑制することができる。

なお、図４に示したように、Ｕ相電流ｉ_uがマイナスの値であるときには、Ｕ相ＰＷＭ電圧ｖ_uのオフ期間がＵ相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*に基づくオフ期間と一致するように補償処理後のデューティ指令値Ｄ_u2 ^*が補正される。一方、Ｕ相電流ｉ_uがプラスの値であるときには、Ｕ相ＰＷＭ電圧ｖ_uのオフ期間がＵ相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*に基づくオフ期間よりも短くなるように補正される。

図５は、本実施形態における制御装置１００の制御方法の処理手順の一例を示すフローチャートである。この制御方法は、キャリア信号生成部３０で生成される三角波が山及び谷となるタイミングで繰り返し実行される。

ステップＳ９０１において、ｕｖｗ相／ｄｑ軸変換器９は、電流検出器５_u及び５_vからの検出信号をＡ／Ｄ変換してＵ相電流ｉｕ及びＶ相電流ｉｖを示す電流データを取得する。これと共に、モータ回転速度演算器８は、回転子位置検出器７からの検出信号をＡ／Ｄ変換して電気角検出値θを取得する。

ステップＳ９０２においてｕｖｗ相／ｄｑ軸変換器９は、式（３）のように、電気角検出値θに基づいて、電流データのＵ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_v、並びに、式（２）により得られるＷ相電流ｉ_wを、ｄ軸電流検出値ｉ_d及びｑ軸電流検出値ｉ_qに変換する。そして、ｕｖｗ相／ｄｑ軸変換器９は、変換したｄ軸電流検出値ｉ_d及びｑ軸電流検出値ｉ_qをモータトルク制御部１にフィードバックする。

ステップＳ９０３においてモータ回転速度演算器８は、電気角検出値θに基づいてモータ回転速度Ｎを演算する。そして、モータ回転速度演算器８は、モータ回転速度Ｎをモータトルク制御部１に出力する。

ステップＳ９０４においてモータトルク制御部１は、トルク指令値Ｔ^*と、バッテリ電圧検出値Ｖｄｃと、モータ回転速度Ｎと、ｄ軸電流検出値ｉ_d及びｑ軸電流検出値ｉ_qとに基づいて、ｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*及びｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*を算出する。

ステップＳ９０５においてｄｑ軸／ｕｖｗ相変換器２は、式（１）のように、電気角検出値θに基づいて、ｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*及びｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*を三相電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*に変換する。そして、ｄｑ軸／ｕｖｗ相変換器２は、変換された三相電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*をＰＷＭ変換器３に出力する。

ステップＳ９０６においてデューティ指令値演算部３１は、式（４）のように、三相電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*と、バッテリ電圧検出値Ｖｄｃとに基づいて、三相のデューティ指令値Ｄ_u1、Ｄ_v1及びＤ_w1を演算する。

ステップＳ９０７においてデッドタイム補償処理部３２は、各相ごとに、デューティ指令値Ｄ_u1 ^*、Ｄ_v1 ^*及びＤ_w1 ^*にデッドタイム補償処理を施す。具体的には、デッドタイム補償処理部３２は、式（５）のように、モータ６の三相電流ｉ_u、ｉ_v及びｉ_wと三相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*、Ｄ_v1 ^*及びＤ_w1 ^*とに基づいて、補償処理後のデューティ指令値Ｄ_u2 ^*、Ｄ_v2 ^*及びＤ_w2 ^*を算出する。これにより、モータ６の各相に供給されるＰＷＭ電圧ｖ_u、ｖ_v及びｖ_wのパルス幅のズレを抑制することができる。

ステップＳ９０８からＳ９１０までの各処理において、パルスタイミング補正処理部３３は、補償処理後のデューティ指令値Ｄ_u2 ^*、Ｄ_v2 ^*及びＤ_w2 ^*にパルスタイミング補正処理を施すことで、補正後のデューティ指令値Ｄ_u3 ^*、Ｄ_v3 ^*及びＤ_w3 ^*を算出する。

ステップＳ９０８においてパルスタイミング補正処理部３３は、三角波のカウント値を取得した演算期間が三角波の増加期間であるか、減少期間であるかを判断する。

ステップＳ９０９においてパルスタイミング補正処理部３３は、式（６）のように、三角波が増加期間である場合には、次回の演算期間は減少期間であるため、補償処理後のデューティ指令値Ｄ_u2 ^*、Ｄ_v2 ^*及びＤ_w2 ^*に補正量（２Ｋ_Dｔ_dt／ｔ_c）を加算する。これにより、三角波が減少中のＰＷＭ信号Ｐ_uu0及びＰ_ul0の切替えタイミングを、デッドタイムｔ_dtの半分の時間だけ遅らせることができる。

ステップＳ９１０においてパルスタイミング補正処理部３３は、三角波が減少期間である場合には、次回の演算期間は増加期間であるため、補償処理後のデューティ指令値Ｄ_u2 ^*、Ｄ_v2 ^*及びＤ_w2 ^*から補正量（２Ｋ_Dｔ_dt／ｔ_c）を減算する。これにより、三角波が増加中のＰＷＭ信号Ｐ_uu0及びＰ_ul0の切替えタイミングを、デッドタイムｔ_dtの半分の時間だけ進めることができる。

このように、パルスタイミング補正処理部３３は、キャリア信号の増減に応じて、補正量の符号を切り替えることにより、図４（ｈ）に示したように、三相ＰＷＭ電圧ｖ_u、ｖ_v、ｖ_wのパルスの位相ズレを抑制することができる。

ステップＳ９１１において、ＰＷＭ変換処理部３４は、補正後のデューティ指令値Ｄ_u3 ^*、Ｄ_v3 ^*及びＤ_w3 ^*に基づいて、各相の一対のスイッチング素子へのＰＷＭ信号Ｐ_uu0、Ｐ_ul0、Ｐ_vu0、Ｐ_vl0、Ｐ_vu0及びＰ_vl0を生成する。そして、デッドタイム付加処理部３５は、図４（ｄ）〜（ｇ）に示したように、各相のＰＷＭ信号Ｐ_uu0、Ｐ_ul0、Ｐ_vu0、Ｐ_vl0、Ｐ_wu0及びＰ_wl0にデッドタイムを付加して駆動信号Ｐ_uu、Ｐ_ul、Ｐ_vu、Ｐ_vl、Ｐ_wu及びＰ_wlを生成する。

デッドタイム付加処理部３５は、駆動信号Ｐ_uu及びＰ_ulをＵ相に対応する一対のスイッチング素子の各制御端子に、駆動信号Ｐ_vu及びＰ_vlをＶ相に対応する一対のスイッチング素子の各制御端子に、駆動信号Ｐ_wu及びＰ_wlをＷ相に対応する一対のスイッチング素子の各制御端子に出力する。

ステップＳ９１２において、インバータ４は、各駆動信号Ｐ_uu、Ｐ_ul、Ｐ_vu、Ｐ_vl、Ｐ_wu及びＰ_wlに基づいて各相の一対のスイッチング素子を駆動して、モータ６の各相にＰＷＭ電圧ｖ_u、ｖ_v、及びｖ_wをそれぞれ供給する。そして、制御装置１００の制御方法の一連の処理手順が終了する。

本発明の第１実施形態によれば、電源１０からの電力を交流電力に変換して電動装置に供給する一対のスイッチング素子を備える制御装置１００は、モータ６に供給される電流又は電圧の信号を取得し、その信号をアナログ信号からデジタル信号にＡ／Ｄ変換する。

また制御装置１００は、Ａ／Ｄ変換された信号に基づいて、電動装置をＰＷＭ制御するためのデューティ指令値を演算するデューティ指令値演算部３１と、デューティ指令値とキャリア信号とに基づいて、ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ変換処理部３４とを備える。さらに制御装置１００は、ＰＷＭ信号に基づいて、スイッチング素子の接続状態を切り替えることにより、電動装置の駆動を制御するインバータ４を備える。

そして、制御装置１００は、キャリア信号が増加しているのか、又は、減少しているのかを判定し、判定されたキャリア信号の増減に基づいて、デューティ指令値を補正するパルスタイミング補正処理部３３を備える。

これにより、デューティ指令値の演算処理により、Ａ／Ｄ変換を開始するタイミングに対して一対のスイッチング素子の切替えタイミングのズレを調整することが可能となる。このため、一対のスイッチング素子によるＰＷＭ電圧のオン期間の中間となるタイミングを、Ａ／Ｄ変換のタイミングに合わせることができる。したがって、Ａ／Ｄ変換のタイミングを一律に所定の時間だけずらす従来の構成に比べて、デューティ比の大小に関わらず、電動装置に供給される交流電流を検出する精度の低下を抑制することができる。

本実施形態では、電動装置としてモータが用いられ、インバータ４には一対のスイッチング素子がモータ６の相ごとに複数設けられる。そして、パルスタイミング補正処理部３３は、キャリア信号の増減に基づいてデューティ指令値を補正することにより、Ａ／Ｄ変換によってサンプリングされる電流データの波形崩れを抑制することができる。

したがって、Ａ／Ｄ変換により取得される電流データには、波形崩れに伴う高調波成分の混入が抑制されるので、モータ６に供給される交流電力の検出精度の低下を抑制することができる。また、制御装置１００は、モータ６に関する電流データをフィードバックしてデューティ指令値を演算する構成であるため、電流データに含まれるノイズを抑制することにより、モータトルクを制御する精度の低下を抑制するこができる。

また、本実施形態によれば、制御装置１００は、一対のスイッチング素子が同時に非導通状態となるデッドタイムをＰＷＭ信号に設けるデッドタイム付加処理部３５をさらに備える。そしてパルスタイミング補正処理部３３は、デッドタイムｔ_dtとキャリア信号の周期ｔ_cとに基づいて、デューティ指令値Ｄ_u1 ^*又はＤ_u2 ^*を補正する。これにより、ＰＷＭ信号へのデッドタイムの付加に伴うＰＷＭ電圧の位相遅れを抑制することができる。

また、本実施形態によれば、パルスタイミング補正処理部３３は、キャリア信号の増加期間と減少期間との間で、デューティ指令値を補正する補正量を切り替える。

具体的には、図５に示したように、補正量を変えずに補正量の符号を切り替えてデューティ指令値を補正することにより、補正量の絶対値は固定値となるため、補正量の演算を削減できる。したがって、パルスタイミングの補正処理による制御演算の増加を抑制することができる。また、図４に示したように、デューティ指令値Ｄ_u1 ^*に対する補正量を、キャリア信号の増加期間と減少期間とで変更することにより、デッドタイムの付加に伴うＰＷＭ電圧のパルス幅及び位相の両者のズレを抑制することができる。

また、本実施形態によれば、制御装置１００は、モータ６に供給されるＰＷＭ電圧のパルス幅のズレを補償する補償処理をＵ相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*に施すデッドタイム補償処理部３２をさらに備える。そしてパルスタイミング補正処理部３３は、式（６）のように、キャリア信号の増減に基づいて、補償処理が施されたデューティ指令値Ｄ_u2 ^*を補正する。

このように、パルス幅の補償処理後にパルスタイミングの補正処理を実行することにより、補正処理による制御演算の増加を抑制しつつ、ＰＷＭ電圧のパルス幅及び位相の両者のズレを同時に抑制することができる。また、デッドタイム補償処理部３２が既に設けられている制御装置に対しては簡易な構成で実装することが可能となる。

また、本実施形態によれば、パルスタイミング補正処理部３３は、図２に示した演算期間に、式（６）のように、キャリア信号の値を複数回取得して、キャリア信号の増減を判定し、その判定結果に基づいてデューティ指令値の補正量を増減させる。そして、ＰＷＭ変換処理部３４は、図４に示したように、キャリア信号の値を取得した演算期間の次の演算期間に、補正後のデューティ指令値とキャリア信号とを比較することにより、ＰＷＭ信号を生成する。

このように、キャリア信号の増減に応じて補償処理後のデューティ指令値の補正量を増減させることにより、モータ６に供給されるＰＷＭ電圧の立ち上りタイミング及び立ち下りタイミングの双方の遅れを同時に補償することができる。また、補正後のデューティ指令値を設定する演算期間よりも前の演算期間でキャリア信号の増減を判定することにより、Ａ／Ｄ変換を開始するタイミングで確実に補正後のデューティ指令値を設定することができる。

なお、本実施形態では、式（５）に従ってデッドタイム補償処理が施されたデューティ指令値を補正したが、式（５）とは異なる手法でデューティ指令値にデッドタイム補償処理を施すものがある。そこで、次の実施形態では、式（５）とは異なる手法でデッドタイム補償処理を実行する制御装置においてデッドタイム補償処理後のデューティ指令値を補正する補正手法について説明する。

（第２実施形態）
本発明の第２実施形態における制御装置の構成について説明する。

本実施形態における制御装置の基本構成は、図１に示した制御装置１００の構成と同じである。そのため、本実施形態における制御装置の各構成については、図１及び図３に示した構成と同一の符号を付して説明する。

本実施形態では、図３に示したＰＷＭ変換器３のデッドタイム補償処理部３２及びパルスタイミング補正処理部３３によって実行される処理が第１実施形態のものとは異なる。そのため、ここでは、デッドタイム補償処理部３２及びパルスタイミング補正処理部３３の構成についてのみ詳細に説明し、その他の構成については第１実施形態の構成と同一であるため、詳細な説明を省略する。

また、ＰＷＭ変換器３の各相の構成は、基本的に同じ構成であるため、ここではＵ相の構成についてのみ説明する。

デッドタイム補償処理部３２は、第１実施形態と同様に、Ｕ相電流ｉ_uに基づいて、Ｕ相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*を補正することにより、補償処理後のデューティ指令値Ｄ_u2 ^*を算出する。

本実施形態では、デッドタイム補償処理部３２は、次式（８）のように、Ｕ相電流ｉ_uがマイナスの値である場合に限り、Ｕ相のＰＷＭ電圧ｖ_uのオフ期間が長くなるようにＵ相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*を補正する。

式（８）に従って、デッドタイム補償処理部３２は、Ｕ相電流ｉ_uがゼロ以上である場合には、補正せずにＵ相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*を、補償処理後のデューティ指令値Ｄ_u2 ^*として出力する。一方、Ｕ相電流ｉ_uがゼロよりも小さい場合には、デッドタイム補償処理部３２は、Ｕ相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*に補正量（２Ｋ_D・２ｔ_c／ｔ_dt）を減算して、補償処理後のデューティ指令値Ｄ_u2 ^*を出力する。これにより、ＰＷＭ変換処理部３４からのＰＷＭ信号にデッドタイムｔ_dtを付加することで生じるＵ相のＰＷＭ電圧ｖ_uのパルス幅のズレを補償することができる。

パルスタイミング補正処理部３３は、第１実施形態と同様に、キャリア信号の増減に応じて、補償処理後のデューティ指令値Ｄ_u2 ^*にパルスタイミング補正処理を施すことにより、補正後のデューティ指令値Ｄ_u3 ^*を算出する。

本実施形態では、パルスタイミング補正処理部３３は、次式（９）のように、三角波の変化量ΔＣの極性に応じて、補償処理後のデューティ指令値Ｄ_u2 ^*を補正する補正量を互いに異なる値に切り替える。三角波の変化量ΔＣは、上記の式（７）に従って算出される。

式（９）の右辺第２項（２Ｋ_D・２ｔ_dt／ｔ_c）が補正量であり、この補正量（２Ｋ_D・２ｔ_dt／ｔ_c）は、デッドタイムｔ_dtの期間を時間単位から三角波のカウント値単位へ変換した値である。

式（９）に従って、パルスタイミング補正処理部３３は、三角波の変化量ΔＣがゼロよりも小さい場合には、三角波が減少期間であると判定し、三角波の変化量ΔＣがゼロ以上である場合には、三角波が増加期間であると判定する。すなわち、パルスタイミング補正処理部３３は、キャリア信号生成部３０から出力される三角波が増加しているのか減少しているのかを判定する。

そして、パルスタイミング補正処理部３３は、三角波が減少期間である場合には、次回の演算期間は三角波の増加期間となるため、補償処理後のデューティ指令値Ｄ_u2 ^*を、補正後のデューティ指令値Ｄ_u3 ^*として出力する。

一方、パルスタイミング補正処理部３３は、三角波が増加期間である場合には、次回の演算期間は三角波の減少期間となるため、補償処理後のデューティ指令値Ｄ_u2 ^*から補正量（２Ｋ_D・２ｔ_dt／ｔ_c）を加算する。すなわち、パルスタイミング補正処理部３３は、三角波が増加期間である場合には、補償処理後のデューティ指令値Ｄ_u2 ^*から減算される補正量を、ゼロから所定の値（２Ｋ_D・２ｔ_dt／ｔ_c）に切り替える。

このように、パルスタイミング補正処理部３３は、三角波の増加期間と減少期間とで、デューティ指令値Ｄ_u2 ^*を補正する補正量の値を変更することにより、第１実施形態と同様に補正後のデューティ指令値Ｄ_u3 ^*を算出する。

図６は、本実施形態のＰＷＭ変換器３により、Ｕ相電流ｉ_uがマイナスの値である場合においてＵ相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*に基づいて生成されるＵ相ＰＷＭ電圧ｖ_uの生成例を示すタイムチャートである。

図６（ａ）から図６（ｈ）までの各図の縦軸は、図４（ａ）から図４（ｈ）までの各図の縦軸と同じである。また、図６（ａ）から図６（ｈ）までの各図の横軸は互いに共通の時間軸である。

時刻ｔ２０よりも前の制御演算中において、図６（ｃ）に示すように、Ｕ相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*が算出される。ここでは、Ｕ相電流ｉ_uがマイナスの値であるため、デューティ指令値Ｄ_u2 ^*は、式（８）に従って、Ｕ相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*から補正量（２Ｋ_D・２ｔ_dt／ｔ_c）を減算して算出される。

このとき、図６（ｂ）及び図６（ｃ）に示すように、パルスタイミング補正処理部３３は、三角波のカウント値を２回取得し、式（７）に従って２回目のカウント値Ｃ₂から１回目のカウント値Ｃ₁を減算した変化量ΔＣを算出する。

時刻ｔ２０よりも前の三角波の変化量ΔＣはゼロよりも小さいため、パルスタイミング補正処理部３３は、時刻ｔ２０から時刻ｔ２３までの次の演算期間が三角波の増加期間であると判定し、式（９）のように補正量をゼロに切り替える。このため、パルスタイミング補正処理部３３は、補償処理後のデューティ指令値Ｄ_u2 ^*を補正後のデューティ指令値Ｄ_u3 ^*として設定する。

これにより、図６（ｄ）及び図６（ｅ）に示すように、ＰＷＭ信号Ｐ_uu0及びＰ_ul0の切替えタイミングが、Ｕ相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*に基づく切替えタイミングｔ２２から、デッドタイムｔ_dtの時間だけ進められる。このため、時刻ｔ２１においてＰＷＭ信号Ｐ_uu0及びＰ_ul0が切り替えられる。

そして、図６（ｇ）に示すように、デッドタイム補償処理部３２によりＰＷＭ信号Ｐ_ul0の立ち上りタイミングが時刻ｔ２１からデッドタイムｔ_dtだけ遅らされる。これにより、駆動信号Ｐ_ulのパルスがＵ相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*に基づく切替えタイミングｔ２２で立ち上がることになる。

これにより、Ｕ相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*に基づく切替えタイミングｔ２２において、図６（ｈ）に示すように、Ｕ相ＰＷＭ電圧ｖ_uのパルスが立ち下がり、Ｕ相ＰＷＭ電圧ｖ_uはオフ期間となる。

このとき、図６（ｂ）及び図６（ｃ）に示すように、パルスタイミング補正処理部３３は、三角波のカウント値を２回取得して三角波の変化量ΔＣを算出する。算出した三角波の変化量ΔＣはゼロよりも大きいため、パルスタイミング補正処理部３３は、次の演算期間は三角波の減少期間であると判定し、補正量をゼロよりも大きな値（２Ｋ_D・２ｔ_dt／ｔ_c）に切り替える。

そして、パルスタイミング補正処理部３３は、式（９）に従って、補償処理後のデューティ指令値Ｄ_u2 ^*から補正量を減算することにより、補正後のデューティ指令値Ｄ_u3 ^*を算出する。これにより、補正後のデューティ指令値Ｄ_u3 ^*は、図４に示したデューティ指令値Ｄ_u3 ^*と同じ値になる。

これにより、時刻ｔ２４において、図６（ｄ）及び図６（ｅ）に示すように、ＰＷＭ信号Ｐ_uu0及びＰ_ul0の信号レベルが切り替えられるので、図６（ｇ）に示すように、下段のスイッチング素子の駆動信号Ｐ_ulが立ち下がる。したがって、Ｕ相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*に基づく切替えタイミングｔ２４において、図６（ｈ）に示すように、Ｕ相ＰＷＭ電圧ｖ_uのパルスが立ち上がる。

このように、キャリア信号の増加期間と減少期間とで、補償処理後のデューティ指令値Ｄ_u2 ^*を補正する補正量を切り替えることで、ＰＷＭ電圧ｖ_uのパルスの切替えタイミングを、Ｕ相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*に基づく切替えタイミングに揃えることができる。

図７は、本実施形態の制御方法の処理手順の一例を示すフローチャートである。この制御方法は、図２に示した演算期間ごとに繰り返し実行される。

本実施形態の制御方法には、図５に示したステップＳ９０７、Ｓ９０９及びＳ９１０の各処理に代えて、ステップＳ９１７及びＳ９１９の各処理が追加されている。そのため、ここではステップＳ９１７及びＳ９１９の各処理についてのみ詳細に説明する。

ステップＳ９１７においてデッドタイム補償処理部３２は、ステップＳ９０６で演算されたデューティ指令値Ｄ_u1、Ｄ_v1及びＤ_w1にデッドタイム補償処理を施す。本実施形態では、デッドタイム補償処理部３２は、式（８）のように、各相のモータ６の電流ｉ_u、ｉ_v及びｉ_wとデューティ指令値Ｄ_u1、Ｄ_v1及びＤ_w1とに基づいて、補償処理後のデューティ指令値Ｄ_u2、Ｄ_v2及びＤ_w2を算出する。これにより、モータ６に供給される三相ＰＷＭ電圧のパルス幅のズレを抑制することができる。

ステップＳ９０８においてパルスタイミング補正処理部３３は、三角波が増加期間であるか、減少期間であるかを判断する。パルスタイミング補正処理部３３は、三角波が減少期間である場合には、補償処理後のデューティ指令値Ｄ_u2 ^*、Ｄ_v2 ^*及びＤ_w2 ^*を補正せずにステップＳ９１１の処理に進む。

これにより、図６に示したように、ＰＷＭ信号Ｐ_ul0の立ち上りタイミングがデッドタイムｔ_dtの時間だけ進められることになるので、Ｕ相ＰＷＭ電圧ｖ_uの立ち下りタイミングをＵ相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*に基づく切替えタイミングに合わせることができる。

ステップＳ９１９においてパルスタイミング補正処理部３３は、三角波が増加期間である場合には、式（９）のように、補償処理後のデューティ指令値Ｄ_u2 ^*、Ｄ_v2 ^*及びＤ_w2 ^*に補正量（２Ｋ_D・２ｔ_dt／ｔ_c）を加算して、ステップＳ９１１の処理に進む。

これにより、図６に示したように、駆動信号Ｐ_ulの立ち下りタイミングがＵ相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*に基づく切替えタイミングになるので、ＰＷＭ電圧ｖ_uの立ち上りタイミングをＵ相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*に基づく切替えタイミングに合わせることができる。

本発明の第２実施形態によれば、パルスタイミング補正処理部３３は、式（９）のように、キャリア信号の増加期間と減少期間との間で、式（８）に従って演算されたデューティ指令値の補正量を互いに異なる値に切り替える。これにより、第１実施形態と同様に、デッドタイムの付加に伴うＰＷＭ電圧のパルス幅及び位相の両者のズレを抑制することができる。

（第３実施形態）
本発明の第３実施形態における制御装置の構成について説明する。

本実施形態では、図３に示したＰＷＭ変換器３におけるデッドタイム補償処理部３２及びパルスタイミング補正処理部３３によって実行される処理が第１実施形態及び第２実施形態の処理とは異なる。

ここでは、デッドタイム補償処理部３２及びパルスタイミング補正処理部３３についてのみ詳細に説明し、その他の構成については第１実施形態の構成と同一であるため、詳細な説明を省略する。また、ＰＷＭ変換器３の各相の構成は、基本的に同じ構成であるため、Ｕ相の構成についてのみ説明する。

本実施形態では、デッドタイム補償処理部３２は、次式（１０）のように、Ｕ相電流ｉ_uがプラスの値である場合に限り、Ｕ相のＰＷＭ電圧ｖ_uのオフ期間が短くなるようにＵ相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*を補正する。

式（１０）に従って、デッドタイム補償処理部３２は、Ｕ相電流ｉ_uがゼロよりも小さい場合には、補正せずにＵ相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*を、補償処理後のデューティ指令値Ｄ_u2 ^*として出力する。一方、Ｕ相電流ｉ_uがゼロ以上である場合には、デッドタイム補償処理部３２は、Ｕ相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*に補正量（２Ｋ_D・２ｔ_c／ｔ_dt）を加算して、補償処理後のデューティ指令値Ｄ_u2 ^*を出力する。

本実施形態では、パルスタイミング補正処理部３３は、次式（１１）のように、三角波の変化量ΔＣの極性に応じて、補償処理後のデューティ指令値Ｄ_u2 ^*の補正量を互いに異なる値に切り替える。

式（１１）の右辺第２項が補正量であり、この補正量（２Ｋ_D・２ｔ_dt／ｔ_c）は、デッドタイムｔ_dtの期間を時間単位から三角波のカウント値単位へ変換した値である。

式（１１）に従って、パルスタイミング補正処理部３３は、三角波の変化量ΔＣがゼロよりも小さい場合には、三角波が減少期間であると判定し、三角波の変化量ΔＣがゼロ以上である場合には、三角波が増加期間であると判定する。すなわち、パルスタイミング補正処理部３３は、キャリア信号生成部３０から出力される三角波が増加しているのか減少しているのかを判定する。

パルスタイミング補正処理部３３は、三角波が減少期間である場合には、次回の演算期間が三角波の増加期間となるため、補償処理後のデューティ指令値Ｄ_u2 ^*から補正量（２Ｋ_D・２ｔ_dt／ｔ_c）を減算する。すなわち、パルスタイミング補正処理部３３は、三角波が減少期間である場合には、補償処理後のデューティ指令値Ｄ_u2 ^*から減算される補正量を、ゼロから所定の値（２Ｋ_D・２ｔ_dt／ｔ_c）に切り替える。

一方、パルスタイミング補正処理部３３は、三角波が増加期間である場合には、次回の演算期間が三角波の減少期間となるため、補償処理後のデューティ指令値Ｄ_u2 ^*を補正後のデューティ指令値Ｄ_u3 ^*として出力する。

このように、パルスタイミング補正処理部３３は、三角波の増加期間と減少期間とで、デューティ指令値Ｄ_u2 ^*の補正量を変更することで、上記実施形態と同様に、ＰＷＭ電圧の位相遅れが補償されるように補正後のデューティ指令値Ｄ_u3 ^*を算出する。

図８は、本実施形態のＰＷＭ変換器３によりＵ相電流ｉ_uがマイナスの値である場合にＵ相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*に基づいて生成されるＰＷＭ電圧ｖ_uの生成例を示すタイムチャートである。

図８（ａ）から図８（ｈ）までの各図の縦軸は、図４（ａ）から図４（ｈ）までの各図の縦軸と同じである。また、図８（ａ）から図８（ｈ）までの各図の横軸は互いに共通の時間軸である。

時刻ｔ３０よりも前の制御演算中において、図８（ｃ）に示すように、Ｕ相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*が算出される。ここでは、Ｕ相電流ｉ_uがマイナスの値であるため、式（１０）に従ってＵ相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*が補正されずにデューティ指令値Ｄ_u2 ^*として設定される。このとき、図８（ｂ）及び図８（ｃ）に示すように、パルスタイミング補正処理部３３は、式（７）に従って２回目のカウント値Ｃ₂から１回目のカウント値Ｃ₁を減算した変化量ΔＣを算出する。

時刻ｔ３０よりも前の三角波の変化量ΔＣはゼロよりも小さいため、パルスタイミング補正処理部３３は、時刻ｔ３０から時刻ｔ３３までの次の演算期間が三角波の増加期間であると判定し、式（１１）のように補正量をゼロよりも大きな値（２Ｋ_D・２ｔ_c／ｔ_dt）に切り替える。そしてパルスタイミング補正処理部３３は、補償処理後のデューティ指令値Ｄ_u2 ^*から補正量（２Ｋ_D・２ｔ_c／ｔ_dt）を減算して補正後のデューティ指令値Ｄ_u3 ^*を算出する。

これにより、図８（ｄ）及び図８（ｅ）に示すように、ＰＷＭ信号Ｐ_uu0及びＰ_ul0の切替えタイミングが、Ｕ相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*に基づく切替えタイミングｔ３２から、デッドタイムｔ_dtの時間だけ進められる。このため、時刻ｔ３１においてＰＷＭ信号Ｐ_uu0及びＰ_ul0が互いに切り替えられる。

これに伴い、図８（ｇ）に示すように、ＰＷＭ信号Ｐ_ul0の立ち上りタイミングが時刻ｔ３１からデッドタイムｔ_dtだけ遅らされるので、時刻ｔ３２において駆動信号Ｐ_ulのパルスが立ち上がる。

これにより、Ｕ相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*に基づく切替えタイミングｔ３２において、図８（ｈ）に示すように、Ｕ相ＰＷＭ電圧ｖ_uのパルスが立ち下がり、Ｕ相ＰＷＭ電圧ｖ_uはオフ期間となる。

このとき、図８（ｂ）及び図８（ｃ）に示すように、パルスタイミング補正処理部３３は、式（７）に従って三角波のカウント値を２回取得して三角波の変化量ΔＣを算出する。算出した三角波の変化量ΔＣはゼロよりも大きいため、パルスタイミング補正処理部３３は、次の演算期間は三角波の減少期間であると判定し、補正量をゼロに切り替える。

時刻ｔ３３において、パルスタイミング補正処理部３３は、式（１１）に従って補償処理後のデューティ指令値Ｄ_u2 ^*を、補正後のデューティ指令値Ｄ_u3 ^*として設定する。この補正後のデューティ指令値Ｄ_u3 ^*は、図４及び図６に示したデューティ指令値Ｄ_u3 ^*と同じ値になる。

これにより、時刻ｔ３４において、図８（ｄ）及び図８（ｅ）に示すように、ＰＷＭ信号Ｐ_uu0及びＰ_ul0の信号レベルが切り替えられる。これに伴い、図８（ｇ）に示すように、駆動信号Ｐ_ulが立ち下がる。したがって、Ｕ相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*に基づく切替えタイミングｔ３４において、図８（ｈ）に示すように、Ｕ相ＰＷＭ電圧ｖ_uのパルスが立ち上がる。

このように、キャリア信号の増減に応じて、補償処理後のデューティ指令値Ｄ_u2 ^*の補正量を交互に切り替えることにより、Ｕ相ＰＷＭ電圧ｖ_uの切替えタイミングをＵ相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*に基づく切替えタイミングと一致させることができる。

図９は、本実施形態における制御方法の処理手順の一例を示すフローチャートである。この制御方法は、図２に示した演算期間ごとに繰り返し実行される。

本実施形態の制御方法には、図５に示したステップＳ９０７、Ｓ９０９及びＳ９１０の各処理に代えて、ステップＳ９２０及びＳ９２７の各処理が追加されている。そのため、ここではステップＳ９２０及びＳ９２７の各処理についてのみ詳細に説明する。

ステップＳ９２７においてデッドタイム補償処理部３２は、ステップＳ９０６で演算された三相のデューティ指令値Ｄ_u1 ^*、Ｄ_v1 ^*及びＤ_w1 ^*にデッドタイム補償処理を施す。本実施形態では、デッドタイム補償処理部３２は、式（１０）のように、モータ６の各相の電流ｉ_u、ｉ_v及びｉ_wとデューティ指令値Ｄ_u1 ^*、Ｄ_v1 ^*及びＤ_w1 ^*とに基づいて、補償処理後のデューティ指令値Ｄ_u2 ^*、Ｄ_v2 ^*及びＤ_w2 ^*を算出する。これにより、モータ６の各相に供給されるＰＷＭ電圧のパルス幅のズレを抑制することができる。

ステップＳ９０８においてパルスタイミング補正処理部３３は、三角波が増加期間であるか、減少期間であるかを判断する。パルスタイミング補正処理部３３は、三角波が増加期間である場合には、補償処理後のデューティ指令値Ｄ_u2 ^*、Ｄ_v2 ^*及びＤ_w2 ^*を補正せずにステップＳ９１１の処理に進む。

これにより、図８に示したように、ＰＷＭ信号Ｐ_ul0の立ち上りタイミングが、デッドタイムｔ_dtの時間だけ進むことになるので、Ｕ相ＰＷＭ電圧ｖ_uの立ち下りタイミングをＵ相デューティ指令値Ｄ_u1に基づく切替えタイミングに合わせることができる。

ステップＳ９２０においてパルスタイミング補正処理部３３は、三角波が減少期間である場合には、式（１１）のように、補償処理後のデューティ指令値Ｄ_u2 ^*、Ｄ_v2 ^*及びＤ_w2 ^*から補正量（２Ｋ_D・２ｔ_dt／ｔ_c）を減算して、ステップＳ９１１に進む。

これにより、図８に示したように、駆動信号Ｐ_ulの立ち下りタイミングがＵ相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*に基づく切替えタイミングになるので、Ｕ相ＰＷＭ電圧ｖ_uの立ち上りタイミングをＵ相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*に基づく切替えタイミングに合わせることができる。

本発明の第３実施形態によれば、パルスタイミング補正処理部３３は、式（１１）のように、キャリア信号の増加期間と減少期間とで、式（１０）に従って演算された補償処理後のデューティ指令値の補正量を互いに異なる値に切り替える。これにより、上記実施形態と同様に、デッドタイムの付加に伴う各相のＰＷＭ電圧ｖ_u、ｖ_v及びｖ_wにおけるパルス幅及び位相の両者のズレを抑制することができる。

なお、上記実施形態では、制御装置１００は、ＰＷＭ信号へのデッドタイムの付加に起因するＰＷＭ電圧の位相ズレを補償した。しかしながら、デッドタイムを付加することだけでなく、制御装置１００に配置された信号伝達回路の遅れや、インバータ４を構成するスイッチング素子の応答遅れなどが原因となり、ＰＷＭ電圧の位相ズレが生じることもある。

（第４実施形態）
そこで、デッドタイムによる位相遅れだけでなく、ＰＷＭ信号の伝達回路の遅れや、スイッチング素子の応答遅れに伴うＰＷＭ電圧の位相ズレについても補償する制御装置の実施形態について説明する。

図１０は、本発明の第４実施形態におけるＰＷＭ変換器３の構成を示すブロック図である。

本実施形態では、ＰＷＭ変換器３は、図３に示したパルスタイミング補正処理部３３に代えて、制御遅れ情報保持部３３１及びパルスタイミング補正処理部３３２を備えている。ここでは、制御遅れ情報保持部３３１及びパルスタイミング補正処理部３３２以外の構成については、図３に示した構成と同じであるため、同一符号を付して説明を省略する。

制御遅れ情報保持部３３１は、一対のスイッチング素子の駆動信号Ｐ_uu及びＰ_ulの遅延時間を示す制御遅れ情報を保持する。本実施形態では、制御遅れ情報には、デッドタイムｔ_dtと、ＰＷＭ変換器３で生成されるＰＷＭ信号を伝達する伝達回路の遅れ時間ｔ_{dly_c}と、インバータ４を構成するスイッチング素子の応答遅れ時間ｔ_{dly_s}とが示されている。

伝達回路の遅れ時間ｔ_{dly_c}は、実験データ等により予め定められた値である。伝達回路は、デッドタイム付加処理部３５とインバータ４との間に配置される回路であり、ノイズカットフィルタやフォトカプラ等を含む。

スイッチング素子の応答遅れ時間ｔ_{dly_s}は、ターンオン時間による遅れとターンオフ時間による遅れの平均値であり、実験データ等により予め定められた値である。ターンオン時間とは、スイッチング素子がオフからオンに切り替えられるまでの時間のことであり、ターンオフ時間とは、スイッチング素子がオンからオフに切り替えられるまでの時間のことである。

パルスタイミング補正処理部３３２は、制御遅れ情報に基づいて、補償処理後のデューティ指令値Ｄ_u2 ^*を補正する。すなわち、パルスタイミング補正処理部３３２は、デッドタイムｔ_dtと、スイッチング素子の応答遅れ時間ｔ_{dly_s}と、スイッチング素子の応答遅れ時間ｔ_{dly_s}との少なくともひとつの遅延時間に基づいて、ＰＷＭ電圧の位相ズレが補償されるように、デューティ指令値Ｄ_u2 ^*を補正する。

本実施形態では、パルスタイミング補正処理部３３２は、次式（１２）のように、三角波の変化量ΔＣに応じて、補償処理後のデューティ指令値Ｄ_u2 ^*を補正する補正量の符号を切り替える。

式（１２）の右辺第２項に係る係数Ｋ_dlyが補正量であり、この補正量Ｋ_dlyは、次式（１３）により算出される。

式（１２）に従って、パルスタイミング補正処理部３３２は、三角波の変化量ΔＣがゼロよりも小さい場合には、三角波が減少期間であると判定し、三角波の変化量ΔＣがゼロよりも大きい場合には、三角波が増加期間であると判定する。

パルスタイミング補正処理部３３２は、三角波が増加期間である場合には、補正量の符号を切り替えずに、補償処理後のデューティ指令値Ｄ_u2 ^*に補正量Ｋ_dlyを加算することにより、補正後のデューティ指令値Ｄ_u3 ^*を算出する。

一方、パルスタイミング補正処理部３３２は、三角波が減少期間である場合には、補償処理後のデューティ指令値Ｄ_u2 ^*から補正量Ｋ_dlyを減算することにより、補正後のデューティ指令値Ｄ_u3 ^*を算出する。すなわち、パルスタイミング補正処理部３３２は、三角波が減少期間である場合には、補正量の符号をプラスからマイナスに切り替える。

このように、パルスタイミング補正処理部３３は、三角波の増加期間と減少期間とで、デューティ指令値Ｄ_u2 ^*を補正する補正量の符号を変更して、補正後のデューティ指令値Ｄ_u3 ^*を算出する。パルスタイミング補正処理部３３は、補正後のデューティ指令値Ｄ_u3 ^*をＰＷＭ変換処理部３４に出力する。

図１１は、本実施形態のＰＷＭ変換器３により、Ｕ相電流ｉ_uがマイナスの値である場合にＵ相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*に基づいて生成されるＵ相ＰＷＭ電圧ｖ_uの生成例を示すタイムチャートである。

図１１（ａ）から図１１（ｈ）までの各図の縦軸は、図４（ａ）から図４（ｈ）までの各図の縦軸と同じである。また、図１１（ａ）から図１１（ｈ）までの各図の横軸は互いに共通の時間軸である。

時刻ｔ４０よりも前の制御演算中において、図１１（ｃ）に示すように、Ｕ相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*が算出される。ここでは、Ｕ相電流ｉ_uがマイナスの値であるため、デューティ指令値Ｄ_u2 ^*は、式（５）に従って、Ｕ相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*から補正量（２Ｋ_Dｔ_dt／ｔ_c）を減算して算出される。

このとき、図１１（ｂ）及び図１１（ｃ）に示すように、パルスタイミング補正処理部３３２は、式（７）に従って２回目のカウント値Ｃ₂から１回目のカウント値Ｃ₁を減算した変化量ΔＣを算出する。そして、パルスタイミング補正処理部３３２は、三角波の変化量ΔＣが、ゼロよりも小さいのか大きいのかを判定する。

時刻ｔ４０よりも前の三角波の変化量ΔＣはゼロよりも小さいため、パルスタイミング補正処理部３３２は、時刻ｔ４０から時刻ｔ４３までの次の演算期間は三角波の増加期間であると判定し、補正量の符号をマイナスに切り替える。

そして、パルスタイミング補正処理部３３は、式（１２）に従って、補償処理後のデューティ指令値Ｄ_u2 ^*から補正量Ｋ_dlyを減算することにより、補正後のデューティ指令値Ｄ_u3 ^*を算出する。これにより、デッドタイムｔ_dtの付加に起因するＵ相のＰＷＭ電圧ｖ_uの位相ズレが補償されると共に、伝達回路及びスイッチング素子の制御遅れに起因するＵ相のＰＷＭ電圧ｖ_uの位相ズレが補償されることになる。

時刻ｔ４０では、図１１（ｃ）に示すように、三角波の減少期間中に演算された補正後のデューティ指令値Ｄ_u3 ^*が三角波と比較される。時刻ｔ４１において、図１１（ｄ）及び図１１（ｅ）に示すように、ＰＷＭ信号Ｐ_uu0及びＰ_ul0の信号レベルが切り替えられる。これにより、ＰＷＭ信号Ｐ_uu0及びＰ_ul0の切替えタイミングを、Ｕ相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*に基づく切替えタイミングから、デッドタイムｔ_dtの半分の時間に制御遅れ時間（ｔ_{dly_c}＋ｔ_{dly_s}）を加えた遅延時間ｔ_dlyだけ進めることができる。

その後、デッドタイム付加処理部３６により、ＰＷＭ信号Ｐ_ul0の立ち上りタイミングが、時刻ｔ４１からデッドタイムｔ_dtだけ遅らされるので、図１１（ｇ）に示すように、駆動信号Ｐ_ulのパルスは時刻ｔ４２よりも前に立ち上がる。

駆動信号Ｐ_ulのパルスが立ち上がる時点において、下段のスイッチング素子がオン状態に切り替えられる。このとき、図１１（ｈ）に示すように、伝達回路の遅れと下段のスイッチング素子のターンオン時間による遅れとに伴い、時刻ｔ４２でモータ６のＵ相に供給されるＰＷＭ電圧ｖ_uのパルスが立ち下がる。

このように、伝達回路の遅れやスイッチング素子の応答遅れを考慮することにより、Ｕ相ＰＷＭ電圧ｖ_uのパルスの立ち下りタイミングをＵ相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*に基づく切替えタイミングと一致させることができる。

このとき、図１１（ｂ）及び図１１（ｃ）に示すように、パルスタイミング補正処理部３３２は、三角波の変化量ΔＣを算出し、その三角波の変化量ΔＣはゼロよりも大きくなるため、次の演算期間は三角波の減少期間であると判定し、補正量の符号をプラスに切り替える。

そして、パルスタイミング補正処理部３３２は、式（１２）に従って、補償処理後のデューティ指令値Ｄ_u2 ^*から補正量Ｋ_dlyを加算することにより、補正後のデューティ指令値Ｄ_u3 ^*を算出する。これにより、補正後のデューティ指令値Ｄ_u3 ^*は、Ｕ相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*よりも伝達回路の遅れとスイッチング素子の応答遅れの分だけ大きくなる。

時刻ｔ４３では、三角波の増加期間中に演算された補正後のデューティ指令値Ｄ_u3 ^*が三角波と比較される。

時刻ｔ４４において、図１１（ｅ）に示すように、ＰＷＭ信号Ｐ_uu0及びＰ_ul0の信号レベルがＬレベルに切り替えられるため、下段のスイッチング素子がオン状態に切り替えられる。このとき、図１１（ｈ）に示すように、伝達回路の遅れと下段のスイッチング素子の応答遅れとに伴い、Ｕ相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*に基づく切替えタイミングｔ４５でＵ相ＰＷＭ電圧ｖ_uのパルスが立ち上がる。

このように、伝達回路の遅れやスイッチング素子の応答遅れを考慮することにより、Ｕ相ＰＷＭ電圧ｖ_uのパルスの立ち上りタイミングをＵ相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*に基づく切替えタイミングと一致させることができる。

したがって、デッドタイムｔ_dtに加え、伝達回路の遅れ時間ｔ_{dly_c}とスイッチング素子の応答遅れ時間ｔ_{dly_s}を加味することで、Ｕ相ＰＷＭ電圧の切替えタイミングをＵ相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*に基づく切替えタイミングへさらに近づけることができる。

なお、本実施形態では、第１実施形態のパルスタイミング補正処理において伝達回路の遅れやスイッチング素子の応答遅れなどの制御遅れを加味したが、同様に、第２及び第３実施形態のパルスタイミング補正処理において制御遅れを加味してもよい。

図１２は、本実施形態における制御方法の処理手順の一例を示すフローチャートである。この制御方法は、図２に示した演算期間ごとに繰り返し実行される。

本実施形態の制御方法には、図５に示したステップＳ９０９及びＳ９１０の各処理に代えて、ステップＳ９３９及びＳ９４０の各処理が追加されている。そのため、ここではステップＳ９３９及びＳ９４０の各処理についてのみ詳細に説明する。

ステップＳ９３９においてパルスタイミング補正処理部３３２は、ステップＳ９０８で三角波が増加期間と判断された場合には、式（１２）に従って補正後のデューティ指令値Ｄ_u3 ^*、Ｄ_v3 ^*及びＤ_w3 ^*を算出する。具体的には、パルスタイミング補正処理部３３２は、三角波が増加期間である場合には、ステップＳ９０７で演算されたデューティ指令値Ｄ_u2 ^*、Ｄ_v2 ^*及びＤ_w2 ^*に制御遅れ分を加えた補正量Ｋ_dlyを加算し、ステップＳ９１１に進む。

これにより、図１１に示したように、駆動信号Ｐ_ulの立ち下りタイミングが、Ｕ相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*に基づく切替えタイミングｔ４５よりも伝達回路及びスイッチング素子に起因する制御遅れ時間（ｔ_{dly_c}＋ｔ_{dly_s}）だけ進められる。

ステップＳ９４０においてパルスタイミング補正処理部３３２は、三角波が減少期間である場合には、式（１２）に従って、ステップＳ９０７で演算されたデューティ指令値Ｄ_u2 ^*、Ｄ_v2 ^*及びＤ_w2 ^*から制御遅れ分を加えた補正量Ｋ_dlyを減算し、ステップＳ９１１に進む。

これにより、図１１に示したように、駆動信号Ｐ_ulの立ち上りタイミングが、Ｕ相デューティ指令値Ｄ_u1 ^*に基づく切替えタイミングｔ４２よりも制御遅れ時間（ｔ_{dly_c}＋ｔ_{dly_s}）だけ進められる。

本発明の第４実施形態によれば、パルスタイミング補正処理部３３２は、デッドタイム付加処理部３５からインバータ４のスイッチング素子へ信号を伝達する伝達回路の遅れｔ_{dly_c}に基づいて、三相のデューティ指令値Ｄ_u2 ^*、Ｄ_v2 ^*及びＤ_w2 ^*を補正する。

これにより、伝達回路の遅れに起因する各相のＰＷＭ電圧ｖ_u、ｖ_v及びｖ_wの位相ズレを小さくすることができる。したがって、Ａ／Ｄ変換のタイミングにＰＷＭ電圧のオン期間の中間のタイミングをより一層近づけることができる。

また、本実施形態によれば、パルスタイミング補正処理部３３２は、スイッチング素子の応答遅れに基づいて、三相のデューティ指令値Ｄ_u2 ^*、Ｄ_v2 ^*及びＤ_w2 ^*を補正する。すなわち、パルスタイミング補正処理部３３２は、スイッチング素子の導通状態から非導通状態への切替えによる応答遅れ、又は、非導通状態から導通状態への切替えによる応答遅れに基づいて、各相のデューティ指令値Ｄ_u2 ^*、Ｄ_v2 ^*及びＤ_w2 ^*を補正する。

これにより、スイッチング素子の応答遅れに起因する各相のＰＷＭ電圧ｖ_u、ｖ_v及びｖ_wの位相ズレを小さくすることができる。したがって、Ａ／Ｄ変換のタイミングとＰＷＭ電圧のオン期間の中間のタイミングとを互いに近づけることができ、モータ電流の検出精度をより一層向上させることができる。

以上、本発明の実施形態について説明したが、上記実施形態は本発明の適用例の一部を示したに過ぎず、本発明の技術的範囲を上記実施形態の具体的構成に限定する趣旨ではない。

例えば、上記実施形態では、交流電流で駆動する電動手段としてモータ６を用いる例について説明したが、これに限られるものではなく、例えば、電動ポンプなどの電動機であってもよく、交流電力で駆動する装置であってもよい。

また、上記実施形態では、モータ６の各相に供給される電流を検出し、その検出信号をＡ／Ｄ変換した電流データをフィードバックして、モータ６の各相に供給されるＰＷＭ電圧を制御する制御装置に本発明を適用したものである。同様に、電動装置に供給される電圧を検出し、その検出信号をＡ／Ｄ変換した電圧データをフィードバックして、電動装置に供給されるＰＷＭ電圧を制御する制御装置に本発明を適用してもよい。このような場合には、電流検出器５_u及び５_vに代えて、モータ６に供給される電圧を検出する電圧検出器を配置することにより実現され、上記実施形態の作用効果と同様の作用効果を得ることができる。

なお、上記実施形態は、適宜組み合わせ可能である。

Claims (9)

1. 交流電力で駆動する電動手段を制御する制御装置であって、
   電源からの電力を交流電力に変換して前記電動手段に供給する一対のスイッチング素子と、
   前記電動手段に供給される電流又は電圧の信号を取得し、当該信号をアナログ信号からデジタル信号に変換する変換手段と、
   前記変換手段により変換された信号に基づいて、前記電動手段をＰＷＭ制御するためのデューティ指令値を演算する演算手段と、
   前記演算手段により演算されるデューティ指令値と、前記ＰＷＭ制御するためのキャリア信号とに基づいて、ＰＷＭ信号を生成する生成手段と、
   前記生成手段により生成されるＰＷＭ信号に基づいて、前記スイッチング素子の接続状態を切り替えることにより、前記電動手段に供給される交流電力を制御する制御手段と、を含み、
   前記キャリア信号が増加しているのか、又は、減少しているのかを判定する判定手段と、
   前記判定手段により判定されたキャリア信号の増減に基づいて、前記演算手段により演算されるデューティ指令値を補正することにより、前記スイッチング素子の切替えタイミングを調整する補正手段と、
   を備える制御装置。
2. 請求項１に記載の制御装置であって、
   前記補正手段は、前記キャリア信号の増加期間と減少期間とで、前記デューティ指令値を補正する補正量を切り替える、
   制御装置。
3. 請求項１又は請求項２に記載の制御装置であって、
   前記電動手段に供給されるＰＷＭ電圧のパルス幅のズレを補償する補償処理を前記デューティ指令値に施す補償手段をさらに備え、
   前記補正手段は、前記判定手段により判定されたキャリア信号の増減に基づいて、前記補償処理が施されたデューティ指令値を補正することにより、前記電動手段に供給されるＰＷＭ電圧の位相ズレを補償する、
   制御装置。
4. 請求項１から請求項３までのいずれか１項に記載の制御装置であって、
   前記一対のスイッチング素子が同時に非導通状態となるデッドタイムを前記ＰＷＭ信号に設けるデッドタイム生成手段をさらに備え、
   前記補正手段は、前記デッドタイムと前記キャリア信号の周期とに基づいて、前記デューティ指令値を補正する、
   制御装置。
5. 請求項１から請求項４までのいずれか１項に記載の制御装置であって、
   前記補正手段は、前記生成手段から前記スイッチング素子へ信号を伝達する回路で生じる遅れに基づいて、前記デューティ指令値を補正する、
   制御装置。
6. 請求項１から請求項５までのいずれか１項に記載の制御装置であって、
   前記補正手段は、前記スイッチング素子の応答遅れに基づいて、前記デューティ指令値を補正する、
   制御装置。
7. 請求項１から請求項６までのいずれか１項に記載の制御装置であって、
   前記電動手段は、モータであり、
   前記一対のスイッチング素子は、前記モータの相ごとに複数設けられ、
   前記補正手段は、前記判定手段により判定されたキャリア信号の増減に基づいて、前記デューティ指令値を補正することにより、前記変換手段により取得される少なくとも２相の電圧又は電流の波形崩れを抑制する、
   制御装置。
8. 請求項１から請求項３までのいずれか１項に記載の制御装置であって、
   前記判定手段は、前記演算手段が前記デューティ指令値を演算する演算期間に、前記キャリア信号の値を複数回取得して、前記キャリア信号の増減を判定し、
   前記補正手段は、前記判定された結果に基づいて、前記デューティ指令値を補正する補正量を増減させ、
   前記生成手段は、前記判定手段が前記キャリア信号の値を取得した演算期間の次の演算期間に、前記補正されたデューティ指令値と前記キャリア信号とを比較することにより、前記ＰＷＭ信号を生成する、
   制御装置。
9. 電源からの電力を交流電力に変換して電動手段に供給する一対のスイッチング素子と、前記電動手段に供給される電流又は電圧の信号を取得し、当該信号をアナログ信号からデジタル信号に変換する変換手段と、前記変換手段により変換された信号に基づいて、前記電動手段をＰＷＭ制御するためのデューティ指令値を演算する演算手段と、を含む制御装置の制御方法であって、
   前記ＰＷＭ制御するためのキャリア信号が増加しているのか、又は、減少しているのかを判定する判定ステップと、
   前記判定ステップにより判定されたキャリア信号の増減に基づいて、前記演算手段により演算されるデューティ指令値を補正することにより、前記スイッチング素子の切替えタイミングを調整する補正ステップと、
   前記補正ステップにより補正されたデューティ指令値と前記キャリア信号とに基づいて、ＰＷＭ信号を生成する生成ステップと、
   前記生成手段により生成されるＰＷＭ信号に基づいて、前記スイッチング素子の接続状態を切り替えることにより、前記電動手段に供給される交流電力を制御する制御ステップと、
   を含む制御方法。

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