JPWO2014199816A1 - 過電流検出回路 - Google Patents

Abstract

スイッチング素子（Ｑ）に流れる電流に比例した電圧を生成する電流検出抵抗（３）と、この電流検出抵抗（３）を介して検出される電圧と参照電圧生成回路（４）にて生成した参照電圧（Ｖｔｍｐ）とを比較して前記スイッチング素子（Ｑ）に流れる過電流を検出する比較器（５）とを具備する。特に前記参照電圧生成回路（４）は、温度特性の異なる２種類の抵抗（Ｒ１、Ｒ２）を直列に接続して基準電圧（Ｖｒｅｇ）を抵抗分割する第１の抵抗分圧回路（１１）と、温度特性の等しい抵抗（Ｒ３、Ｒ４）を直列に接続して前記基準電圧（Ｖｒｅｇ）を抵抗分割する第２の抵抗分圧回路（１２）と、これらの第１および第２の抵抗分圧回路（１１、１２）の各分圧出力電圧の差電圧に応じて前記参照電圧（Ｖｔｍｐ）を生成する計装アンプ（１３）とを備える。

Description

本発明は、電力変換器を構築したスイッチング素子に流れる過電流を精度良く検出することのできる簡易な構成の過電流検出回路に関する。

モータ等の交流負荷を駆動する電源装置として、例えば第１および第２のスイッチング素子を直接に接続してハーフブリッジ回路を形成した電力変換器がある。この電力変換器は、第１および第２のスイッチング素子を介して入力直流電力をスイッチングし、前記ハーフブリッジ回路の中点に接続された負荷に交流電力を供給する。ちなみに前記第１および第２のスイッチング素子は、例えば高耐圧のＩＧＢＴやＭＯＳ-ＦＥＴからなる。そして前記第１および第２のスイッチング素子は、例えば電源ＩＣとして実現される駆動制御回路により交互にオン駆動される。

ところで前記駆動制御回路には、従来一般的に前記第１および第２のスイッチング素子に流れる過電流を検出して該スイッチング素子のオン駆動を停止させる過電流検出回路が設けられる。この過電流検出回路は、過電流検出時に前記電力変換器に接続された負荷、並びに前記スイッチング素子を過電流から保護する役割を担う。ちなみに前記過電流検出回路は、例えば前記スイッチング素子に一体に組み込まれた電流検出素子の出力から該スイッチング素子に流れる電流に比例した電圧を生成する電流検出抵抗と、この電流検出抵抗を介して検出される電圧と所定の参照電圧とを比較して前記スイッチング素子に流れる過電流を検出する比較器とを備えて構成される。例えば前記スイッチング素子がＩＧＢＴである場合、前記電流検出素子は電流センスＩＧＢＴからなる。

この際、過電流の検出精度を高めて誤動作を防止する上で、前記電流検出素子の出力温度特性を考慮して前記過電流検出回路を構築することが必要である。そこで従来、例えば図７に示すように直列接続された抵抗Ｒａ,Ｒｂからなり、基準電圧Ｖregを抵抗分割して参照電圧を生成する抵抗分圧回路にバイポーラトランジスタＴＲを介して前記基準電圧Ｖregを印加することが提唱されている（例えば特許文献１を参照）。この過電流検出回路は、前記参照電圧に前記電流検出素子の出力温度特性に相当する温度特性を持たせるものである。

即ち、この図７に示す構成の過電流検出回路は、ダイオード接続した前記バイポーラトランジスタＴＲの負の温度特性を利用して前記参照電圧に正の温度特性を持たせ、これによって前記電流検出素子の正の出力温度特性を相殺するようにしたものである。尚、図７において、Ｒsは電流入力端子Ｉinから与えられる電流を電圧変換する電流検出抵抗である。またＣｏｍｐは前記抵抗分圧回路により生成された参照電圧と、前記電流検出抵抗Ｒsを介して検出される前記スイッチング素子に流れる電流に比例した電圧とを比較する比較器である。

特開２００４−４５３０５号公報

しかしながら前記第１および第２のスイッチング素子をそれぞれオン駆動する前記駆動制御回路におけるハイサイド側のドライバ回路に前述した図７に示す構成の過電流検出回路を組み込んだ場合、次のような不具合が生じる虞がある。

即ち、前記ハイサイド側のドライバ回路は、前記ハーフブリッジ回路の中点電圧を基準電位としてフローティング動作するように構成される。この為、電源ＩＣからなる前記駆動制御回路を形成した回路素子基板の前記ハイサイド側のドライバ回路を形成した領域、いわゆるハイサイド領域には、ハイサイド側のスイッチング素子のオン・オフ動作に伴って変位電流が流れる。するとこの変位電流に起因して前記回路素子基板におけるハイサイド領域の電位が変動する。この結果、前述した如くフローティング動作するハイサイド側のドライバ回路の基準電位、ひいては電源電圧が変動する。

またハイサイド側のスイッチング素子のオン・オフ動作に伴う負電圧サージに起因する変位電流と、前記回路素子基板とウェルとの接合部である寄生ダイオード構造が順バイアスされることに起因する順方向電流も生じ易い。すると上記電圧変動や変位電流によって前記バイポーラトランジスタＴＲが誤動作するので、前記参照電圧が変動することが否めない。これ故、ハイサイド側においてはスイッチング素子に流れる過電流を高精度に、且つ安定に検出することが困難であると言う問題がある。

本発明はこのような事情を考慮してなされたもので、その目的は、誤動作が懸念されるバイポーラトランジスタを用いることなく、電力変換器を構築したスイッチング素子に流れる過電流を精度良く検出することのできる簡易な構成の過電流検出回路を提供することにある。

上述した目的を達成するべく本発明に係る過電流検出回路は、ハーフブリッジ回路のスイッチング素子をオン・オフ駆動するドライバ回路に設けられ、前記スイッチング素子に流れる電流を検出して前記ドライバ回路の動作を制御するものであって、
前記スイッチング素子に組み込まれた電流検出素子の出力から該スイッチング素子に流れる電流に比例した電圧を生成する電流検出抵抗と、
一定の基準電圧を抵抗分割して前記電流検出素子の出力温度特性に相関した温度特性を有する参照電圧を生成する参照電圧生成回路と、
この参照電圧生成回路にて生成された前記参照電圧と前記電流検出抵抗を介して検出される電圧とを比較して前記スイッチング素子に流れる電流の過電流を検出する比較器と
を具備したことを特徴としている。

好ましくは前記参照電圧生成回路は、温度特性の異なる２種類の抵抗を直列に接続して前記基準電圧を抵抗分割する第１の抵抗分圧回路と、温度特性の等しい抵抗を直列に接続して前記基準電圧を抵抗分割する第２の抵抗分圧回路と、これらの第１および第２の抵抗分圧回路の各分圧出力電圧の差電圧に応じて前記参照電圧を生成する計装アンプとを含んで構成される。

尚、前記温度特性の異なる２種類の抵抗の一方は、抵抗温度係数を零（０）とみなし得る低温度係数抵抗体、例えば過電流検出回路が構築される半導体からなる回路素子基板上に同時集積して形成される高抵抗のポリシリコン抵抗からなる。

また前記計装アンプは、ゲイン調整用の抵抗とオフセット調整用の抵抗とを含み、これらの抵抗を調整することで前記参照電圧の温度特性を可変設定可能なものからなる。

ちなみに前記スイッチング素子は、例えばＩＧＢＴであって、前記電流検出素子は前記ＩＧＢＴに一体に設けられて該ＩＧＢＴにミラー接続された電流センスＩＧＢＴとして実現される。

上記構成の過電流検出回路は、前記参照電圧生成回路自体が所定の温度特性、具体的には前記電流検出素子の出力温度特性に相当する温度特性を有する参照電圧を生成する。従って前記構成の過電流検出回路によれば、スイッチング素子に流れる過電流を簡易に精度良く、しかも安定に検出することができる。この結果、前記スイッチング素子を、該スイッチング素子に流れる過電流から確実に保護することが可能となる。

特に本発明に係る過電流検出回路においては、温度特性を異にする２種類の抵抗を用いた第１の分圧抵抗回路による基準電圧の分圧電圧と、温度特性の等しい抵抗を用いた第２の分圧抵抗回路による基準電圧の分圧電圧との差電圧から計装アンプを介して前記参照電圧を生成している。従って従来のバイポーラトランジスタを用いた場合のような不具合を起こすことなしに前記参照電圧を安定に生成することができる。この結果、スイッチング素子に流れる過電流を安定に、且つ高精度に検出することが可能となり、またその構成も簡単である等の実用上多大なる効果を奏する。

本発明の第１の実施形態に係る過電流検出回路の概略構成と、この過電流検出回路を備えたドライバ回路の概略構成を示す図。 図１に示す過電流検出回路における参照電圧生成回路の概略構成図。 図２に示す参照電圧生成回路が生成する参照電圧の温度特性を示す図。 図１に示す過電流検出回路の出力特性を示す図。 本発明の第２の実施形態に係る過電流検出回路における参照電圧生成回路の概略構成図。 本発明の第３の実施形態に係る過電流検出回路の概略構成と、この過電流検出回路を備えたドライバ回路の概略構成を示す図。 従来の過電流検出回路の一例を示す図。

以下、図面を参照して本発明の一実施形態に係る過電流検出回路について説明する。

図１は電力変換器におけるハーフブリッジ回路を構成したハイサイド側のスイッチング素子Ｑをオン・オフ駆動するドライバ回路の要部概略構成である。前記スイッチング素子Ｑは、例えば高耐圧のＩＧＢＴからなり、該ＩＧＢＴにミラー接続された電流センスＩＧＢＴを電流検出素子として一体に備えている。この電流センスＩＧＢＴは、前記ＩＧＢＴに流れる電流に比例した微少電流を出力する役割を担う。

このようなスイッチング素子Ｑをオン・オフ駆動するドライバ回路１は、駆動制御信号ＤＲＶを入力して前記スイッチング素子Ｑのゲートに所定の駆動パルス信号を印加する出力アンプ２を主体として構成される。また前記ドライバ回路１は、前記電流センスＩＧＢＴから出力される電流から、前記スイッチング素子Ｑに流れる電流に比例した電圧を生成する電流検出抵抗３を備える。また前記ドライバ回路１は、前記電流検出抵抗３を介して求められる電圧と、参照電圧生成回路４にて生成された所定の参照電圧Ｖtmpとを比較し、これによって前記スイッチング素子Ｑに流れる過電流を検出する比較器５を備える。

前記電流検出抵抗３、前記参照電圧生成回路４、および前記比較器５により前記スイッチング素子Ｑに対する過電流検出回路６が構成される。この過電流検出回路６によって過電流が検出されたとき、該過電流検出回路６の出力、具体的には前記比較器５の出力により前記出力アンプ２の動作が禁止制御される。そして前記出力アンプ２の動作停止により前記スイッチング素子Ｑのオン・オフ駆動が停止されて該スイッチング素子Ｑが過電流から保護される。

ここで本発明に係る過電流検出回路６が特徴とするところは、前記比較器５に与えられて過電流検出閾値を設定する前記参照電圧Ｖtmpを、前記参照電圧生成回路４にて生成するように構成した点にある。この参照電圧生成回路４は、一定の基準電圧Ｖregを抵抗分割して前記スイッチング素子Ｑの出力温度特性に応じた温度特性の参照電圧Ｖtmpを生成する役割を担うもので、例えば図２に示すように構成される。

即ち、前記参照電圧生成回路４は、温度特性の異なる２種類の抵抗Ｒ１,Ｒ２を直列に接続して前記基準電圧Ｖregを抵抗分割する第１の抵抗分圧回路１１と、温度特性の等しい抵抗Ｒ３,Ｒ４を直列に接続して前記基準電圧Ｖregを抵抗分割する第２の抵抗分圧回路１２とを備える。更に前記参照電圧生成回路４は、前記第１および第２の抵抗分圧回路１１,１２の各分圧出力電圧の差電圧に応じて前記参照電圧Ｖtmpを生成する計装アンプ１３と、該計装アンプ１３の出力を前記比較器５に与えるバッファアンプ１４とを備える。

ここで前記第１および第２の抵抗分圧回路１１,１２を構成する前記抵抗Ｒ１,Ｒ２,Ｒ３,Ｒ４の内、例えば前記抵抗Ｒ１は前記スイッチング素子Ｑと同様に温度が高くなるに従って抵抗値が減少する抵抗温度係数を有する一般的なＨＲ（High Resistans）素子、いわゆるＨＲ抵抗と称されるものである。これに対して前記抵抗Ｒ２,Ｒ３,Ｒ４は、温度変化に対して抵抗値が殆ど変化しない抵抗、換言すれば抵抗温度係数を零（０）とみなし得るＬＴＣ（Low Temperature Coefficient）抵抗素子、いわゆるＬＴＣ抵抗と称される低温度係数抵抗体からなる。

ちなみに前記ＨＲ抵抗と前記ＬＴＣ抵抗は共に半導体素子として一般的なポリシリコン抵抗であるが、それぞれ半導体製造工程におけるドーズ量、即ち、電子及びイオンの注入量の差異により、その温度特性を変えたものである。このようなＨＲ抵抗およびＬＴＣ抵抗の具体的な製造工程については、例えば特許第４５４７７５３号又は特開２００８−２２７０６１号公報等に詳しく紹介される通りである。

また前記計装アンプ１３は、入力段を構成する一対のオペアンプＯＰ１,ＯＰ２と、これらのオペアンプＯＰ１,ＯＰ２の各出力の電圧差を増幅するオペアンプＯＰ３とにより構成される。この計装アンプ１３は、入力インピーダンスが高く、２つの入力に対する対称性が高いと言う特徴を有する。更に前記計装アンプ１３は、増幅率を高く設定し得ることのみならず、１つのゲイン調整用の抵抗を調整するだけで、その増幅率を簡易に可変設定することができ、またオフセット電圧の調整も簡易に行い得ると言う特徴を有する。

従って上述した如く前記第１および第２の抵抗分圧回路１１,１２、および前記計装アンプ１３を備えて構築される前記参照電圧生成回路４によれば、前記スイッチング素子Ｑの出力温度特性に応じた温度特性の参照電圧Ｖtmpを容易に生成することができる。即ち、図３に温度変化に対する前記第１および第２の抵抗分圧回路１１,１２、および前記計装アンプ１３の各出力電圧の変化を示すように、前記第１の抵抗分圧回路１１の出力電圧は、特性Ａに示すように前記ＨＲ抵抗Ｒ１の温度特性を反映したものとなる。また前記第２の抵抗分圧回路１２の出力電圧の変化を、特性Ｂに示すように略零（０）にすることができる。そして前記計装アンプ１３においては、前記第１および第２の抵抗分圧回路１１,１２の各出力電圧の差を、特性Ｃに示すように所定の増幅率で増幅して出力する。

従って前記計装アンプ１３の増幅率を調整するだけで、前記参照電圧生成回路４にて生成する前記参照電圧Ｖtmpの温度特性を、前記スイッチング素子Ｑの出力温度特性に簡易に、且つ精度良く一致させることができる。この結果、前記過電流検出回路６を、例えば温度変化に拘わることなく、常に一定の閾値電圧で過電流検出を行い得るように設定することが可能となる。

また、例えばＤＣ-ＤＣコンバータからなる電力変換器においては前記スイッチング素子Ｑに対する過電流の検出閾値に相当する参照電圧Ｖtmpを該スイッチング素子Ｑの動作特性を見込んで、例えば温度２５℃において３.１５Ｖ（±１０％）として、また温度１２５℃において４.２５Ｖ（±１０％）として定めることが多い。このような過電流検出に対する仕様に対しても上述した如く構成された前記過電流検出回路６によれば、前記計装アンプ１３の増幅率の調整だけで、温度に応じた検出閾値、つまり前記参照電圧Ｖtmpを容易に設定することができる。

図４は本発明者による実験結果を示している。この図４に示す特性からも明らかなように、前述した構成の過電流検出回路６によれば、温度２５℃においては前記参照電圧Ｖtmpを３.２Ｖとして、また温度１２５℃においては前記参照電圧Ｖtmpを４.２５Ｖとして、過電流検出をそれぞれ高精度に、且つ安定に行い得ることが確認できた。

かくして上述したＨＲ抵抗とＬＴＣ抵抗とを用いた第１および第２の抵抗分圧回路１１,１２と、計装アンプ１３とを用いて構築された参照電圧生成回路４により生成された参照電圧Ｖtmpを過電流検出の検出閾値として動作する過電流検出回路６によれば、従来のようにバイポーラトランジスタＴＲの誤動作の影響を受けることなく安定に、しかも高精度に過電流検出を行うことができる。しかも前記計装アンプ１３自体、当該ドライバ回路１に一体に同時集積することができる。故に前記過電流検出回路６の構成が大幅に複雑化することはない。従って本発明によれば、高性能な過電流保護機能を備えたドライバ回路１を実現する上で、その実用的利点が多大である。

尚、本発明は上述した実施形態に限定されるものではない。例えば図５に示すように前記第１の抵抗分圧回路１１におけるＨＲ抵抗Ｒ１とＬＴＣ抵抗Ｒ２とを上下に入れ替えても良い。このようにして前記参照電圧生成回路４を構成すれば図３に特性Ｄとして示すように、前記第１の抵抗分圧回路１１の出力電圧に負の温度特性を持たせることが可能となる。この結果、前記参照電圧生成回路４の出力電圧である参照電圧Ｖtmpに、特性Ｅとして示すように負の温度特性を持たせることができる。従って前記スイッチング素子Ｑの出力温度特性等に合わせて前記参照電圧Ｖtmpの温度特性を広範囲に設定することができ、種々の用途に適合させることが可能である。

また図６に示すように前記参照電圧生成回路４の出力電圧である参照電圧Ｖtmpを、直列に接続された抵抗Ｒ５,Ｒ６からなる第３の抵抗分圧回路を介して抵抗分割して前記比較器５に与えるようにしても良い。このように構成すれば、前記参照電圧生成回路４の出力電圧温度特性をそのまま維持した状態で、前記比較器５に与える検出閾値を、その基準電位ＶＳよりも高くすることができる。従って前記比較器５の安定した動作を容易に保証することが可能となる等の利点がある。

またここではハイサイド側のドライバ回路１を例に説明したが、ローサイド側のドライバ回路についても同様な構成の参照電圧生成回路４を組み込んで過電流検出回路６を構築することも勿論可能である。その他、本発明はその要旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施することができる。

１ ドライバ回路
２ 出力アンプ
３ 電流検出抵抗
４ 参照電圧生成回路
５ 比較器
６ 過電流検出回路
１１ 第１の抵抗分圧回路
１２ 第２の抵抗分圧回路
１３ 計装アンプ
１４ バッファアンプ
Ｑ スイッチング素子（ＩＧＢＴ）

モータ等の交流負荷を駆動する電源装置として、例えば第１および第２のスイッチング素子を直列に接続してハーフブリッジ回路を形成した電力変換器がある。この電力変換器は、第１および第２のスイッチング素子を介して入力直流電力をスイッチングし、前記ハーフブリッジ回路の中点に接続された負荷に交流電力を供給する。ちなみに前記第１および第２のスイッチング素子は、例えば高耐圧のＩＧＢＴやＭＯＳ-ＦＥＴからなる。そして前記第１および第２のスイッチング素子は、例えば電源ＩＣとして実現される駆動制御回路により交互にオン駆動される。

上述した目的を達成するべく本発明に係る過電流検出回路は、ハーフブリッジ回路のハイサイド側スイッチング素子をオン・オフ駆動するドライバ回路に設けられ、前記ハイサイド側スイッチング素子に流れる電流を検出して前記ドライバ回路の動作を制御するものであって、
前記ハイサイド側スイッチング素子に組み込まれた電流検出素子の出力から該ハイサイド側スイッチング素子に流れる電流に比例した電圧を生成する電流検出抵抗と、
一定の基準電圧を抵抗分割して前記電流検出素子の出力温度特性に相関した温度特性を有する参照電圧を生成する参照電圧生成回路と、
この参照電圧生成回路にて生成された前記参照電圧と前記電流検出抵抗を介して検出される電圧とを比較して前記ハイサイド側スイッチング素子に流れる電流の過電流を検出する比較器と
を具備したことを特徴としている。

好ましくは前記参照電圧生成回路は、温度特性の異なる２種類の抵抗のみを直列に接続して前記基準電圧と前記ハーフブリッジ回路の中点電圧である基準電位との間に介装して前記基準電圧を抵抗分割する第１の抵抗分圧回路と、温度特性の等しい抵抗のみを直列に接続して前記基準電圧と前記基準電位との間に介装して前記基準電圧を抵抗分割する第２の抵抗分圧回路と、これらの第１および第２の抵抗分圧回路の各分圧出力電圧の差電圧に応じて前記参照電圧を生成する計装アンプとを含んで構成される。

特に本発明に係る過電流検出回路においては、温度特性を異にする２種類の抵抗のみを用いた第１の分圧抵抗回路による基準電圧の分圧電圧と、温度特性の等しい抵抗のみを用いた第２の分圧抵抗回路による基準電圧の分圧電圧との差電圧から計装アンプを介して前記参照電圧を生成している。従って従来のバイポーラトランジスタを用いた場合のような不具合を起こすことなしに前記参照電圧を安定に生成することができる。この結果、スイッチング素子に流れる過電流を安定に、且つ高精度に検出することが可能となり、またその構成も簡単である等の実用上多大なる効果を奏する。

Claims (5)

1. 入力電力をスイッチングするスイッチング素子をオン・オフ駆動するドライバ回路に設けられ、前記スイッチング素子に流れる電流を検出して前記ドライバ回路の動作を制御する過電流検出回路であって、
   前記スイッチング素子に組み込まれた電流検出素子の出力から該スイッチング素子に流れる電流に比例した電圧を生成する電流検出抵抗と、
   一定の基準電圧を抵抗分割して前記電流検出素子の出力温度特性に比例した温度特性を有する参照電圧を生成する参照電圧生成回路と、
   この参照電圧生成回路にて生成された前記参照電圧と前記電流検出抵抗を介して検出される電圧とを比較して前記スイッチング素子に流れる電流の過電流を検出する比較器と
   を具備したことを特徴とする過電流検出回路。
2. 前記参照電圧生成回路は、温度特性の異なる２種類の抵抗を直列に接続して前記基準電圧を抵抗分割する第１の抵抗分圧回路と、温度特性の等しい抵抗を直列に接続して前記基準電圧を抵抗分割する第２の抵抗分圧回路と、これらの第１および第２の抵抗分圧回路の各分圧出力電圧の差電圧に応じて前記参照電圧を生成する計装アンプとを含む請求項１に記載の過電流検出回路。
3. 前記温度特性の異なる２種類の抵抗の一方は、抵抗温度係数を零（０）とみなし得る低温度係数抵抗体からなる請求項２に記載の過電流検出回路。
4. 前記計装アンプは、ゲイン調整用の抵抗とオフセット調整用の抵抗とを含み、これらの抵抗を調整することで前記参照電圧の温度特性を可変設定可能なものである請求項２に記載の過電流検出回路。
5. 前記スイッチング素子はＩＧＢＴであって、前記電流検出素子は前記ＩＧＢＴに一体に設けられて該ＩＧＢＴにミラー接続された電流センスＩＧＢＴである請求項１に記載の過電流検出回路。

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