JPWO2013133170A1 - 送信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】変調信号１１を高効率かつ高線形に増幅して出力する送信装置１０を提供する。【解決手段】送信装置１０は、増幅器としての電力増幅器２０、電源装置３０及び遅延器４０を備えている。電力増幅器２０は、振幅変調成分１２及び位相変調成分を含む変調信号１１を入力する入力端子２１と、電源電圧Ｖｏｕｔを入力する電源端子２２とを有し、電源電圧Ｖｏｕｔを用いて変調信号１１を増幅して出力する。電源装置３０は、スイッチングアンプ部５０と線形アンプ部６０とを有し、変調信号１１の振幅変調成分１２の波形に追従した電源電圧Ｖｏｕｔを電源端子２２へ供給する。遅延器４０は、電源端子２２と入力端子２１との間に接続され、スイッチングアンプ部５０と線形アンプ部６０との動作のタイミングずれを補償する。【選択図】図１

Description

本発明は、主として無線通信に用いられる送信装置に関し、特に、入力信号の大きさに応じて出力電圧が変化する機能を有する電源装置と、その電源装置の出力電圧を電源電圧として用いる増幅器とからなる、送信装置に関する。

携帯電話や無線ＬＡＮ（Local Area Network）など、近年の無線通信に用いられているデジタル変調方式は、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）や多値ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）などの変調フォーマットが採用されている。このような変調フォーマットでは、一般にシンボル間の遷移時に信号の軌跡が振幅変調を伴う。そのため、マイクロ波帯のキャリア信号に重畳された高周波変調信号では、時間とともに信号の振幅（包絡線）が変化する。このとき、高周波変調信号のピーク電力と平均電力との比は、ＰＡＰＲ（Peak-to-Average Power Ratio）と呼ばれている。ＰＡＰＲが大きい信号を増幅する場合、高い線形性を確保するために、ピーク電力に対しても波形が歪まないように電源から十分に大きな電力を増幅器に供給する必要がある。言い換えると、電源電圧で制限される飽和電力よりも十分低い電力領域で、余裕（バックオフ）を持たせて増幅器を動作させる必要がある。一般に、Ａ級動作やＢ級動作をする線形増幅器では、その飽和出力電力付近で電力効率が最大になるので、バックオフが大きい領域で動作させると平均的な効率は低くなる。

次世代携帯電話や無線ＬＡＮ、デジタルテレビ放送に採用されているマルチキャリアを用いた直交波周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式では、ＰＡＰＲが大きくなる傾向にあるので、増幅器の平均効率が更に低下する。したがって、増幅器の特性としては、バックオフの大きい電力領域でも高い効率を有していることが望ましい。

バックオフの大きい電力領域で広いダイナミックレンジに渡って高効率に信号を増幅する方式として、包絡線追跡（ＥＴ：Envelope Tracking）という送信方法が知られている。例えば、非特許文献１にその一例が報告されている。

ＥＴ方式の送信装置に用いる変調電源装置では、一般に、振幅変調成分をパルス変調信号に変換し、Ｄ級アンプなどを用いてスイッチング増幅する。しかし、広い帯域の変調電源装置を実現するためには、大電力で高速なスイッチング増幅が必要となる。そこで、高効率かつ広帯域に電源を変調する方法として、広帯域である一方効率の低い線形アンプと、狭帯域である一方効率の高いスイッチングアンプとを連動させる技術が提案されており、その一例が非特許文献２に記載されている。

非特許文献２に記載されたエンベロープトラッキング方式の送信装置の構成を、関連技術１として図９に示す。送信装置１００は、電力増幅器１２０と電源装置１３０とからなる。電源装置１３０は、電流検出部１４０、スイッチングアンプ部１５０及び線形アンプ部１６０からなる。電源装置１３０では、広帯域であるものの電力効率の低い線形アンプ部１６０と、狭帯域であるものの電力効率の高いスイッチングアンプ部１５０とを連動させることによって、高効率かつ広帯域な電源電圧Ｖｏｕｔ（波形１１４）を電力増幅器１２０に供給している。

オペアンプ１６１で構成されたボルテージフォロア構成の線形アンプ部１６０にアナログ振幅信号１１２ａが入力されると、線形アンプ部１６０から出力される電流Ｉｃは、電流検出用の抵抗器１４１で電圧に変換されて比較器１４２に入力される。この際、比較器１４２の出力は、線形アンプ部１６０から電流が流れ出る（Ｉｃ＞０）ときがＨｉｇｈ、流れ込む（Ｉｃ＜０）ときがＬｏｗとなるように極性を選ぶ。これにより、パルス幅変調信号１１３は、アナログ振幅信号１１２ａの強度に応じた信号になる。このパルス幅変調信号１１３を、スイッチング素子１５２の制御信号として用いる。

スイッチング素子１５２は、ダイオード１５３とともにスイッチングコンバータを構成している。パルス幅変調信号１１３がＨｉｇｈの場合、スイッチング素子１５２はオン（導通状態）になる。このとき、スイッチング素子１５２は、負荷である電力増幅器１２０に向かって直流電源１３２から電流Ｉｍを流す。一方、パルス幅変調信号１１３がＬｏｗの場合、スイッチング素子１５２はオフ（非導通状態）になる。このとき、インダクタ１５４は、流れる電流を維持するために、グランド（以下「ＧＮＤ」という。）からダイオード１５３を介して電流Ｉｍを出力する。

そして、電源装置１３０は、電流Ｉｍと電流Ｉｃとを結合し、電力増幅器１２０へ電流Ｉｏｕｔを供給する。上記のスイッチング動作を繰り返すことにより、電力増幅器１２０には、主に直流電源１３２とＧＮＤとから交互に電流Ｉｏｕｔが供給される。一方、電源電圧Ｖｏｕｔ（波形１１４）は、線形アンプ部１６０の動作によって、アナログ振幅信号１１２ａの波形に追従した電圧波形になる。

また、高効率かつ広帯域に電源を変調する別の変調電源装置が、特許文献１に提案されている。特許文献１の電源回路の構成は、図９に示す非特許文献２の変調電源装置の構成の一部を変形したものである。特許文献１に記載されたエンベロープトラッキング方式の送信装置の構成を、関連技術２として図１０に示す。

以下、関連技術２の送信装置２００について図１０を参照して説明する。デジタル変調信号生成部２２０には、高調波変調回路２２１を介して電力増幅器２０１が接続されている。高調波変調回路２２１は、デジタル変調信号生成部２２０と電力増幅器２０１との間に接続され、デジタル変調信号生成部２２０から出力されたベースバンド信号ＳＢを高周波変調して高周波信号Ｈを生成し、高周波信号Ｈを電力増幅器２０１に送る。

電力増幅器２０１は、高調波変調回路２２１から出力される高周波信号Ｈを増幅出力する。電力増幅器２０１は、ドレイン電圧Ｖｄｓ及びドレイン電流Ｉｄｓの大きさに応じて飽和出力電力が変化する。例えば、電力増幅器２０１は、ドレイン電圧Ｖｄｓが低下すると、飽和出力電力が小さくなり、ドレイン電圧Ｖｄｓが上昇すると、飽和出力電力が大きくなり、高周波信号Ｈの電力が変化しても飽和出力に近いレベルで動作して高効率化が図れる。電力増幅器２０１はＦＥＴからなる。

デジタル変調信号生成部２２０には、線形アンプ部２１３を介して電力増幅器２０１のドレイン端子が接続されている。線形アンプ部２１３は、デジタル変調信号生成部２２０から出力されるエンベロープ信号（第１の制御信号Ｅ）の振幅値に応じた第１のドレイン電圧を電力増幅器２０１に供給する。線形アンプ部２１３から電力増幅器２０１へに供給されるドレイン電流値は小さい。

デジタル変調信号生成部２２０には、時間補正回路２２２を介してスイッチングアンプ部２２３が接続されている。スイッチングアンプ部２２３は、スイッチドライバ回路２２４と、低速スイッチ電源２１６とからなる。スイッチドライバ回路２２４は、デジタル変調信号生成部２２０から出力されて時間補正回路２２２により時間的に早いタイミングに補正されたオン・オフ信号ＳＨを入力し、このオン・オフ信号ＳＨに応じて低速スイッチ電源２１６をオン・オフ動作する。低速スイッチ電源２１６は、電力増幅器２０１に大きな電流を供給するためのものである。低速スイッチ電源２１６の一端側には直流電源２１７が接続され、その他端側にはローパスフィルタ２１８を介して電力増幅器２０１のドレイン端子が接続されている。直流電源２１７は、電力増幅器２０１への電流量を補うために電力増幅器２０１に大きな電流を供給することを可能とするものである。

デジタル変調信号生成部２２０は、振幅信号の変化に追従する第１の制御信号Ｅを生成して線形アンプ部２１３へ出力するとともに、振幅信号に応じてオン・オフ制御する第２の制御信号Ｓを生成してスイッチングアンプ部２２３へ出力する。そして、電源装置２３０は、線形アンプ部２１３の出力電流とスイッチングアンプ部２２３の出力電流とを合計して、電力増幅器２０１に供給する。このような構成にすることより、線形アンプ部２１３に対するスイッチングアンプ部２２３のタイミングの遅れを抑え、高速かつ大電流の信号でも、ある程度正確に振幅信号をトラッキングする。

次に、特許文献２に開示されている技術を、関連技術３の送信装置として説明する。関連技術３の送信装置は、エンベロープトラッキング方式の高周波電力増幅装置において、増幅経路を切り替えることにより、高効率特性が得られる出力電力レベルを拡大するものである。そして、変調信号の経路に、変調信号と振幅信号とのタイミングを一致させるための遅延時間補正手段が設けられている。この遅延時間補正手段は、エンベロープトラッキング方式の高周波電力増幅装置では一般的なものである。

特開２０１１−６６８４５号公報（段落００２０〜００２１」、図１） 特開２０１１−１２０１４２号公報

ＩＥＥＥ ＭＴＴ−Ｓ Ｄｉｇｅｓｔ （２０００年、Ｖｏｌ．２、ｐｐ．８７３−８７６、Ｆｉｇ．１） ＩＥＥＥ ＭＴＴ−Ｓ Ｄｉｇｅｓｔ （２００４年、Ｖｏｌ．３、ｐｐ．１５４３−１５４６、Ｆｉｇ．６）

しかしながら、図９に示す関連技術１の送信装置１００には、次のような問題がある。その問題点とは、高速かつ大電力のアナログ振幅信号１１２ａを入力すると、電源装置１３０の電力効率が低下したり、電源装置１３０がアナログ振幅信号１１２ａを正確にトラッキングできなくなったりすることである。その結果、送信装置１００全体の電力効率が低下したり、送信装置１００の出力信号１１５が歪んだりする問題が発生する。この原因は、線形アンプ部１６０とスイッチングアンプ部１５０との動作のタイミングがずれることに起因する。その理由について、以下に説明する。

電源装置１３０の本来の動作原理では、線形アンプ部１６０に流れる電流Ｉｃの向きを比較器１４２で検知し、その結果に基づいてスイッチングアンプ部１５０を制御する。これによって、効率の低い線形アンプ部１６０に流れる電流Ｉｃが最小になるように、スイッチングアンプ部１５０と線形アンプ部１６０とが協調して動作する。スイッチングアンプ部１５０を構成するスイッチング素子１５２は、通常、ＦＥＴが用いられるが、高効率で動作するためには、負荷抵抗に対して十分に低いオン抵抗を有する必要がある。そのため、高負荷（大電力）の用途では、素子サイズを大きくする必要があるので、ＦＥＴの入力容量が大きくなる。

スイッチング素子１５２を矩形波からなるパルス変調信号１１３で駆動するために、一般にドライバアンプ１５１が必要になる。ドライバアンプ１５１の負荷であるスイッチング素子１５２の入力容量が大きいと、矩形波からなるパルス変調信号１１３の立ち上がり時間と立下り時間とが大きくなり、比較器１４２の検知結果がスイッチングアンプ部１５０に伝達されるまでに遅延が生じる。その結果、線形アンプ部１６０とスイッチングアンプ部１５０とが、協調動作しなくなる。そうなると、線形アンプ部１６０はアナログ振幅信号１１２ａの波形をトラッキングするために大きな電流が必要になるので、電源装置１３０の電力効率が低下する。あるいは、線形アンプ部１６０が十分な電流を得られなくなるので、アナログ振幅信号１１２ａの波形をトラッキングできなくなる。

また、図１０に示す関連技術２の送信装置２００には、次のような問題がある。その第１の問題点は、負荷の変動や、素子の特性のばらつきにより、電源装置２３０の電力効率が低下したり、電源装置２３０が振幅信号を正確にトラッキングできなくなったりすることである。その結果、送信装置２００全体の電力効率が低下したり、送信装置２００の出力信号が歪んだりする問題が発生する。この原因は、電源装置２３０では、線形アンプ部２１３、スイッチングアンプ部２２３及び電力増幅器２０１のいずれにもフィードバックがかかっていないことに起因する。その理由について、以下に説明する。

スイッチドライバ回路２２４の遅延を補償するべく、線形アンプ部２１３にスイッチングアンプ部２２３のタイミングが合うように、時間補正回路２２２がフィードフォワードで動作する。そのため、ある条件で線形アンプ部２１３とスイッチングアンプ部２２３とが理想的な動作をしていても、負荷の変動や素子の特性のばらつきによって条件がずれると、それを補償することができない。特に、大規模な送信装置では、共通の制御信号生成部２２０に、複数の送信装置を並列して接続する場合が考えられる。この場合、個々の部品のバラツキによって、遅延量も異なると考えられるが、個別に遅延調整ができないため、装置全体の電力効率が低下したり、振幅信号を正確にトラッキングできなくなったりする。

第２の問題点は、電源装置２３０に遅延が発生することである。そのため、スイッチドライバ回路２２４の遅延を補償するために、スイッチングアンプ部２２３に入力される第２の制御信号Ｓを、線形アンプ部２１３に入力される第１の制御信号Ｅよりも早く進める必要がある。実際には、事象を先読みすることはできないので、デジタル変調信号生成部２２０の中で、第１の制御信号Ｅを第２の制御信号Ｓに対して遅らせる必要がある。更に、第２の制御信号Ｓを生成するにも有限の時間を要するため、電源装置２３０の入出力に遅延が発生する。また、デジタル変調信号生成部２２０の規模や消費電力が大きくなるという問題もある。

そこで、本発明の目的は、入力信号の大きさに応じて出力電圧が変化する機能を有する電源装置と、その電源装置の出力電圧を電源電圧として用いる増幅器とからなる、高効率かつ高線形性の送信装置を提供することにある。

本発明に係る送信装置は、
振幅変調成分及び位相変調成分を含む変調信号を入力する入力端子と、電源電圧を入力する電源端子とを有し、前記電源電圧を用いて前記変調信号を増幅して出力する増幅器と、
スイッチングアンプ部と線形アンプ部とを有し、前記変調信号の振幅変調成分の波形に追従した前記電源電圧を前記電源端子に供給する電源装置と、
前記電源端子と前記入力端子との間に接続され、前記スイッチングアンプ部と線形アンプ部との動作のタイミングずれを補償する遅延器と、
を備える。

本発明によれば、増幅器の電源端子と入力端子との間に接続された遅延器によって、電源装置のスイッチングアンプ部と線形アンプ部との動作のタイミングずれを補償することにより、簡単かつ高精度に送信装置の効率化を図ることができる。

実施形態１の送信装置の概要を示すブロック図である。 実施形態１における電源装置の具体例を示す回路図である。 実施形態１における電力増幅器及び遅延器の具体例を示す回路図である。 関連技術１の送信装置（比較例）の理想的な動作を説明するための波形図であり、図４［Ａ］はアナログ振幅信号とスイッチング素子の出力電圧とのタイミング関係を示し、図４［Ｂ］はスイッチングアンプ部から出力される電流と電力増幅器に流れる電流とのタイミング関係を示し、図４［Ｃ］は線形アンプ部に流れる電流を示す。 関連技術１の送信装置（比較例）の課題を説明するための波形図であり、図５［Ａ］はアナログ振幅信号とスイッチング素子の出力電圧とのタイミング関係を示し、図５［Ｂ］はスイッチングアンプ部から出力される電流と電力増幅器に流れる電流とのタイミング関係を示し、図５［Ｃ］は線形アンプ部に流れる電流を示す。 実施形態１の送信装置の動作を説明するための波形図であり、図６［Ａ］はアナログ振幅信号とスイッチング素子の出力電圧とのタイミング関係を示し、図６［Ｂ］はスイッチングアンプ部から出力される電流と電力増幅器に流れる電流とのタイミング関係を示し、図６［Ｃ］は線形アンプ部に流れる電流を示す。 実施形態２の送信装置の概要を示すブロック図である。 実施形態２における電源装置の具体例を示す回路図である。 関連技術１の送信装置を示す回路図である。 関連技術２の送信装置を示す回路図である。

以下、添付図面を参照しながら、本発明を実施するための形態（以下「実施形態」という。）について説明する。なお、本明細書及び図面において、実質的に同一の構成要素については同一の符号を用いる。

図１は、実施形態１の送信装置の概要を示すブロック図である。図２は、実施形態１における電源装置の具体例を示す回路図である。図３は、実施形態１の送信装置における電力増幅器及び遅延器の具体例を示す回路図である。以下、これらの図面に基づき、本実施形態１の送信装置の概要を説明する。

本実施形態１の送信装置１０は、増幅器としての電力増幅器２０、電源装置３０、及び、遅延器４０を備えている。電力増幅器２０は、振幅変調成分１２及び位相変調成分を含む変調信号１１を入力する入力端子２１と、電源電圧Ｖｏｕｔを入力する電源端子２２とを有し、電源電圧Ｖｏｕｔを用いて変調信号１１を増幅して出力する。電源装置３０は、スイッチングアンプ部５０と線形アンプ部６０とを有し、変調信号１１の振幅変調成分１２の波形に追従した電源電圧Ｖｏｕｔを電源端子２２へ供給する。遅延器４０は、電源端子２２と入力端子２１との間に接続され、スイッチングアンプ部５０と線形アンプ部６０との動作のタイミングずれを補償する。

電源装置３０は、制御信号生成部７０を更に有する。制御信号生成部７０は、振幅変調成分１２を入力し、振幅変調成分１２をアナログ表現した信号（アナログ振幅信号１２ａ）を生成してスイッチングアンプ部５０へ出力するとともに、振幅変調成分１２をパルス変調した信号（パルス変調信号１３）を生成して線形アンプ部６０へ出力する。

スイッチングアンプ部５０は、少なくとも一つのスイッチング素子５２と、スイッチング素子５２の出力電流を平滑化するインダクタ５４と、を有するスイッチングコンバータ構成である。線形アンプ部６０は、少なくとも一つのオペアンプ６１と、オペアンプ６１の出力信号を入力に戻すフィードバック経路と、を有するボルテージフォロア構成である。

遅延器４０は、抵抗器４１，４２とキャパシタ４３，４４とを有し、抵抗器４１，４２の抵抗値Ｒ１，Ｒ２とキャパシタ４３，４４の容量値Ｃ１，Ｃ２との積(Ｒ１+Ｒ２)×（Ｃ１//Ｃ２）からなる時定数によって遅延量τが決定される。

本実施形態１によれば、電力増幅器２０の電源端子２２と入力端子２１との間に接続された遅延器４０によって、電源装置３０のスイッチングアンプ部５０と線形アンプ部６０との動作のタイミングずれを補償することにより、簡単かつ高精度に送信装置１０の効率化を図ることができる。

次に、本実施形態１の送信装置１０について更に詳細に説明する。

図１は、本実施形態１の送信装置１０の構成を示すブロック図である。

変調信号１１は電力増幅器２０に入力される。電力増幅器２０は、増幅した変調信号１５を出力する。変調信号１１の振幅変調成分１２は、スイッチングアンプ部５０と線形アンプ部６０とから構成される電源装置３０に入力される。電源装置３０から出力された電源電圧Ｖｏｕｔは、電力増幅器２０の電源端子２２に供給される。電源電圧１４は、電源電圧Ｖｏｕｔの波形である。電源端子２２は、遅延器４０を介して入力端子２１に接続される。

図２は、図１における電源装置３０の構成をより具体的に示した図である。

変調信号１１の振幅変調成分１２は、制御信号生成部７０に入力される。制御信号生成部７０は、振幅変調成分１２をアナログ変換したアナログ振幅信号１２ａと、振幅変調成分１２をパルス変調したパルス変調信号１３とを出力する。パルス変調信号１３は、制御信号生成部７０の中で、例えばパルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）やデルタシグマ変調などによって生成される。アナログ振幅信号１２ａは、線形アンプ部６０に入力される。線形アンプ部６０は、オペアンプ６１からなるボルテージフォロア構成をとり、振幅変調成分１２のアナログ振幅信号１２ａの電圧波形に追従した波形を持つ電源電圧Ｖｏｕｔを出力するとともに、これに伴い電流Ｉｃを出力する。

振幅変調成分１２のパルス変調信号１３は、ドライバアンプ５１に入力される。ドライバアンプ５１は、入力パルスをその波形を保ったまま増幅して、スイッチング素子５２へ出力する。スイッチングアンプ部５０は、ドライバアンプ５１、スイッチング素子５２、整流素子としてのダイオード５３及びインダクタ５４から構成されている。スイッチング素子５２は、ドライバアンプ５１の出力信号に従い、オン・オフ動作を行う。スイッチング素子５２がオンのときは直流電源３２から、スイッチング素子５２がオフのときはダイオード５３から、交互に電流が供給される。スイッチングアンプ部５０は、インダクタ５４によって平滑化された電流Ｉｍを出力する。

線形アンプ部６０の出力側とスイッチングアンプ部５０の出力側とは出力端子３１で結合され、出力端子３１は電力増幅器２０の電源端子２２に接続される。電源端子２２は、遅延器４０を介して電力増幅器２０の入力端子２１と接続される。電源装置３０の出力端子３１において、線形アンプ部６０から出力された電流Ｉｃとスイッチングアンプ部５０から出力された電流Ｉｍと電力増幅器２０に流れる電流Ｉｏｕｔとの間に、Ｉｃ＋Ｉｍ＝Ｉｏｕｔの関係が成り立つ。

図３は、図２における電力増幅器２０及び遅延器４０の構成をより具体的に示した図である。

電力増幅器２０は、ソース端子２４ｓが接地されたソース接地のＦＥＴ２４で構成されている。ＦＥＴ２４のゲート端子２４ｇには変調信号１１が入力され、ＦＥＴ２４のドレイン端子２４ｄには電源端子２２が接続される。ドレイン端子２４ｄは、抵抗器４１，４２とキャパシタ４３，４４とで形成される遅延器４０を介してゲート端子２４ｇに接続される。すなわち、キャパシタ４３と抵抗器４１とからなる直列回路が電源端子２２と入力端子２１との間に接続され、抵抗器４２とキャパシタ４４とからなる直列回路が入力端子２１とＧＮＤとの間に接続されている。なお、図３では、直流バイアス電圧であるゲート電圧Ｖｇも示している。ゲート電圧Ｖｇは、インダクタ２４Ｌ及び入力端子２１を介してゲート端子２４ｇに印加され、ＦＥＴ２４の動作点を定める。

ここで、抵抗器４１，４２の抵抗値をＲ１，Ｒ２とし、キャパシタ４３，４４の容量値をＣ１，Ｃ２とする。このとき、ドレイン電圧である電源電圧Ｖｏｕｔは、Ｒ２/（Ｒ１＋Ｒ２）の減衰を受けて、およそτ＝(Ｒ１+Ｒ２)×（Ｃ１//Ｃ２）で決まる時定数をもって、ＦＥＴ２４の入力側へフィードバックされる。ソース接地のＦＥＴ２４は、ドレイン電流である電流Ｉｏｕｔが、ゲート−ソース間の電圧Ｖｇｓで決まる電圧制御電流源である。電圧Ｖｇｓの変化は、遅延器４０によって、電源電圧Ｖｏｕｔに対してτだけ遅れる。そのため、電流Ｉｏｕｔも電源電圧Ｖｏｕｔに対してτだけ遅れる。

図２に示す電源装置３０において、線形アンプ部６０は広帯域かつ高線形である。そのため、線形アンプ部６０が出力する電源電圧Ｖｏｕｔは、高い精度で、アナログ振幅信号１２ａを追従した電圧波形になる。その一方で、線形アンプ部６０は電力効率が低い。そこで、狭帯域であるものの電力効率の高いスイッチングアンプ部５０から出力される電流Ｉｍを、アナログ振幅信号１２ａに同期するように供給することにより、線形アンプ部６０から出力される電流Ｉｃ＝Ｉｏｕｔ−Ｉｍが小さくなるように動作させることが望ましい。しかしながら、ドライバアンプ５１は、通常、数１０［ｎｓ］から数１００［ｎｓ］程度の遅延を持つため、そのままでは、スイッチングアンプ部５０から出力される電流Ｉｍは、線形アンプ部６０から出力される電流Ｉｃから遅れる。その結果、電源装置３０全体の電力効率が低下する。そこで、本実施形態１では、図３に示す遅延器４０の遅延量τを調整して、ドライバアンプ５１の遅延量と一致させることによって、電流Ｉｏｕｔと電流Ｉｍとのタイミングを合わせ、線形アンプ部６０に流れる電流Ｉｃ＝Ｉｏｕｔ−Ｉｍを小さくする。

図４及び図５に、比較例として、図９に示す関連技術１の送信装置１００の波形図を示す。図６に、図２に示す本実施形態１の送信装置１０の波形図を示す。以下、比較例と本実施形態１とを対比して説明する。

図４は、関連技術１の送信装置１００の理想的な動作を説明するための波形図である。以下、図４及び図９に基づき説明する。図４［Ａ］はアナログ振幅信号１１２ａとスイッチング素子１５２の出力電圧Ｖｓｗとのタイミング関係を示し、図４［Ｂ］はスイッチングアンプ部１５０から出力される電流Ｉｍと電力増幅器１２０に流れる電流Ｉｏｕｔとのタイミング関係を示し、図４［Ｃ］は線形アンプ部１６０に流れる電流Ｉｃを示す。

図４は、電源装置１３０に２［ＭＨｚ］の正弦波を入力した場合の、理想的な電流及び電圧の波形である。アナログ振幅信号１１２ａの振幅が大きくなる領域で、パルスがＨｉｇｈになるようなパルス変調信号１１３を生成する。そして、パルス変調信号１１３と同期するようにスイッチング素子１５２をオン・オフ動作させることにより、出力電圧Ｖｓｗが得られる（図４［Ａ］）。その結果、インダクタ１５４で平滑化され、スイッチングアンプ部１５０から出力された電流Ｉｍと、電力増幅器１２０に流れる電流Ｉｏｕｔとは、互いに近い値をとる（図４［Ｂ］）。効率の低い線形アンプ部１６０に流れる電流Ｉｃは、電流Ｉｍと電流Ｉｏｕｔとの差分であるため、小さな値しか流れないので、電源装置１３０全体の効率は高くなる。

図５は、関連技術１の送信装置１００の課題を説明するための波形図である。以下、図５及び図９に基づき説明する。図５［Ａ］はアナログ振幅信号１１２ａとスイッチング素子１５２の出力電圧Ｖｓｗとのタイミング関係を示し、図５［Ｂ］はスイッチングアンプ部１５０から出力される電流Ｉｍと電力増幅器１２０に流れる電流Ｉｏｕｔとのタイミング関係を示し、図５［Ｃ］は線形アンプ部１６０に流れる電流Ｉｃを示す。

図５は、電源装置１３０に２［ＭＨｚ］の正弦波を入力した場合の、実際の電流及び電圧の波形である。アナログ振幅信号１１２ａの振幅が大きくなる領域で、パルスがＨｉｇｈになるようなパルス変調信号１１３を生成しても、ドライバアンプ１５１が約５０［ｎｓ］の遅延を持つため、スイッチング素子１５２の出力電圧Ｖｓｗに遅れが生じる（図５［Ａ］）。その結果、電力増幅器１２０に流れる電流Ｉｏｕｔとスイッチングアンプ部１５０から出力される電流Ｉｍとの位相がずれる(図５［Ｂ］)。線形アンプ部１６０に流れる電流Ｉｃは、電流Ｉｏｕｔと電流Ｉｍとの差分であるため、図５［Ｃ］に示すように大きな値となり、電源装置１３０全体の消費電力が大きくなる。あるいは、電流Ｉｃが線形アンプ部１６０の許容値を越えるため、電源装置１３０がアナログ振幅信号１１２ａに追従できなくなる。

図６は、実施形態１の送信装置１０の動作を説明するための波形図である。以下、図２及び図６に基づき説明する。図６［Ａ］はアナログ振幅信号１２ａとスイッチング素子５２の出力電圧Ｖｓｗとのタイミング関係を示し、図６［Ｂ］はスイッチングアンプ部５０から出力される電流Ｉｍと電力増幅器２０に流れる電流Ｉｏｕｔとのタイミング関係を示し、図６［Ｃ］は線形アンプ部６０に流れる電流Ｉｃを示す。

図６は、電源装置３０に２［ＭＨｚ］の正弦波を入力した場合の電流及び電圧の波形である。制御信号生成部７０は、アナログ振幅信号１２ａの振幅が大きくなる領域でパルスがＨｉｇｈになるような、パルス変調信号１３を生成する。しかし、ドライバアンプ５１の約５０［ｎｓ］の遅延によって、パルス変調信号１３に遅れが生じる（図６［Ａ］）。しかしながら、遅延器４０の作用により、電力増幅器２０に流れる電流Ｉｏｕｔを電源電圧Ｖｏｕｔに対して遅らせることができるので、電流Ｉｏｕｔとスイッチングアンプ部５０から出力される電流Ｉｍとの位相を揃えることができる（図６［Ｂ］）。その結果、線形アンプ部６０に流れる電流Ｉｃは、電流Ｉｏｕｔと電流Ｉｍの差分であるため、図６［Ｃ］に示すように小さな値となり、電源装置３０全体の消費電力が小さくなるという効果がもたらされる。

次に、別の比較例としての関連技術２と本実施形態１とを対比して説明する。

前述の特許文献１には、図１０で説明すると、スイッチドライバ回路２２４での遅延を見越して、パルス信号（第２の制御信号Ｓ）の時間を時間補正回路２２２で時間的に早く進める、と記載されている。しかし、任意の信号が入力される実使用状態において、時間的に早く進めることは不可能である。また、相対的に、アナログ振幅信号（第１の制御信号Ｅ）を遅らせることでも同じ効果が得られるが、アナログ信号を数１０［ｎｓ］から数１００［ｎｓ］、歪みなく遅延させることは極めて難しい。アナログ振幅信号経路の線路長で遅延させる場合は、非常に長い線路が必要になるので、装置が大型化する。アナログ振幅信号経路にアナログフィルタを設け、遅延させる場合、波形歪みが生じ易い。デジタル変調信号生成部２２０内で、デジタルフィルタを用いて遅延させることは可能である。しかし、地デジ送信機など大電力用途で、共通のデジタル変調信号生成部２２０に複数の送信装置を並列して接続する場合、個々の部品のバラツキによって遅延量も異なると考えられるが、それらを個別に遅延調整ができない。

これに対し、本実施形態１の送信装置１０では、小型、簡便、個別に遅延量τを生成でき、また、フィードバックによって遅延を発生させるので、波形歪みもほとんど生じないという効果が得られる。

次に、本実施形態１の送信装置１００について、構成、作用及び効果を総括する。

［構成］本実施形態１の送信装置１０は、入力した変調信号１１の振幅変調成分１２を高効率にスイッチング増幅するスイッチングアンプ部５０と、振幅変調成分１２を高精度に線形増幅する線形アンプ部６０とを並列に設けた電源装置３０を有し、更に、電源装置３０から出力された電源電圧Ｖｏｕｔを用いて変調信号１１を増幅する電力増幅器２０を有する。そして、送信装置１０は、電力増幅器２０の電源端子２２と入力端子２１とを接続する遅延器４０を更に有し、遅延器４０で得られる遅延量τによって、電源装置３０の線形アンプ部６０に対するスイッチングアンプ部５０の遅延を補償する。

［作用］本実施形態１の送信装置１０は、入力した変調信号１１の振幅変調成分１２の波形に追従した電源電圧Ｖｏｕｔを出力する電源装置３０と、電源電圧Ｖｏｕｔによって動作して変調信号１１を増幅する電力増幅器２０とを備える。電源装置３０は、振幅変調成分１２を線形に増幅し、電流Ｉｃを出力する線形アンプ部６０と、振幅変調成分１２をスイッチング増幅し、電流Ｉｍを出力するスイッチングアンプ部５０とを有し、両者の電流の合計Ｉｃ＋Ｉｍ＝Ｉｏｕｔを電力増幅器２０に出力する。電力増幅器２０は、電圧制御電流源とみなすことができ、流れる電流Ｉｏｕｔは、入力端子２１の平均電圧Ｖｉｎによって決定される。本実施形態１の送信装置１０では、電力増幅器２０の電源電圧Ｖｏｕｔに対して、入力端子２１の平均電圧Ｖｉｎが遅延器４０によって、遅れて動作する。その結果、電力増幅器２０の平均電流である電流Ｉｏｕｔも電源電圧Ｖｏｕｔに対して遅れて流れる。本実施形態１における電源装置３０において、線形アンプ部６０の電流Ｉｃに対するスイッチングアンプ部５０の電流Ｉｍの遅れを、電力増幅器２０の電源端子２２と入力端子２１との間に接続した遅延器４０による電源電圧Ｖｏｕｔに対する電流Ｉｏｕｔの遅れで補償することにより、効率の低い線形アンプ部６０の電流Ｉｃ（＝Ｉｏｕｔ−Ｉｍ）を小さく設定することができ、電源装置３０すなわち送信装置１０全体の電力効率を向上することができる。

［効果］第１の効果は、高い電力効率と高い線形性を有する送信装置１０を提供することができることである。その理由は、エンベロープトラッキング方式の送信装置１０において、電源装置３０の線形アンプ部６０に対するスイッチングアンプ部５０の遅延を、電力増幅器２０の電流Ｉｏｕｔを電源電圧Ｖｏｕｔに対して遅延させることによって補償し、効率の低い線形アンプ部６０に流れる電流Ｉｃを最小にすることができるためである。また、線形アンプ部６０に流れる電流が小さいため、動作に余裕ができ、高い精度で、入力信号に追従することができる。

第２の効果は、電力増幅器２０の負荷変動やばらつきに強いエンベロープトラッキング方式の送信装置１０を提供することができることである。その結果、複数のＥＴ方式エンベロープトラッキング方式増幅器からなる大規模な送信装置を実現できる。その理由は、電力増幅器２０の電源電圧Ｖｏｕｔを入力側にフィードバックすることによって遅延を発生する、フィードバック制御を行うためである。また、電力増幅器２０を電気的に閉じた状態にして遅延補償を行うため、複数の増幅器があっても、個別に自立的に遅延補償を行えるためである。

なお、本実施形態１では、変調信号１１の振幅変調成分１２をアナログ振幅信号１２ａで処理しているが、インターフェースはデジタルでもよく、振幅変調成分１２をデジタル信号で処理にしてもよい。また、スイッチングアンプ部５０も、図２に示した構成に限らず、例えば、ダイオード５３をＦＥＴスイッチに置き換えた同期整流タイプのスイッチングコンバータ構成にしてもよいし、トランスを用いたフォワード型など、絶縁型のスイッチングコンバータ構成にしてもよい。

図７は、実施形態２の送信装置の概要を示すブロック図である。図８は、実施形態２における電源装置の具体例を示す回路図である。以下、これらの図面に基づき、実施形態１と異なる部分を中心に説明する。

本実施形態２の送信装置８０は、実施形態１の送信装置に対して、電源装置３５及び遅延器４５が異なる。すなわち、遅延器４５は、抵抗器の抵抗値とキャパシタの容量値との少なくとも一つを可変とすることにより、遅延量を可変とする機能を有する。図３で説明すると、抵抗器４１，４２の抵抗値Ｒ１，Ｒ２とキャパシタ４３，４４の容量値Ｃ１，Ｃ２との少なくとも一つを可変とする。例えば、抵抗器４１，４２をトランジスタの線形領域などの可変抵抗素子に置き換えたり、キャパシタ４３，４４をバラクタダイオードなどの可変容量素子に置き換えたりすればよい。電源装置３５は、電源装置３５の消費電力が小さくなるように遅延量τを制御する遅延量制御部９０を更に有する。例えば、遅延量制御部９０は、線形アンプ部６０に供給される電流を検知し、その値が小さくなるように遅延量τを制御する。図７に示す遅延量制御部９０は、線形アンプ部６０へ電流を供給する直流電源９１と、線形アンプ部６０へ供給される電流の経路に設けられた抵抗器９２と、抵抗器９２の両端の電圧を入力する差動アンプからなる検出器９３とを有する。検出器９３の出力信号は、遅延器４５に入力され、例えば可変抵抗素子や可変容量素子に印加される。

次に、本実施形態２の送信装置８０について更に詳細に説明する。

図７は、本実施形態２の送信装置８０の構成を示すブロック図である。本実施形態２では、遅延器４５を可変遅延器で構成している。遅延器４５の遅延量τは、電源装置３５の状態に応じて可変される。

図８は、図７における電源装置３５の構成をより具体的に示した図である。電力増幅器２０の電源端子２２は、遅延器４５を介して、入力端子２１と接続される。遅延器４５は、電源装置３５の線形アンプ部６０に供給される電流を検出器９３でモニタし、その電流が小さくなるように遅延量τを変化させる。遅延器４５の機能は、図３に示す抵抗器４１，４２やキャパシタ４３，４４を可変抵抗素子や可変容量素子に置き換えることで実現される。本実施形態２では、線形アンプ部６０の電流をモニタし、これが小さくなる方向に遅延器４５の遅延量τを調整する。このような制御を行うと、電流Ｉｏｕｔと電流Ｉｍとのタイミングをより正確に合わせることができるので、線形アンプ部６０に流れる電流Ｉｃ＝Ｉｏｕｔ−Ｉｍをより小さくすることができ、これにより送信装置１０全体の電力効率が向上する。

本実施形態２では、ドライバアンプ５１の遅延に最も敏感な線形アンプ部６０の電流をモニタして遅延量τを適応的に調整している。そのため、本実施形態２によれば、実施形態１の効果に加え、装置稼働中に経年劣化による部品の特性変動や、負荷インピーダンスの変動によって、最適な遅延量τが変化した場合でも、電力効率が劣化しないという相乗的な効果を奏する。更に、送信装置８０においてローカルに閉じて遅延調整を行えるので、地デジ送信機など大電力用途で送信装置８０を複数同時に使用する場合に、素子のバラツキなどによる遅延バラツキを個別に補正する必要がないという効果も奏する。

本実施形態２のその他の構成、作用及び効果は、実施形態１の構成、作用及び効果と同様である。

以上、上記各実施形態を参照して本発明を説明したが、本発明は上記各実施形態に限定されるものではない。本発明の構成や詳細については、当業者が理解し得るさまざまな変更を加えることができる。また、本発明には、上記各実施形態の構成の一部又は全部を相互に適宜組み合わせたものも含まれる。

上記の実施形態の一部又は全部は以下の付記のようにも記載され得るが、本発明は以下の構成に限定されるものではない。

［付記１］振幅変調成分及び位相変調成分を含む変調信号を入力する入力端子と、電源電圧を入力する電源端子とを有し、前記電源電圧を用いて前記変調信号を増幅して出力する増幅器と、
スイッチングアンプ部と線形アンプ部とを有し、前記変調信号の振幅変調成分の波形に追従した前記電源電圧を前記電源端子に供給する電源装置と、
前記電源端子と前記入力端子との間に接続され、前記スイッチングアンプ部と線形アンプ部との動作のタイミングずれを補償する遅延器と、
を備えた送信装置。

［付記２］前記電源装置は、前記振幅変調成分を入力し、この振幅変調成分をアナログ表現した信号を生成して前記スイッチングアンプ部へ出力するとともに、前記振幅変調成分をパルス変調した信号を生成して前記線形アンプ部へ出力する制御信号生成部を、更に有する、
付記1記載の送信装置。

［付記３］前記スイッチングアンプ部は、少なくとも一つのスイッチング素子と、このスイッチング素子の出力電流を平滑化するインダクタと、を有するスイッチングコンバータ構成である、
付記１又は２記載の送信装置。

［付記４］前記線形アンプは、少なくとも一つのオペアンプと、このオペアンプの出力信号を入力に戻すフィードバック経路と、を有するボルテージフォロア構成である、
付記１乃至３のいずれか一つに記載の送信装置。

［付記５］前記遅延器は、抵抗器とキャパシタとを有し、前記抵抗器の抵抗値と前記キャパシタの容量値との積からなる時定数によって遅延量が決定される、
付記１乃至４のいずれか一つに記載の送信装置。

［付記６］前記遅延器は、前記抵抗器の抵抗値と前記キャパシタの容量値との少なくとも一つを可変とすることにより、前記遅延量を可変とする機能を有し、
前記電源装置は、当該電源装置の消費電力が小さくなるように前記遅延量を制御する遅延量制御部を更に有する、
付記５記載の送信装置。

［付記７］前記遅延量制御部は、前記線形アンプ部に供給される電流を検知し、その値が小さくなるように前記遅延量を制御する、
付記６記載の送信装置。

この出願は２０１２年３月６日に出願された日本出願特願２０１２−０４９２３３を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

本発明は、例えば携帯電話、無線ＬＡＮ、ＷｉＭＡＸ（Worldwide Interoperability for Microwave Access）向けの端末、基地局、地上波デジタル放送局といった用途に利用可能である。

１０ 送信装置
１１ 変調信号
１２ 振幅変調成分
１２ａ アナログ振幅信号
１３ パルス変調信号
１４ 電源電圧
１５ 変調信号
２０ 電力増幅器（増幅器）
２１ 入力端子
２２ 電源端子
２３ 出力端子
２４ ＦＥＴ
２４ｇ ゲート端子
２４ｄ ドレイン端子
２４ｓ ソース端子
２４Ｌ インダクタ
３０ 電源装置
３１ 出力端子
３２ 直流電源
３５ 電源装置
４０ 遅延器
４１，４２ 抵抗器
４３，４４ キャパシタ
４５ 遅延器
５０ スイッチングアンプ部
５１ ドライバアンプ
５２ スイッチング素子
５３ ダイオード（整流素子）
５４ インダクタ
６０ 線形アンプ部
６１ オペアンプ
７０ 制御信号生成部
８０ 送信装置
９０ 遅延量制御部
９１ 直流電源
９２ 抵抗器
９３ 検出器
Ｉｃ，Ｉｍ，Ｉｏｕｔ 電流
Ｖｏｕｔ 電源電圧
Ｖｓｗ 出力電圧
τ 遅延量

Claims (7)

1. 振幅変調成分及び位相変調成分を含む変調信号を入力する入力端子と、電源電圧を入力する電源端子とを有し、前記電源電圧を用いて前記変調信号を増幅して出力する増幅器と、
   スイッチングアンプ部と線形アンプ部とを有し、前記変調信号の振幅変調成分の波形に追従した前記電源電圧を前記電源端子に供給する電源装置と、
   前記電源端子と前記入力端子との間に接続され、前記スイッチングアンプ部と線形アンプ部との動作のタイミングずれを補償する遅延器と、
   を備えた送信装置。
2. 前記電源装置は、前記振幅変調成分を入力し、この振幅変調成分をアナログ表現した信号を生成して前記線形アンプ部へ出力するとともに、前記振幅変調成分をパルス変調した信号を生成して前記スイッチングアンプ部へ出力する制御信号生成部を、更に有する、
   請求項1記載の送信装置。
3. 前記スイッチングアンプ部は、少なくとも一つのスイッチング素子と、このスイッチング素子の出力電流を平滑化するインダクタと、を有するスイッチングコンバータ構成である、
   請求項１又は２記載の送信装置。
4. 前記線形アンプは、少なくとも一つのオペアンプと、このオペアンプの出力信号を入力に戻すフィードバック経路と、を有するボルテージフォロア構成である、
   請求項１乃至３のいずれか一つに記載の送信装置。
5. 前記遅延器は、抵抗器とキャパシタとを有し、前記抵抗器の抵抗値と前記キャパシタの容量値との積からなる時定数によって遅延量が決定される、
   請求項１乃至４のいずれか一つに記載の送信装置。
6. 前記遅延器は、前記抵抗器の抵抗値と前記キャパシタの容量値との少なくとも一つを可変とすることにより、前記遅延量を可変とする機能を有し、
   前記電源装置は、当該電源装置の消費電力が小さくなるように前記遅延量を制御する遅延量制御部を更に有する、
   請求項５記載の送信装置。
7. 前記遅延量制御部は、前記線形アンプ部に供給される電流を検知し、その値が小さくなるように前記遅延量を制御する、
   請求項６記載の送信装置。

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