KR20040106018A - 전력 증폭기를 위한 아날로그 적응 전치왜곡 장치 - Google Patents
전력 증폭기를 위한 아날로그 적응 전치왜곡 장치 Download PDFInfo
- Publication number
- KR20040106018A KR20040106018A KR1020030037196A KR20030037196A KR20040106018A KR 20040106018 A KR20040106018 A KR 20040106018A KR 1020030037196 A KR1020030037196 A KR 1020030037196A KR 20030037196 A KR20030037196 A KR 20030037196A KR 20040106018 A KR20040106018 A KR 20040106018A
- Authority
- KR
- South Korea
- Prior art keywords
- distortion component
- transmission line
- power amplifier
- distortion
- signal
- Prior art date
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
- H03F1/3276—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits using the nonlinearity inherent to components, e.g. a diode
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2201/00—Indexing scheme relating to details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements covered by H03F1/00
- H03F2201/32—Indexing scheme relating to modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F2201/3215—To increase the output power or efficiency
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
본 발명은, 고주파 전력 증폭기의 비선형 특성을 보상하는 전치왜곡장치에 있어서, 고주파 입력 신호에 혼변조 왜곡 성분이 더해진 혼변조 왜곡 신호를 발생하는 왜곡 성분 발생부와, 제1 캐패시터를 통해 상기 왜곡 성분 발생부와 직렬 연결되는 일 측을 가지는 전송라인과, 상기 전송라인의 타 측을 상기 왜곡 성분 발생부로 직렬 연결하는 제2 캐패시터와, 상기 전송라인과 병렬 연결되어 바이어스 전압에 의해 저항값이 변화하는 제1 다이오드로 구성되어 상기 혼변조 왜곡 신호를 상기 전력 증폭기의 비선형 특성과 반대되는 특성을 가지도록 변화하는 왜곡 성분 변환부와, 상기 전력 증폭기의 환경변화에 따라 조절되어 인가된 직류 바이어스 전압을 상기 왜곡 성분 변환부의 상기 제1 다이오드에 인가하는 바이어스부를 포함하는 것을 특징으로 한다. 이로 인해 전력 증폭기의 효율을 개선하고, 전력 증폭기의 비용을 절감할 수 있는 효과가 있다.
Description
본 발명은 고주파 전력 증폭기에 관한 것으로서, 특히 증폭 시 발생되는 비선형 왜곡을 줄여 고주파 전력 증폭기의 효율을 개선하기 위한 방법 및 장치 관한 것이다.
최근의 무선 통신 시스템들은 한정된 주파수 대역을 효율적으로 사용하기 위해 코드분할다중접속(code-division multiple access : CDMA) 방식을 사용하고 있으며, 가입자 수가 증가하면서 다중 반송파를 처리할 수 있는 기지국 시스템이 보편화되었다. 이에 따라 인접 채널 간섭을 최소화하기 위해 선형성이 우수한 전력 증폭기가 요구되는데, 이를 위해 주로 고출력 전력 증폭기(HPA: High Power Amplifier)를 사용하고 있다.
무선 통신 시스템에서 사용되는 증폭기는 입력되는 신호의 세기가 작은 경우 증폭기 전달 함수의 선형영역에서 증폭기를 동작시키기에 어려움이 없다. 그러나 대부분의 전력 증폭기는 최대 전력을 송출하기 위해 비선형 영역까지 증폭기를 동작시키게 된다. 이로 인해 전력 증폭기의 이득(Amplitude Modulation to Amplitude Modulation :AM to AM) 왜곡과 위상(Amplitude Modulation to Phase Modulation : AM to PM)과 같은 비선형 특성이 발생하게 된다.
전력 증폭기의 비선형 특성은 한 개의 반송파를 증폭시키는 경우 장치 전체의 성능 저하에 영향을 미치지 않는다. 그러나 다중 반송파를 증폭시키는 직교 위상 편이 변조(Quadrature Phase Shift Keying : QPSK)나 직교 진폭 변조(Quardrature Amplitude Modulation : QAM )와 같이 주파수 효율이 우수한 디지털 변조 방식을 사용하는 경우 고주파 전력 증폭기의 비선형 특성에 의해 발생되는 혼변조 왜곡(intermodulation distortion : IMD) 성분으로 인해 간섭이 발생하게 되므로 장치 전체의 성능에 심각한 영향을 미친다.
다중채널을 지원하는 시스템에서의 여러 개의 전력 증폭기를 병렬로 연결하여 입력 전력을 낮추어서 선형 영역에서 동작시키는 백오프(Back-off) 방식을 주로 이용하였다. 그런데, 백오프 방식은 많은 수의 증폭 트랜지스터를 필요로 하고, 그에 따른 부피 증가와 전력효율의 감소, 방열 문제 그리고 더 큰 전원을 공급해야하는 단점이 있다. 이에 따라 전력 증폭기의 비선형 특성을 줄이기 위해 전방궤환(feedforward), 후방궤환(feedback) 및 전치왜곡(predistortion) 등과 같은 선형화 방식이 이용되고 있다.
상기 선형화 방식들 중 주로 이용되는 전치 왜곡 방식은 전력 증폭기 앞단에 전치 왜곡기를 구비하여 전력 증폭기에서 발생할 혼변조 왜곡 성분에 대해 반대되는 왜곡 성분을 발생시켜 증폭기의 최종 출력을 선형화한다. 전치왜곡 방식은 전방궤환에 비해 왜곡 제거 루프(loop)에 사용되는 증폭기가 없으므로 구조가 간단하여 소형으로 제작될 수 있고 부가적인 직류(DC) 전력 소모가 적어 효율이 좋은 방식이다. 이러한 선형화 방식을 이용하는 일반적인 선형화 회로 및 선형화 회로의 각단에서 출력되는 파형을 도 1 및 도 2를 참조하여 설명하면 다음과 같다.
도 1 및 도 2를 참조하면, 일반적인 선형화 회로는 고주파 입력 신호를 입력하는 전치왜곡기(10)와 전치왜곡기(10)로부터 출력되는 전치왜곡 신호를 입력 받아 비선형 특성을 보상하여 선형화된 신호를 출력하는 고주파 전력 증폭기(20)로 구분되어 있다.
도 2의 첫 번째 그래프는 전치 왜곡기(10)의 입력단으로 입력되는 고주파 입력 신호에 따른 변화를 나타내었으며, 두 번째 그래프는 상기 전치왜곡기(10)로부터 출력된 전치왜곡 신호에 따른 변화를 나타내었다. 그리고 세 번째 그래프는 상기 전력 증폭기(20)에서 상기 전치왜곡 신호에 따라 비선형 특성을 보상한 출력 신호에 따른 변화를 나타내었다. 상기 세 번째 그래프에 도시된 바와 같이, 고주파 입력 신호는 전치왜곡 신호에 의해 보상되어 일정한 신호로 선형화 된다.
그러나 전치보상 방식은 다른 방식과 달리 왜곡 제거를 위한 신호가 자체에서 나온 신호를 처리하여 만들어지는 방식이 아니므로 전치왜곡기(predistorter)와 주 증폭기간의 비선형 특성이 얼마나 비슷한가에 따라 선형화 성능이 결정된다. 게다가 종래의 전치 왜곡기는 혼변조 왜곡 성분을 발생하는 회로의 소자들을 병렬로 연결한다. 따라서 직류 바이어스 전압에 민감하게 반응하여 전치왜곡 정밀도가 떨어진다는 문제점이 있다.
따라서, 본 발명의 목적은 비선형 영역에서 동작하는 고주파 전력 증폭기의 효율을 개선하기 위한 아날로그 적응 전치왜곡 장치를 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 왜곡 성분 발생을 위한 회로를 전송라인과 직렬로 연결하여 직류 바이어스 전압에 영향을 받지 않으면서 혼변조 왜곡 성분을 더한 혼변조 왜곡 신호를 발생하는 왜곡 성분 발생기를 구비하는 아날로그 적응 전치왜곡 장치를 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 고주파 전력 증폭기의 환경 변화로 인해 비선형 특성이 변화하는 경우 직류 바이어스 전압에 영향을 받지 않고 고주파 입력 신호에 따라 발생된 혼변조 왜곡 신호를 변화시켜 비선형 특성을 보상하기 위한 아날로그 적응 전치왜곡 장치를 제공함에 있다.
상기 본 발명의 목적들을 달성하기 위한 장치는 고주파 전력 증폭기의 비선형 특성을 보상하는 전치왜곡장치에 있어서, 고주파 입력 신호에 혼변조 왜곡 성분이 더해진 혼변조 왜곡 신호를 발생하는 왜곡 성분 발생부와, 제1 캐패시터를 통해 상기 왜곡 성분 발생부와 직렬 연결되는 일 측을 가지는 전송라인과, 상기 전송라인의 타 측을 상기 왜곡 성분 발생부로 직렬 연결하는 제2 캐패시터와, 상기 전송라인과 병렬 연결되어 바이어스 전압에 의해 저항값이 변화하는 제1 다이오드로 구성되어 상기 혼변조 왜곡 신호를 상기 전력 증폭기의 비선형 특성과 반대되는 특성을 가지도록 변화하는 왜곡 성분 변환부와, 상기 전력 증폭기의 환경변화에 따라 조절되어 인가된 직류 바이어스 전압을 상기 왜곡 성분 변환부의 상기 제1 다이오드에 인가하는 바이어스부를 포함하는 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 본 발명의 목적들을 달성하기 위한 다른 장치는 고주파 전력 증폭기의 비선형 특성을 보상하는 전치왜곡장치에 있어서, 고주파 입력 신호를 입력하는 입력포트와 상기 비선형 특성과 반대되는 특성의 전치 왜곡 신호를 출력하는 출력포트를 가지는 결합부와, 상기 결합부에 대응하여 연결된 제1 기본회로 및 제 2 기본회로로 구성되고, 상기 제1 및 제2 기본회로들 각각은, 고주파 입력 신호에 혼변조 왜곡 성분이 더해진 혼변조 왜곡 신호를 발생하는 왜곡 성분 발생부와, 제1캐패시터를 통해 상기 왜곡 성분 발생부와 직렬 연결되는 일 측을 가지는 전송라인과, 상기 전송라인의 타 측을 상기 왜곡 성분 발생부로 직렬 연결하는 제2 캐패시터와, 상기 전송라인과 병렬 연결되어 바이어스 전압에 의해 저항값이 변화하는 제1 다이오드로 구성되어 상기 혼변조 왜곡 신호를 상기 전력 증폭기의 비선형 특성과 반대되는 특성을 가지도록 변화하는 왜곡 성분 변환부와, 상기 전력 증폭기의 환경변화에 따라 조절되어 인가된 직류 바이어스 전압을 상기 왜곡 성분 변환부의 상기 제1 다이오드에 인가하는 바이어스부를 포함하는 것을 특징으로 한다.
도 1은 전력 증폭기를 위한 일반적인 선형화 회로의 구조를 도시한 회로도,
도 2는 일반적인 선형화 회로에서 각 단의 출력 파형을 도시한 그래프,
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 선형화 회로에서 전력 증폭기의 비선형 특성을 보상하는 아날로그 적응 전치왜곡기의 기본 구조를 도시한 회로도,
도 4는 본 발명의 다른 실시예에 따른 아날로그 적응 전치왜곡기의 구조를 도시한 회로도,
도 5a 내지 도 5b는 본 발명의 실시예에 따른 아날로그 적응 전치왜곡기에서 PIN 다이오드의 저항값을 변화시킨 경우의 시뮬레이션 결과를 도시한 그래프,
도 6a 내지 도 6b는 본 발명의 실시예에 따른 아날로그 적응 전치왜곡기에서 전송라인의 전기적 길이를 변화시킨 경우의 시뮬레이션 결과를 도시한 그래프.
이하, 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 우선 각 도면의 구성 요소들에 참조 부호를 부가함에 있어서, 동일한 구성 요소들에 한해서는 비록 다른 도면상에 표시되더라도 가능한 한 동일한 부호를 가지도록 하고 있음에 유의해야 한다. 그리고 본 발명을 설명함에 있어, 관련된 공지 기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우 그 상세한 설명을 생략한다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 아날로그 적응 전치왜곡기의 기본 구조를 도시한 회로도이다.
전력 증폭기의 아날로그 적응 전치왜곡기(10)의 기본 회로는 상기 도 1에 도시된 바와 같이, 왜곡 성분 발생부(intermodulation distortion generator : IDG)(110)와, 왜곡 성분 변환부(intermodulation distortion(IMD) varying circuit: IVC)(120)와, 바이어스부(PIN diode bias control circuit : PBC)(130)로 구성되어 있다.
상기 왜곡 성분 발생부(110)는 전력 증폭기(도시되지 않음)의 비선형 특성과 동일한 혼변조 왜곡(intermodulation distortion : IMD)을 발생시키기 위하여 캐소드가 접지와 연결된 소트키 다이오드(SD1)와, 에노드가 접지와 연결된 소트키 다이오드(SD2)가 안티 병렬(anti-parallel) 형태로 연결된다. 상기 쇼트키 다이오드(SD1)의 에노드와 쇼트키 다이오드(SD2)의 캐소드는 왜곡 성분 변환부(120)에 연결된다. 여기서 상기 쇼트키 다이오드(Schottky diode)(SD1, SD2)는 N형태 반도체에 직접 쇼트키 게이트 전극을 붙여 금속과 반도체의 접촉면에서 역방향 전압을 저지하는 기능을 이용하는 다이오드이며, 여기에서는 2개의 안티 병렬 형태의 구성을 도시하였으나, 필요에 따라 1개 또는 2개 이상으로 구성할 수 있다.
상기 왜곡 성분 변환부(120)는 왜곡 성분 발생부(110)로부터 발생된 혼변조 왜곡(IMD)을 전력 증폭기의 비선형 특성과 반대되는 특성으로 변환한다. 그리고 변환부(120)는 특성 임피던스(Zc)와 특정 전기적 길이(EL)를 갖는 전송라인(121), 캐피시터(C1, C2)와, 가변 저항의 역할을 하는 핀(PIN) 다이오드(PD1)로 구성되어 있다.
상기 전송라인(121)의 일 측은 캐패시터(C2)를 통해 쇼트키 다이오드(SD1, SD2)와 직렬 연결되고, 타 측은 캐패시터(C1)를 통해 입력포트(Port 1)와 연결되어 상기 바이어스부(130)로부터 인가된 직류 바이어스 전압을 블록킹한다. 상기 PIN다이오드(PD1)는 전송라인(121)에 에노드가 연결되고, 접지에 캐소드가 연결되어 있으며, 상기 바이어스부(130)로부터 인가된 직류 바이어스 전압에 따라 저항값이 변한다. 여기서 상기 캐패시터(C2)가 상기 쇼트키 다이오드(SD1, SD2)들에 직렬로 연결되어 있으므로 상기 쇼트키 다이오드들(SD1, SD2)에 직류 바이어스 전압이 공급되지 않게 되어 상기 혼변조 왜곡 발생부(110)에서 출력되는 혼변조 왜곡은 직류 바이어스 전압에 민감하게 반응하게 되지 않고 입력 전압에 의해서만 변화된다.
상기 바이어스부(130)는 상기 제어 전압(+Vcont1)을 일정비율로 감소시키는 저항(R1)과, 인덕터(L1)와 및 상기 PIN 다이오드(PD1)로 공급되는 직류 바이어스 전압을 안정시키기 위한 캐패시터들(C3, C4)로 구성되어 있다. 여기서 상기 캐패시터(C3, C4)들은 병렬 연결되어 각 일 측은 접지와 연결되고 각 타 측은 상기 저항(R1)과 인덕터(L1)와 연결되어 있다. 상기 인덕터(L1)는 RF 초크 역할을 하고, 상기 왜곡 성분 변환부(120)의 전송 라인(121)과 연결되어 있다.
도 4는 본 발명의 다른 실시 예에 따른 반사형 아날로그 적응 전치왜곡기의 구조를 도시한 회로도이다.
반사형 아날로그 적응 전치 왜곡기(300)는 상기 도 4에 도시된 바와 같이, 제1 및 제2 왜곡 성분 발생부(310a, 310b)와, 제1 및 제2 왜곡 성분 변환부(320a, 320b)와, 제1 및 제2 바이어스부(330a, 330b)와, 결합부(340)로 구성되어 있다. 여기서 반사형 구조 특성상 결합기(340)의 제1 포트(through port)(341)와 제2 포트(coupling port)(342)에 연결되는 회로는 동일한 구조를 가져야만 하므로 상기 제1 포트(341) 및 제 2포트(342)에 도 2의 전치왜곡기의 기본 회로를 연결하여 서로 상호 대칭되는 구조로 구성되어 있다.
상기 결합부(340)는 3dB 90도 하이브리드 결합기(Hybrid Coupler : HC)로서 입력 포트와 출력 포트의 반사 특성이 좋아지게 하기 위해 제1 포트(341) 및 제 2포트(342)에 동일한 임피던스가 연결되어 있으며, 상기 결합부(340)는 절연성을 높이기 위해 전력 증폭기의 비선형 특성을 갖는 고주파 입력 신호를 입력하는 입력포트와, 전력 증폭기로 전치왜곡 신호를 출력하는 출력포트로 구분되어 있다.
상기 제1 왜곡 성분 발생기(310a)는 혼변조 왜곡(IMD)을 발생시키고, 캐소드가 접지와 연결된 소트키 다이오드(SD3)와 에노드가 접지와 연결된 소트키 다이오드(SD4)가 안티 병렬(ant-parallel)형태로 연결되어 있다. 상기 쇼트키 다이오드(SD3)의 에노드와 상기 쇼트키 다이오드(SD4)의 캐소드는 왜곡 성분 변환부(320a)에 연결된다. 그리고 안티 병렬 형태의 상기 쇼트키 다이오드들(SD3, SD4)은 전송라인(321a)과 직렬 연결되어 있다. 여기서는 2개의 쇼트키 다이오드들(SD3, SD4)에 의한 2개의 안티 병렬 구성을 도시하였으나, 필요에 따라 1개 또는 2개 이상으로 구성될 수 있다. 한편, 제2 왜곡 성분 발생부(310b)는 상기 제1 왜곡 성분 발생부(310a)와 동일한 구조로 구성되어 있다.
상기 제1 왜곡 성분 변환부(320a)는 제1 왜곡 성분 발생부(310a)로부터 발생된 혼변조 왜곡(IMD)을 전력 증폭기의 비선형 특성과 반대되는 특성으로 변환한다. 그리고 제1 왜곡 성분 변환부(320a)는 특성 임피던스(Zc)와 특정 전기적 길이(EL3)를 갖는 전송라인(321a), 캐피시터들(C5, C7)과, 가변 저항의 역할을 하는 핀(PIN) 다이오드(PD2)로 구성되어 있다.
상기 전송라인(321a)의 일 측은 캐패시터(C7)를 통해 쇼트키 다이오드들(SD3, SD4)에 직렬 연결되고, 타 측은 캐패시터(C5)를 통해 제1 포트(341)와 직렬 연결되어 상기 제1 바이어스부(330a)로부터 인가된 직류 바이어스 전압을 블록킹한다. 상기 PIN 다이오드(PD2)는 전송라인(321a)에 에노드가 연결되고, 접지에 캐소드가 연결되어 있으며, 상기 제1 바이어스부(330a)로부터 인가된 직류 바이어스 전압에 따라 저항값이 변한다. 여기서 상기 캐패시터(C7)가 상기 쇼트키 다이오드들(SD3, SD4)에 직렬 연결되어 있으므로 상기 쇼트키 다이오드들(SD3, SD4)에 직류 바이어스 전압이 공급되지 않게 되어 상기 제1 왜곡 성분 발생부(310a)에서 출력되는 혼변조 왜곡은 직류 전압 바이어스에 민감하게 반응하게 되지 않고 입력 전압에 의해서만 변화된다. 한편, 제2 왜곡 성분 변환부(320b)는 상기 제1 왜곡 성분 변환부(310a)와 동일한 구조로 구성되어 있다.
상기 제1 바이어스부(330a)는 인가된 제어 전압(+Vcont2)을 일정비율로 감소시키는 저항(R2)과, 인덕터(L2) 및 상기 PIN 다이오드(PD2)로 공급되는 바이어스 전압을 안정시키기 위한 캐패시터들(C9, C10)로 구성되어 있다. 여기서 상기 캐패시터들(C9, C10)은 병렬 형태로 연결되어 각 일 측은 접지와 연결되고, 각 타 측은 상기 저항(R2) 및 인덕터(L2)와 연결되어 있다. 상기 인덕터(L2)는 RF 초크 역할을 하고, 상기 제1 왜곡 성분 변환부(320a)의 전송 라인(121)과 연결되어 있다. 그리고 제2 바이어스부(330b)는 상기 제1 바이어스부(330a)와 동일한 구조로 구성되어 있다.
이와 같은 구조를 갖는 반사형 아날로그 전치왜곡기에서 고주파 전력 증폭기의 비선형 특성을 보상하기 위한 동작을 상기 도 4를 참조하여 설명하면 다음과 같다.
도 4를 참조하면, 결합기(340)는 제1 포트(341) 및 제2 포트(342)를 통해 제1 및 제2 왜곡 성분 변환부(320a, 320b)로 순수 고주파 입력 신호를 각각 전송한다. 이때 상기 고주파 입력 신호를 수신한 제1 및 제2 왜곡 성분 변환부(320a, 320b)는 상호 대칭 구조로서 동일하게 동작하므로 제1 왜곡 성분 변환부(320a)의 동작만을 설명하고, 마찬가지로 상기 제1 왜곡 성분 변환부(320a)와 연결된 제1 왜곡 성분 발생부(310a) 및 제1 바이어스부(330a)의 동작만을 설명하기로 한다.
상기 고주파 입력 신호가 입력됨에 따라 제1 왜곡 성분 변환부(320a)를 통해 제1 왜곡 성분 발생부(310a)로 각각 전송한다.
제 1 왜곡 성분 발생부(310a)의 안티 병렬 형태의 쇼트키 다이오드들(SD3, SD4)은 상기 입력된 순수 고주파 입력 신호로 인해 동적 저항이 작아져서 반사되는 양이 많아지게 된다. 즉, 제1 왜곡 성분 발생부(310a)는 입력된 고주파 신호에 응답하여 혼잡왜곡 신호를 반사한다. 이때 혼잡왜곡 신호는 캐패시터(C7)에 의해 직류 바이어스 전압이 차단되므로 쇼트키 다이오드들(SD3, SD4)에서 반사되는 고주파 입력 전력의 크기에 의해서만 변화된다.
제1 바이어스부(330a)에는 환경 변화에 따라 변화된 제어 전압(+Vcont2)이 인가되고, 인가된 제어 전압(+Vcont2)은 저항(R2)에 의해 감소된다. 이에 따라 바이어스부(330a)는 감소된 제어 전압에서 인덕터(L2)를 통해 교류 전압이 차단되고, 직류 바이어스 전압만이 전송 라인(321a)으로 인가한다. 제1 왜곡 성분변환부(320a)는 상기 제1 왜곡 성분 발생부(310a)에서 반사된 혼잡왜곡 신호를 전력 증폭기의 비선형 특성과 반대가 되도록 변화시킨다. 즉, 전송 라인(321a)은 인가되는 직류 바이어스 전압을 PIN 다이오드(PD2)로 공급하여 PIN 다이오드(PD2)의 저항값을 변화시킴으로서 상기 혼잡왜곡 신호가 전력 증폭기의 비선형 특성과 반대 특성으로 변화된다. 이를 위해 제어부(도시되지 않음)는 전력 증폭기의 비선형 특성을 미리 검출하여 전력 증폭기의 환경변화(온도, 제어 전압 등의 변화)로 인한 비선형 특성이 변할 경우 제1 바이어스부(330a)로 적당한 제어 전압(+Vcont2)이 입력되도록 제어한다.
상기 혼잡왜곡 신호는 PIN 다이오드(PD2)의 저항뿐만 아니라 전송 라인(321a)의 특성 임피던스(Zc) 및 전기적 길이(EL3, EL4)에 의해 서로 변형된다.
이로 인해 제어부(도시되지 않음)에서 상기 환경 변화에 따라 상기 전송라인(321a)의 특성 임피던스(Zc)와 전기적 길이(EL3, EL4) 및 제1 바이어스부(330a)로 입력되는 제어 전압(Vcont2)을 제어한다.
제1 왜곡 성분 변환부(320a) 및 상기 제1 왜곡 성분 변환부(320a)와 서로 대응되는 제2 왜곡 성분 변환부(320b)는 혼잡왜곡 신호를 전력 증폭기의 비선형 특성과 반대 특성을 가지도록 변환한 전치왜곡 신호를 각각 결합부(340)의 제1 포트(341) 및 제2 포트(342)로 출력한다. 이에 따라 결합부(340)는 상기 순수 고주파 입력신호와 상기 전치왜곡 신호를 결합하여 전력 증폭기로 제공하여 비선형 특성을 보상한다.
상술한 바와 같은 본 발명의 실시예에 따른 전치왜곡기에서 각 변경인자들의변화에 따른 이득 및 위상을 나타내는 그래프를 참조하여 설명하기로 한다.
도 5a와 도 5b는 PIN 다이오드(PD2, PD3) 저항값(r_match) 변화에 따른 결과를 각각 도시된 그래프이다. 도 5a의 그래프 m5 내지 m8은 각각 PIN 다이오드의 저항값이 12Ω, 20Ω, 36Ω, 44Ω인 경우의 전력 증폭기 입력 전압(rf_pwr)에 따른 이득(dB)의 변화를 나타낸다. 그리고 5b의 그래프 m9내지 m12는 각각 PIN 다이오드의 저항값이 12Ω, 20Ω, 36Ω, 44Ω인 경우의 전력 증폭기 입력 전압에 따른 위상(phase)의 변화를 나타낸다. 그리고 PIN 다이오드 저항값이 증가함에 따라 이득 증가량 및 위상 리드량이 증가함을 알 수 있다.
도 5a 및 도 5b에 도시된 바와 같이, 전력 증폭기의 이득과 위상은 전력 증폭기의 입력 전압이 선형 동작 영역("0"으로 표기)에 있을 동안에는 유지되고, 비선형 동작 영역으로 진입하게 되면 지수 함수적으로 증가하여 전력 증폭기의 비선형 특성을 보상한다.
도 6a와 도 6b는 전송 라인의 전기적 길이(e-length) 변화에 따른 결과를 각각 도시한 그래프이다. 도 6a의 그래프에서 m5 내지 m8은 전송라인의 전기적 길이가 17, 47, 107, 137deg인 경우의 전력 증폭기 입력 전압(rf_pwr)에 따른 이득(dB)의 변화를 나타낸다. 그리고 6b의 그래프에서 m9내지 m12는 전송라인의 전기적 길이가 17, 47, 107, 137deg인 경우의 전력 증폭기 입력 전압에 따른 위상(Phase)의 변화를 나타낸다.
도 6a 및 도 6b에 도시된 바와 같이, 전력 증폭기의 이득과 위상들은 전력 증폭기의 입력 전압이 90deg이하일 경우 일정하게 유지되고, 90deg 이상이 되면,지수 함수적으로 증가하여 전치왜곡기로 동작된다.
한편, 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관하여 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 발명청구의 범위뿐 만 아니라 이 발명청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
상술한 바와 같이 본 발명은 안티 병렬로 연결된 쇼트키 다이오드에서 발생된 혼잡왜곡 신호를 전력 증폭기의 비선형 특성과 반대되도록 왜곡 성분 변환부에서 변환하여 출력하고, 전력 증폭기의 환경 변화에 따라 PIN 다이오드의 저항값을 변화시킴으로서 비선형 특성을 보상하는 전치왜곡기를 통해 전력 증폭기의 효율을 개선하고, 전력 증폭기의 비용을 절감할 수 있는 효과가 있다.
Claims (13)
- 고주파 전력 증폭기의 비선형 특성을 보상하는 전치왜곡장치에 있어서,고주파 입력 신호에 혼변조 왜곡 성분이 더해진 혼변조 왜곡 신호를 발생하는 왜곡 성분 발생부와,제1 캐패시터를 통해 상기 왜곡 성분 발생부와 직렬 연결되는 일 측을 가지는 전송라인과, 상기 전송라인의 타 측을 상기 왜곡 성분 발생부로 직렬 연결하는 제2 캐패시터와, 상기 전송라인과 병렬 연결되어 바이어스 전압에 의해 저항값이 변화하는 제1 다이오드로 구성되어 상기 혼변조 왜곡 신호를 상기 전력 증폭기의 비선형 특성과 반대되는 특성을 가지도록 변화하는 왜곡 성분 변환부와,상기 전력 증폭기의 환경변화에 따라 조절되어 인가된 직류 바이어스 전압을 상기 왜곡 성분 변환부의 상기 제1 다이오드에 인가하는 바이어스부를 포함하는 것을 특징으로 하는 상기 전치왜곡 장치.
- 제1항에 있어서,상기 혼변조 왜곡 신호의 특성은 상기 전송라인의 임피던스 특성, 전송라인의 전기적 길이 및 상기 다이오드의 저항값중 적어도 하나에 의해 조정됨을 특징으로 하는 상기 전치왜곡 장치.
- 제1항에 있어서,상기 제2 캐패시터는 상기 왜곡 성분 발생부로 입력되는 직류 바이어스 전압을 차단함을 특징으로 하는 상기 전치왜곡 장치.
- 제1항에 있어서,상기 왜곡 성분 발생부는 적어도 하나 이상의 다이오드로 구성되어 상기 고주파 입력 신호에 비례하여 상기 혼변조 왜곡 신호를 발생하는 것을 특징으로 하는 상기 전치왜곡 장치.
- 제1항에 있어서,상기 왜곡 성분 발생부는 안티 병렬 형태로 연결되는 적어도 두 개의 쇼트키 다이오드로 구성됨을 특징으로 하는 상기 전치왜곡 장치.
- 제1항에 있어서,상기 바이어스부는 제어 전압에 연결되는 저항과, 상기 저항과 접지간에 연결되어 상기 왜곡 성분 변환부로 인가되는 직류 바이어스 전압을 안정시키는 적어도 하나 이상의 캐패시터와, 상기 저항과 전송라인간에 연결되어 고주파 초크로서 동작하는 인덕터를 포함하는 것을 특징으로 하는 상기 전치왜곡 장치.
- 고주파 전력 증폭기의 비선형 특성을 보상하는 전치왜곡장치에 있어서,고주파 입력 신호를 입력하는 입력포트와 상기 비선형 특성과 반대되는 특성의 전치 왜곡 신호를 출력하는 출력포트를 가지는 결합부와,상기 결합부에 대응하여 연결된 제1 기본회로 및 제 2 기본회로로 구성되고,상기 제1 및 제 2 기본회로들 각각은,고주파 입력 신호에 혼변조 왜곡 성분이 더해진 혼변조 왜곡 신호를 발생하는 왜곡 성분 발생부와,제1 캐패시터를 통해 상기 왜곡 성분 발생부와 직렬 연결되는 일 측을 가지는 전송라인과, 상기 전송라인의 타 측을 상기 왜곡 성분 발생부로 직렬 연결하는 제2 캐패시터와, 상기 전송라인과 병렬 연결되어 바이어스 전압에 의해 저항값이 변화하는 제1 다이오드로 구성되어 상기 혼변조 왜곡 신호를 상기 전력 증폭기의 비선형 특성과 반대되는 특성을 가지도록 변화하는 왜곡 성분 변환부와,상기 전력 증폭기의 환경변화에 따라 조절되어 인가된 직류 바이어스 전압을 상기 왜곡 성분 변환부의 상기 제1 다이오드에 인가하는 바이어스부를 포함하는 것을 특징으로 하는 상기 전치왜곡 장치.
- 제7항에 있어서,상기 혼변조 왜곡 신호의 특성은 상기 전송라인의 임피던스 특성, 전송라인의 전기적 길이 및 상기 다이오드의 저항값중 적어도 하나에 의해 조정됨을 특징으로 하는 상기 전치왜곡 장치.
- 제7항에 있어서,상기 제2 캐패시터는 상기 왜곡 성분 발생부로 입력되는 직류 바이어스 전압을 차단함을 특징으로 하는 상기 전치왜곡 장치.
- 제7항에 있어서,상기 왜곡 성분 발생부는 적어도 하나 이상의 다이오드로 구성되어 상기 고주파 입력 신호에 비례하여 상기 혼변조 왜곡 신호를 발생하는 것을 특징으로 하는 상기 전치왜곡 장치.
- 제7항에 있어서,상기 왜곡 성분 발생부는 안티 병렬 형태로 연결되는 적어도 2개의 쇼트키다이오드로 구성됨을 특징으로 하는 상기 전치왜곡 장치.
- 제7항에 있어서,상기 바이어스부는 제어 전압에 연결되는 저항과, 상기 저항과 접지간에 연결되어 상기 왜곡 성분 변환부로 인가되는 직류 바이어스 전압을 안정시키는 적어도 하나 이상의 캐패시터와, 상기 저항과 전송라인간에 연결되어 고주파 초크로서 동작하는 인덕터를 포함하는 것을 특징으로 하는 상기 전치왜곡 장치.
- 제7항에 있어서,상기 결합부는 3데시벨 90도의 하이브리드 결합기임을 특징으로 하는 상기 전치왜곡 장치.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR1020030037196A KR20040106018A (ko) | 2003-06-10 | 2003-06-10 | 전력 증폭기를 위한 아날로그 적응 전치왜곡 장치 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR1020030037196A KR20040106018A (ko) | 2003-06-10 | 2003-06-10 | 전력 증폭기를 위한 아날로그 적응 전치왜곡 장치 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| KR20040106018A true KR20040106018A (ko) | 2004-12-17 |
Family
ID=37380755
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| KR1020030037196A KR20040106018A (ko) | 2003-06-10 | 2003-06-10 | 전력 증폭기를 위한 아날로그 적응 전치왜곡 장치 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| KR (1) | KR20040106018A (ko) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100801578B1 (ko) * | 2006-12-07 | 2008-02-11 | 한국전자통신연구원 | 전력증폭기의 혼변조 신호발생기 및 이를 구비한 전치왜곡선형화 장치 |
| CN113242023A (zh) * | 2021-03-30 | 2021-08-10 | 宁波大学 | 一种场效应管串联反射式肖特基二极管的模拟预失真器 |
| WO2022169713A1 (en) * | 2021-02-02 | 2022-08-11 | Psemi Corporation | Power amplifier linearizer |
| US11817827B2 (en) | 2021-02-02 | 2023-11-14 | Psemi Corporation | Power amplifier equalizer |
-
2003
- 2003-06-10 KR KR1020030037196A patent/KR20040106018A/ko not_active Application Discontinuation
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100801578B1 (ko) * | 2006-12-07 | 2008-02-11 | 한국전자통신연구원 | 전력증폭기의 혼변조 신호발생기 및 이를 구비한 전치왜곡선형화 장치 |
| WO2008069436A1 (en) * | 2006-12-07 | 2008-06-12 | Electronics And Telecommunications Research Institute | Intermodulation signal generator of power amplifier and pre-distortion linearizer having the same |
| US8023908B2 (en) | 2006-12-07 | 2011-09-20 | Electronics And Telecommunications Research Institute | Intermodulation signal generator of power amplifier and pre-distortion linearizer having the same |
| WO2022169713A1 (en) * | 2021-02-02 | 2022-08-11 | Psemi Corporation | Power amplifier linearizer |
| US11606068B2 (en) | 2021-02-02 | 2023-03-14 | Psemi Corporation | Power amplifier linearizer |
| US11817827B2 (en) | 2021-02-02 | 2023-11-14 | Psemi Corporation | Power amplifier equalizer |
| CN113242023A (zh) * | 2021-03-30 | 2021-08-10 | 宁波大学 | 一种场效应管串联反射式肖特基二极管的模拟预失真器 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR100325420B1 (ko) | 개선된 이득을 갖는 포락선 추적 증폭기, 이를 이용한 이동 통신 단말기 및 그에 관한 이득 개선 방법 | |
| US6292054B1 (en) | System and method for producing an amplified signal | |
| Birafane et al. | Analyzing LINC systems | |
| US5420536A (en) | Linearized power amplifier | |
| US5880633A (en) | High efficiency power amplifier | |
| US7295064B2 (en) | Doherty amplifier | |
| US7394233B1 (en) | High efficiency modulated power supply | |
| US6963242B2 (en) | Predistorter for phase modulated signals with low peak to average ratios | |
| US7688156B2 (en) | Polar modulation transmission circuit and communication device | |
| US7071775B2 (en) | Method and apparatus for an enhanced efficiency power amplifier | |
| CN1429436A (zh) | 用于射频功率放大器的动态偏置 | |
| US20110254622A1 (en) | Power amplifying devices | |
| US6522194B1 (en) | Envelope restoration scheme for linear high-efficiency power amplification | |
| Staudinger et al. | 800 MHz power amplifier using envelope following technique | |
| KR20040106018A (ko) | 전력 증폭기를 위한 아날로그 적응 전치왜곡 장치 | |
| WO2005008884A1 (en) | Amplifying circuit comprising an envelope modulated limit cycles modulator circuit | |
| US7319362B2 (en) | Power amplifying apparatus | |
| KR101686351B1 (ko) | 3-웨이 도허티 전력증폭기 장치 | |
| JPH03222524A (ja) | 線形送信装置 | |
| Ghannouchi | An S band RF digital linearizer for TWTAs and SSPAs | |
| KR20000030272A (ko) | 이동 통신 단말기의 정진폭 추적 증폭기의 이득 개선 방법 | |
| Hammi et al. | Digital predistorter architecture with small signal gain control for highly nonlinear RF power amplifiers | |
| KR20080058628A (ko) | 무선통신시스템에서 전치 왜곡 장치 및 방법 | |
| Eswaran et al. | A Novel Power Amplifier Linearization Method for Handset Applications | |
| Hur | A highly linear and efficient out-phasing transmitter for multi-band, multi-mode applications |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| WITN | Withdrawal due to no request for examination |