JPWO2012099176A1 - 電力変換器およびその制御方法 - Google Patents

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Abstract

電力変換器（１００）は、直流コンデンサ（Ｃ）と、直列接続された２つの半導体スイッチを有する半導体スイッチ群と、直流コンデンサ（Ｃ）および直流コンデンサ（Ｃ）に２つ並列接続される半導体スイッチ群を有するブリッジセル（１１ｕ−ｊ、１１ｖ−ｊ、１１ｗ−ｊ）と、１つまたは複数が直列接続されたブリッジセル（１１ｕ−ｊ、１１ｖ−ｊ、１１ｗ−ｊ）がデルタ接続されたデルタ結線部（１０）と、三相全ての直流コンデンサ（Ｃ）の電圧値を平均して得られた直流コンデンサ三相分平均値に各相ごとの直流コンデンサ（Ｃ）の電圧値を平均して得られた直流コンデンサ相別平均値それぞれが追従するよう、デルタ結線部内を流れる循環電流を制御する統括制御手段（１）とを備える。

Description

本発明は、電力変換器およびその制御方法に関し、特に、モジュラーマルチレベルカスケード型の電力変換器およびその制御方法に関する。
実装が容易で大容量・高圧用途に適した次世代トランスレス電力変換器として、モジュラーマルチレベルカスケード変換器（ＭＭＣＣ：Ｍｏｄｕｌａｒ Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ Ｃａｓｃａｄｅ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）がある。モジュラーマルチレベルカスケード変換器は、無効電力補償装置（ＳＴＡＴＣＯＭ：ＳＴＡＴｉｃ ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ ＣＯＭｐｅｎｓａｔｏｒ）への適用が期待されている。
モジュラーマルチレベルカスケード変換器は、コンバータセルのカスケード接続に特長があり、コンバータセルの回路構成とアームの結線法から４種類に分類できる（例えば、非特許文献２参照。）。
このうち、単一スターブリッジセル（ＭＭＣＣ−ＳＳＢＣ：Ｍｏｄｕｌａｒ Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ Ｃａｓｃａｄｅ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｂａｓｅｄ ｏｎ Ｓｉｎｇｌｅ−Ｓｔａｒ Ｂｒｉｄｇｅ−Ｃｅｌｌｓ）を用いた無効電力補償装置は、拡張性や冗長性に富むという特長を有する（例えば、非特許文献３参照。）。しかしながら、スター結線（Ｙ結線）であるがゆえに相間に循環電流を流すことができず、逆相無効電力を制御することが困難である。
一方、単一デルタブリッジセル（ＭＭＣＣ−ＳＤＢＣ：Ｍｏｄｕｌａｒ Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ Ｃａｓｃａｄｅ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｂａｓｅｄ ｏｎ Ｓｉｎｇｌｅ−Ｄｅｌｔａ Ｂｒｉｄｇｅ−Ｃｅｌｌｓ）を用いた無効電力補償装置は、デルタ結線内に循環電流が流れるので、この循環電流を制御することにより逆相無効電力を調整することができる（例えば、非特許文献４参照。）。
図１２は、単一デルタブリッジセルを用いたモジュラーマルチレベルカスケード型の電力変換器の回路図である。
単一デルタブリッジセルを用いたモジュラーマルチレベルカスケード型の電力変換器１００は、内部にデルタ結線部を備える。デルタ結線部の各相上には、１つのブリッジセルまたは複数が直列接続されたブリッジセルが設けられる。すなわち、ブリッジセルは、デルタ結線部上の各相ｕ、ｖおよびｗにおいて、１個、あるいは複数個直列接続されたとして設けられる。図１２に示す例では、デルタ結線上の各相において、直列接続された３つのブリッジセル１１ｕ−ｊ、１１ｖ−ｊおよび１１ｗ−ｊ（ただし、ｊ＝１〜３）がそれぞれ設けられている。デルタ結線部上の各相において設けられるブリッジセルの個数はこれに限定されるものではなく、１個、または、直列接続された複数個であってもよい。なお、図１２において、電力変換器１００のデルタ結線部上の各相のリアクトル成分はＬで表している。
各ブリッジセル１１ｕ−ｊ、１１ｖ−ｊおよび１１ｗ−ｊ（ただし、ｊ＝１〜３）は、直流コンデンサＣと、この直流コンデンサＣに２つ並列接続される半導体スイッチ群と、を有する。各半導体スイッチ群は、直列接続された２つの半導体スイッチをそれぞれ有する。半導体スイッチは、オン時に一方向に電流を通す半導体スイッチング素子と、この半導体スイッチング素子に逆並列に接続された帰還ダイオードと、を有する。
図１２において、系統側の電源電圧の各相の相電圧をｖSu、ｖSvおよびｖSw、ならびに各相の電流（以下、「電源電流」と称する。）をｉu、ｉvおよびｉwとする。また、電力変換器１００のデルタ結線部の各相にそれぞれ流入する電流（以下、「変換器電流」と称する。）をｉuv、ｉvwおよびｉwu、とする。また、電力変換器１００のデルタ結線部の各相の出力電圧、すなわち電力変換器１００の出力端子における線間電圧をｖuv、ｖvwおよびｖwu、とする。また、各ブリッジセル１１ｕ−ｊ、１１ｖ−ｊおよび１１ｗ−ｊ内の直流コンデンサの電圧をｖCju、ｖCjvおよびｖCjw（ただし、ｊ＝１〜３）とする。以降、異なる図面において同じ参照符号が付されたものは同じ機能を有する構成要素であることを意味するものとする。
例えば、アーク炉においては、アーク炉に起因する電圧降下および電圧変動を抑制するため、高速な正相および逆相の無効電力制御、ならびに低周波数の有効電力制御を実行することができる大容量のフリッカ補償装置を用いる必要がある。図１３は、フリッカ補償装置の一般的構成を示す図である。一般に、フリッカ補償装置２００は、三相電源３００に連系変圧器４００を介して直列に接続されたアーク炉５００に対し、並列に接続される。図１３において、ＰＣＣ（Ｐｏｉｎｔ ｏｆ ｃｏｍｍｏｎ ｃｏｕｐｌｉｎｇ）は、フリッカ補償装置２００の系統との接続点を表す。また、ｐおよびｑはそれぞれ、ＰＣＣとフリッカ補償装置２００との間で授受する瞬時有効電力および瞬時有効電力を表す。アーク炉５００に流れ込む負荷電流ｉLには、正相有効電流の他に, 電圧フリッカを誘発する正相無効電流, 逆相無効電流, および低周波数有効電流が含まれる。ここで、フリッカ補償装置２００を設けない場合には、これら電流が直接電源電流ｉSに表れるので、電圧フリッカが発生する。フリッカ補償装置２００は、このような電圧フリッカを抑制するために、補償電流ｉCを生成する。
このようなフリッカ補償装置として、１９８０年代以前より用いられてきたＳＶＣ（Ｓｔａｔｉｃ Ｖａｒ Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｏｒ）と呼ばれるサイリスタを用いたフリッカ補償装置がある（例えば、非特許文献５参照。）図１４は、ＳＶＣを用いたフリッカ補償装置を示す回路図である。ＳＶＣからなるフリッカ補償装置２００には、図１４（ａ）に示すような逆並列接続されたサイリスタＴrとこれに直列接続されたリアクトルＬ1とからなるＴＣＲ（Ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ ｒｅａｃｔｏｒ）と呼ばれるものと、図１４（ｂ）に示すような逆並列接続されたサイリスタＴrとこれに直列接続されたコンデンサＣ1およびリアクトルＬ2とからなるＴＳＣ（Ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ ｓｗｉｔｃｈｅｄ ｃａｐａｃｉｔｏｒ）と呼ばれるものがある。
また、２０００年代には、自励式無効電力補償装置（ＳＴＡＴＣＯＭ）を用いたフリッカ補償装置が実用化されている（例えば、非特許文献６参照。）。図１５は、非特許文献６に記載されたフリッカ補償装置を示す回路図である。非特許文献６に記載されたＳＴＡＴＣＯＭを用いたフリッカ補償装置２００では、ＩＥＧＴと呼ばれる自己消弧型素子を用いたＩＥＧＴ変換器２０２を複数台用いることで大容量化を実現している。各ＩＥＧＴ変換器２０２は多巻線変圧器２０１を介して多段接続される。このような多巻線変圧器を用いた電力変換器は、大容量であり、かつ逆相無効電力を制御することができるので、このような無効電力補償装置としての用途に適している。
萩原誠、赤木泰文著、「モジュラー・マルチレベル変換器（ＭＭＣ）のＰＷＭ制御法と動作検証」、電気学会論文誌Ｄ、第１２８巻、第７号、ｐｐ９５７〜９６５、２００８年７月 赤木泰文、萩原誠著、「モジュラー・マルチレベル・カスケード変換器（ＭＭＣＣ）の分類と名称」、電気学会全国大会、ｎｏ．４−０４３、ｐｐ７１〜７２、２０１０年３月 吉井剣、井上重徳、赤木泰文著、「６．６ｋＶ トランスレス・カスケードＰＷＭ ＳＴＡＴＣＯＭ」、電気学会論文誌Ｄ、第１２７巻、第８号、ｐｐ７８１〜７８８、２００７年５月 Ｋ．フジイ（Ｋ．Ｆｕｊｉｉ）、Ｕ．シュワルツァ（Ｕ．Ｓｃｈｗａｒｚｅｒ）、Ｒ．Ｗ．デ・ドンカー（Ｒ．Ｗ．Ｄｅ Ｄｏｎｃｋｅｒ）著、「（Ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎ ｏｆ ｈａｒｄ−ｓｗｉｔｃｈｅｄ ｍｕｌｔｉ−ｌｅｖｅｌ ｉｎｖｅｒｔｅｒ ｔｏｐｏｌｏｇｉｅｓ ｆｏｒ ＳＴＡＴＣＯＭ ｂｙ ｌｏｓｓ−ｉｍｐｌｅｍｅｎｔｅｄ ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ ａｎｄ ｃｏｓｔ ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ）」、（米国）、米国電気電子学会議事録（ＩＥＥＥ．Ｒｅｃ）、米国電気電子学会パワーエレクトロニクス専門家会議（ＩＥＥＥ−ＰＥＳＣ）、ｐｐ３４０〜３４６、２００５年６月 宇都克哉、篠原博、鈴木明夫著、「フリッカ補償システムの最新制御技術」、富士時報、第８０巻、第２号、ｐｐ１３１〜１３４、２００７年２月 Ｋ．ウツキ（Ｋ．Ｕｓｕｋｉ）、Ｆ．アオヤマ（Ｆ．Ａｏｙａｍａ）、Ｍ．ハナマツ（Ｍ．Ｈａｎａｍａｔｓｕ）、「電圧変動を抑制するＳＶＣ制御の開発（Ｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔ ｏｆ ＳＶＣ ｃｏｎｔｒｏｌ ｆｏｒ ｓｕｐｐｒｅｓｓｉｎｇ ｖｏｌｔａｇｅ ｆｌｕｃｔｕａｔｉｏｎｓ）」、（米国）、米国電気電子学会議事録（ＩＥＥＥ．Ｒｅｃ）、米国電気電子学会パワーエレクトロニクス国際会議（ＩＥＥＥ−ＩＣＰＥ）、ｐｐ２０７３〜２０８０、２０１１年
上述のように、単一デルタブリッジセル（ＭＭＣＣ−ＳＤＢＣ）を用いたモジュラーマルチレベルカスケード型の電力変換器は、大容量であり、かつ逆相無効電力を制御することができるので、このような無効電力補償装置としての用途に適している。
しかしながら、単一デルタブリッジセルを用いたモジュラーマルチレベルカスケード型の電力変換器においては、各ブリッジセル内の直流コンデンサの電圧を安定に維持する制御を行う必要がある。特にこの電力変換器を無効電力補償装置として用いた場合には、高速な正相および逆相の無効電力制御、ならびに低周波数の有効電力制御を実行しながら、全ての動作モードにおいて直流コンデンサの電圧を安定に維持しつつ制御しなければならない。
また、フリッカ補償装置のフリッカ補償率のさらなる向上も求められている。日本では、当時の日本電熱協会アーク炉委員会の開発したフリッカ発生量を表す尺度としてΔＶ１０と呼ばれるものがある。ΔＶ１０は、１００Ｖ系統に換算したときの１分間当たりの電圧変動の実効値（Ｖ）の割合に視感度係数を反映したものである。フリッカ補償率は、フリッカ補償装置を用いることでどの程度ΔＶ１０が低減されたかを示す指数である。フリッカ補償率は０〜１００％の値をとり、数字が大きいほどフリッカ補償率は高いことを示す。
非特許文献５に記載されたＳＶＣを用いたフリッカ補償装置は、大容量化が容易であり、低コストであるという利点がある。しかしながら、フリッカ補償率は低く、非特許文献５の記載によれば、その値は５７．６％である。
非特許文献６に記載されたＩＥＧＴ素子を用いたＳＴＡＴＣＯＭからなるフリッカ補償装置は、非特許文献５に記載されたＳＶＣを用いたフリッカ補償装置よりもフリッカ補償率が高く、非特許文献６の記載によれば、その値は７４％である。しかしながら、非特許文献６に記載されたフリッカ補償装置では、変換器容量の増大のために用いている多巻線変圧器が存在するため、体積および重量の増大を免れず、コストも高い。
従って本発明の目的は、上記問題に鑑み、あらゆる動作モードにおいて直流コンデンサを安定に制御することができる、単一デルタブリッジセルを用いたモジュラーマルチレベルカスケード型の電力変換器およびこの制御方法を提供することにある。
上記目的を実現するために、本発明においては、単一デルタブリッジセルを用いたモジュラーマルチレベルカスケード型の電力変換器は、
直流コンデンサと、
直列接続された２つの半導体スイッチを有する半導体スイッチ群と、
上記直流コンデンサと、上記直流コンデンサに２つ並列接続される上記半導体スイッチ群と、を有するブリッジセルと、
１つまたは複数が直列接続されたブリッジセルがデルタ接続されたデルタ結線部と、
三相全ての直流コンデンサの電圧値を平均して得られた直流コンデンサ三相分平均値に、各相ごとの直流コンデンサの電圧値を平均して得られた直流コンデンサ相別平均値それぞれが追従するよう、デルタ結線部内を流れる循環電流を制御する制御部と、
を備える。
すなわち、本発明においては、単一デルタブリッジセルを用いたモジュラーマルチレベルカスケード型の電力変換器は、
直流コンデンサと、この直流コンデンサに２つ並列接続される半導体スイッチ群であって、各半導体スイッチ群は、直列接続された２つの半導体スイッチをそれぞれ有する半導体スイッチ群と、を有するブリッジセルと、
１つまたは複数が直列接続されたブリッジセルがデルタ接続されたデルタ結線部と、
三相全ての直流コンデンサの電圧値を平均して得られた直流コンデンサ三相分平均値に、各相ごとの直流コンデンサの電圧値を平均して得られた直流コンデンサ相別平均値それぞれが追従するよう、デルタ結線部内を流れる循環電流を制御する制御部と、
また、本発明においては、直列接続された２つの半導体スイッチを有する半導体スイッチ群が直流コンデンサに２つ並列接続されることで構成されたブリッジセルが、デルタ結線部上の各相において、１つもしくは直列接続された複数設けられる電力変換器の制御方法は、
三相全ての直流コンデンサの電圧値を平均した値である直流コンデンサ三相分平均値、および各相ごとの直流コンデンサの電圧値を平均した値である直流コンデンサ相別平均値を生成する平均値算出ステップと、
直流コンデンサ三相分平均値に、各直流コンデンサ相別平均値それぞれが追従するよう、デルタ結線部内を流れる循環電流の値を制御する制御ステップと、
を備える。
本発明によれば、単一デルタブリッジセルを用いたモジュラーマルチレベルカスケード型の電力変換器を、高速な正相および逆相の無効電力制御、ならびに低周波数の有効電力制御を実行しながら、全ての動作モードにおいて直流コンデンサの電圧を安定に維持しつつ制御することができる。
本発明の実施例による単一デルタブリッジセルを用いたモジュラーマルチレベルカスケード型の電力変換器の回路図である。 本発明の実施例による電力変換器の統括制御手段のブロック図である。 本発明の実施例による電力変換器の平均値制御部のブロック線図である。 本発明の実施例による電力変換器の循環電流制御部のブロック線図である。 本発明の実施例による電力変換器のバランス制御部のブロック線図であって、（ａ）はｕ相バランス制御部、（ｂ）はｖ相バランス制御部、（ｃ）はｗ相バランス制御部のブロック線図である。 本発明の実施例による電力変換器の電力制御部のブロック線図である。 本発明の実施例による電力変換器の電圧指令値生成部のブロック線図であって、（ａ）はｕ相の、（ｂ）はｖ相の、（ｃ）はｗ相の、それぞれ電圧指令値の生成を示すブロック線図である。 本発明の実施例による電力変換器において、逆相無効電力制御を実行したときの実験波形を示す図である。 本発明の実施例による電力変換器において、正相無効電力制御、逆相無効電力制御および有効電力制御を同時に実行したときの実験波形を示す図である。 本発明の実施例による電力変換器の、逆相無効電力制御時の過渡特性についての実験波形を示す図である。 本発明の実施例による電力変換器の、低周波数有効電力制御の実験波形を示す図である。 単一デルタブリッジセルを用いたモジュラーマルチレベルカスケード型の電力変換器の回路図である。 フリッカ補償装置の一般的構成を示す図である。 ＳＶＣを用いたフリッカ補償装置を示す回路図である。 非特許文献６に記載されたフリッカ補償装置を示す回路図である。
図１は、本発明の実施例による単一デルタブリッジセルを用いたモジュラーマルチレベルカスケード型の電力変換器の回路図である。図１に示すモジュラーマルチレベルカスケード変換器１００の、統括制御手段１以外の回路構成は、図１２に示した回路構成と同様である。
単一デルタブリッジセルを用いたモジュラーマルチレベルカスケード型の電力変換器１００は、内部にデルタ結線部１０を備える。デルタ結線部１０の各相上には、１つのブリッジセルまたは複数が直列接続されたブリッジセルが設けられる。すなわち、ブリッジセルは、デルタ結線部１０上の各相ｕ、ｖおよびｗにおいて、１個、あるいは複数個直列接続されたとして設けられる。図１に示す例では、デルタ結線上の各相において、直列接続された３つのブリッジセル１１ｕ−ｊ、１１ｖ−ｊおよび１１ｗ−ｊ（ただし、ｊ＝１〜３）がそれぞれ設けられる。以下、本発明の実施例においてはブリッジセルの個数を３個として説明するが、デルタ結線部１０上の各相において設けられるブリッジセルの個数は本発明を限定するものではなく、１個のみ、または、直列接続された複数個であってもよい。なお、図１において、電力変換器１００のデルタ結線部１０上の各相のリアクトル成分はＬで表している。
各ブリッジセル１１ｕ−ｊ、１１ｖ−ｊおよび１１ｗ−ｊ（ただし、ｊ＝１〜３）は、直流コンデンサＣと、この直流コンデンサＣに２つ並列接続される半導体スイッチ群と、を有する。各半導体スイッチ群は、直列接続された２つの半導体スイッチをそれぞれ有する。半導体スイッチは、オン時に一方向に電流を通す半導体スイッチング素子と、この半導体スイッチング素子に逆並列に接続された帰還ダイオードと、を有する。
図１において、系統側の電源電圧の各相の相電圧をｖSu、ｖSvおよびｖSw、電源電流をｉu、ｉvおよびｉwとする。また、電力変換器１００のデルタ結線部１０の各相にそれぞれ流入する変換器電流をｉuv、ｉvwおよびｉwuとする。また、電力変換器１００のデルタ結線部１０の各相の出力電圧、すなわち電力変換器１００の出力端子における線間電圧をｖuv、ｖvwおよびｖwuとする。また、各ブリッジセル１１ｕ−ｊ、１１ｖ−ｊおよび１１ｗ−ｊ内の直流コンデンサの電圧をｖCju、ｖCjvおよびｖCjw（ただし、ｊ＝１〜３）とする。
統括制御手段１は、電力変換器１００の各ブリッジセル１１ｕ−ｊ、１１ｖ−ｊおよび１１ｗ−ｊ内の半導体スイッチのスイッチング動作の制御に用いられるスイッチング信号を演算処理により生成するものであり、例えばＤＳＰやＦＰＧＡなどの演算処理装置で実現される。公知の検出器によって検出された、電力変換器１００のデルタ結線部１０の各相にそれぞれ流入する変換器電流ｉuv、ｉvwおよびｉwu、各ブリッジセル１１ｕ−ｊ、１１ｖ−ｊおよび１１ｗ−ｊ内の直流コンデンサの電圧ｖCju、ｖCjvおよびｖCjw、電力変換器１００のデルタ結線部１０の各相の出力電圧すなわち電力変換器１００の出力端子における線間電圧ｖuv、ｖvwおよびｖwu、が、統括制御手段１に入力され、統括制御手段１において演算処理が実行される。
電源電流ｉu、ｉvおよびｉwと変換器電流ｉuv、ｉvwおよびｉwuとの間には式１〜３が成り立つ。
このとき、デルタ結線部１０内を循環する電流（以下、「循環電流」と称する。）ｉZは式４のように表わされる。
単一デルタブリッジセル（ＭＭＣＣ−ＳＤＢＣ）を用いた電力変換器１００は、上述したようにデルタ結線内に流れる循環電流ｉZを制御することにより逆相無効電力を調整することができるが、本発明の実施例ではさらに、この循環電流ｉZを、各チョッパセル内の直流コンデンサの電圧を安定に維持するための制御にも用いる。
図２は、本発明の実施例による電力変換器の統括制御手段のブロック図である。本発明の実施例による電力変換器１００の統括制御手段１は、平均値制御部２１と、循環電流制御部２２と、ｕ相バランス制御部２３−ｕと、ｖ相バランス制御部２３−ｖと、ｗ相バランス制御部２３−ｗと、電力制御部２４と、電圧指令値生成部２５と、を備える。統括制御手段１は、例えばＤＳＰやＦＰＧＡなどの演算処理装置で実現される。なお、本発明の実施例においてはブリッジセルの個数を一例として３個としたので、図２においてｊ＝１〜３である。
平均値制御（ａｖｅｒａｇｅ ｃｏｎｔｒｏｌ）部２１および循環電流制御（ｃｉｒｃｕｌａｔｉｎｇ−ｃｕｒｒｅｎｔ ｃｏｎｔｒｏｌ）部２２は、三相全ての直流コンデンサの電圧値を平均して得られた直流コンデンサ三相分平均値ｖCaveに、ｕ相、ｖ相、およびｗ相の各相ごとの直流コンデンサの電圧値を平均して得られた直流コンデンサ相別平均値ｖCuave、ｖCvaveおよびｖCwaveそれぞれが追従するよう、デルタ結線部１０内を流れる循環電流ｉZを制御する。
図３は、本発明の実施例による電力変換器の平均値制御部のブロック線図である。ｕ相、ｖ相、およびｗ相の各相ごとの直流コンデンサの電圧値を平均して得られた直流コンデンサ相別平均値ｖCuave、ｖCvaveおよびｖCwaveは、式５〜７のように表わされる。
なお、ｕ相、ｖ相、およびｗ相の各相においてブリッジセル１１ｕ−１、１１ｖ−１および１１ｗ−１が１つのみ設けられる場合は、ブリッジセル１１ｕ−１、１１ｖ−１および１１ｗ−１の各直流コンデンサの電圧値ＶC1u、ＶC1vおよびＶC1wが、そのまま直流コンデンサ相別平均値ｖCuave、ｖCvaveおよびｖCwaveに対応することになる。
三相全ての直流コンデンサの電圧値を平均して得られた直流コンデンサ三相分平均値ｖCaveは、式８のように表わされる。
平均値制御部２１は、各直流コンデンサ相別平均値ｖCuave、ｖCvaveおよびｖCwaveを直流コンデンサ三相分平均値ｖCaveに追従させるフィードバックループを構成するため、直流コンデンサ三相分平均値ｖCaveと各直流コンデンサ相別平均値ｖCuave、ｖCvaveおよびｖCwaveとに基づいて、循環電流指令値ｉZ *を生成する。具体的には、直流コンデンサ三相分平均値ｖCaveとｕ相の直流コンデンサ相別平均値ｖCuaveとの差にゲイン「Ｋ1＋Ｋ2／ｓ」をかけ、位相分を加味したものと、直流コンデンサ三相分平均値ｖCaveとｖ相の直流コンデンサ相別平均値ｖCvaveとの差にゲイン「Ｋ1＋Ｋ2／ｓ」をかけ、位相分を加味したものと、直流コンデンサ三相分平均値ｖCaveとｗ相の直流コンデンサ相別平均値ｖCwaveとの差にゲイン「Ｋ1＋Ｋ2／ｓ」をかけ、位相分を加味したものと、を加算することで、循環電流指令値ｉZ *を生成する。なお、式５〜８に基づいて算出される直流コンデンサ三相分平均値ｖCaveならびに各直流コンデンサ相別平均値ｖCuave、ｖCvaveおよびｖCwaveは、実際には直流成分のほかに交流成分を含んでいるが、この交流成分は制御系にとっては外乱となる。したがって、図３に示す平均値制御部２１による演算処理では、算出された各平均値について直流成分のみを抽出したものを用いる。直流成分の抽出方法は公知のものを用いればよく、例えば、ローパスフィルタを用いる方法、理論近似式を利用する方法、移動平均（１００Ｈｚ）を利用する方法などがある。
平均値制御部２１による演算処理において、各相において加味される上記位相分は、電源側のｕ相の相電圧の位相成分を「ｓｉｎωｔ」としてこれを基準としたものであり、したがって「ｓｉｎ（ωｔ＋π／６）」は電力変換器１００のｕ−ｖ相間の出力端子における線間電圧ｖuvと同相成分を表わす。ここで、電力変換器１００に対する有効電力の流出入についての平均値制御部２１による効果を例えばｕ相分について検討すると、直流コンデンサ三相分平均値ｖCaveがｕ相の直流コンデンサ相別平均値ｖCuaveよりも大きい場合、循環電流ｉZ（本制御により循環電流指令値ｉZ *に追従しているものとすると「ｉZ＝ｉZ *」である。）はｕ−ｖ相間の線間電圧ｖuvと同相成分を含むので、線間電圧ｖuvと循環電流ｉZとで正の有効電力を形成することになる。その結果、電力変換器１００のｕ相に正の有効電力が流入し、ｕ相の直流コンデンサ相別平均値ｖCuaveの電圧は増加する。一方、直流コンデンサ三相分平均値ｖCaveがｕ相の直流コンデンサ相別平均値ｖCuaveよりも小さい場合、循環電流ｉZはｕ−ｖ相間の線間電圧ｖuvと逆相成分を含むことになるので、線間電圧ｖuvと循環電流ｉZとで負の有効電力を形成する。その結果、電力変換器１００のｕ相に負の有効電力が流入（すなわち電力変換器１００のｕ相から正の有効電力が流出）し、ｕ相の直流コンデンサ相別平均値ｖCuaveの電圧は減少する。
図４は、本発明の実施例による電力変換器の循環電流制御部のブロック線図である。循環電流ｉZは式４で算出されるが、循環電流制御部２２は、この循環電流ｉZを循環電流指令値ｉZ *に追従させるフィードバックループを形成する。すなわち、循環電流制御部２２は、平均値制御部２１によって生成された循環電流指令値ｉZ *に循環電流ｉZが追従するよう、半導体スイッチのスイッチング動作を制御するための、各相共通の第１の指令値ｖA *を生成する。
図５は、本発明の実施例による電力変換器のバランス制御部のブロック線図であって、（ａ）はｕ相バランス制御部、（ｂ）はｖ相バランス制御部、（ｃ）はｗ相バランス制御部のブロック線図である。バランス制御（ｂａｌａｎｃｉｎｇ ｃｏｎｔｒｏｌ）は、各相ごと、なおかつ当該相内の各ブリッジセルごとに実行される。なお、本発明の実施例においてはブリッジセルの個数を一例として３個としたので、図５においてｊ＝１〜３である。
ｕ相バランス制御部２３−ｕ、ｖ相バランス制御部２３−ｖ、およびｗ相バランス制御部２３−ｗは、それぞれ図５（ａ）〜図５（ｃ）および式９〜１１に示すように、電力変換器１００の各ブリッジセル１１ｕ−ｊ、１１ｖ−ｊおよび１１ｗ−ｊ（ただし、ｊ＝１〜３）の出力電圧ｖCju、ｖCjvおよびｖCjwと、デルタ結線部１０のｕ相、ｖ相およびｗ相の各相にそれぞれ流入する変換器電流ｉuv、ｉvwおよびｉwuと、の間で有効電力を形成することで電圧バランスを実現する。
すなわち、ｕ相バランス制御部２３−ｕ、ｖ相バランス制御部２３−ｖ、およびｗ相バランス制御部２３−ｗは、各相内の各ブリッジセル１１ｕ−ｊ、１１ｖ−ｊおよび１１ｗ−ｊごとに、当該相の直流コンデンサ相別平均値と当該ブリッジセル内の直流コンデンサの電圧値との偏差と、当該相に流入する交流電流の値と、を乗算することで得られた値を用いて、当該ブリッジセル内の前記半導体スイッチのスイッチング動作を制御するための第２の指令値ｖBju *、ｖBjv *およびｖBjw *を生成する。具体的には、ｕ相バランス制御部２３−ｕは、図５（ａ）および式９に示すように、直流コンデンサ相別平均値ｖCuaveとブリッジセル１１ｕ−ｊ内の直流コンデンサｖCjuの電圧値との偏差と、電力変換器１００のｕ相に流入する交流電流ｉuvの値と、を乗算し、これにゲインＫ4をかけることで、ｕ相についての第２の指令値ｖBju *を生成する。また、ｖ相バランス制御部２３−ｖは、図５（ｂ）および式１０に示すように、直流コンデンサ相別平均値ｖCvaveとブリッジセル１１ｖ−ｊ内の直流コンデンサｖCjvの電圧値との偏差と、電力変換器１００のｖ相に流入する交流電流ｉvwの値と、を乗算し、これにゲインＫ4をかけることで、ｖ相についての第２の指令値ｖBjv *を生成する。また、ｗ相バランス制御部２３−ｗは、図５（ｃ）および式１１に示すように、直流コンデンサ相別平均値ｖCwaveとブリッジセル１１ｗ−ｊ内の直流コンデンサｖCjwの電圧値との偏差と、電力変換器１００のｗ相に流入する交流電流ｉwuの値と、を乗算し、これにゲインＫ4をかけることで、ｗ相についての第２の指令値ｖBjw *を生成する。
図６は、本発明の実施例による電力変換器の電力制御部のブロック線図である。電力制御部２４は、正相無効電力制御、逆相無効電力制御および有効電力制御のうち少なくとも１つを実行するための線間電圧指令値である第３の指令値ｖuv *、ｖvw *、およびｖwv *を生成する。図６に示すブロック線図は、無効電力補償装置（ＳＴＡＴＣＯＭ）についての正相無効電力制御、逆相無効電力制御および有効電力制御のための制御ブロックとして一般的なものである。図６において、ｐ*は電源側瞬時有効電力指令値、ｑ*は電源側瞬時無効電力指令値を表わす。直流コンデンサ三相分平均値ｖCaveを直流コンデンサの電圧指令値ｖC *に追従させるフィードバックループを構成し、ｄ軸電流指令値ｉd *に追従させる。
正相無効電力制御を実行する場合には電力制御部２４の電源側瞬時有効電力指令値ｐ*にゼロ（０）を与えると共に電源側瞬時無効電力指令値ｑ*に直流成分をそれぞれ与え、逆相無効電力制御を実行する場合には、電力制御部２４の電源側瞬時有効電力指令値ｐ*および電源側瞬時無効電力指令値ｑ*に２次成分（位相差９０度）を与える。また、有効電力制御を実行する場合には、電力制御部２４の電源側瞬時無効電力指令値ｑ*にゼロ（０）を与え、電源側瞬時有効電力指令値ｐ*に低周波数成分を与える。電力制御部２４は、これら各制御を適宜組み合わせて実行する。線間電圧指令値である第３の指令値ｖuv *、ｖvw *、およびｖwu *は電源電流の非干渉制御より決定する。
平均値制御部２１および循環電流制御部２２により生成された第１の指令値ｖA *、ｕ相バランス制御部２３−ｕ、ｖ相バランス制御部２３−ｖ、およびｗ相バランス制御部２３−ｗにより生成された第２の指令値ｖBju *、ｖBjv *およびｖBjw *、ならびに電力制御部２４により生成された第３の指令値ｖuv *、ｖvw *、およびｖwv *は、電圧指令値生成部２５に入力される。
図７は、本発明の実施例による電力変換器の電圧指令値生成部のブロック線図であって、（ａ）はｕ相の、（ｂ）はｖ相の、（ｃ）はｗ相の、それぞれ電圧指令値の生成を示すブロック線図である。なお、本発明の実施例においてはブリッジセルの個数を一例として３個としたので、図５においてｊ＝１〜３である。
電圧指令値生成部２５は、電力変換器１００の各ブリッジセル１１ｕ−ｊ、１１ｖ−ｊおよび１１ｗ−ｊ内の半導体スイッチのスイッチング動作を制御するスイッチング指令値を生成するためのスイッチング指令値生成部としての機能を有する。電圧指令値生成部２５は、図７（ａ）に示すように、第１の指令値ｖA *と、第２の指令値ｖBju *と、第３の指令値ｖuv *をブリッジセルの個数で割った値（本発明の実施例では「３」）と、を加算して、ｕ相の各ブリッジセル１１ｕ−ｊの電圧指令値ｖju *を生成し、図７（ｂ）に示すように、第１の指令値ｖA *と、第２の指令値ｖBjv *と、第３の指令値ｖvw *を３で割った値と、を加算して、ｖ相の各ブリッジセル１１ｖ−ｊの電圧指令値ｖjv *を生成し、図７（ｃ）に示すように、第１の指令値ｖA *と、第２の指令値ｖBjw *と、第３の指令値ｖwu *を３で割った値と、を加算して、ｗ相の各ブリッジセル１１ｗ−ｊの電圧指令値ｖjw *を生成する。
生成された電圧指令値ｖju *、ｖjv *およびｖjw *は各直流コンデンサの電圧ｖCで規格化され、スイッチング指令値として利用される。このスイッチング指令値は、スイッチング制御手段（図示せず）によりキャリア周波数ｆcの三角波キャリア信号（最大値：１、最小値：−１）と比較され、ＰＷＭスイッチング信号が生成される。このＰＷＭスイッチング信号の生成は、例えばＤＳＰやＦＰＧＡなどの演算処理装置を用いて実現される。生成されたＰＷＭスイッチング信号は、対応するブリッジセル１１−ｊ内の半導体スイッチのスイッチング制御に用いられる。
次に、本発明の実施例による電力変換器１００の実験結果について説明する。実験は、電力変換器１００を、無効電力補償装置として用いた場合を想定し、電力系統を模した交流電源を相電圧１００Ｖ、容量５ｋＶＡ、周波数５０Ｈｚとした。表１に実験に用いた回路パラメータを示す。
なお、実験波形の計測には横河電機社製ＰＣベース計測器「ＷＥ７０００」を使用し、サンプリング速度は、図８〜１０では１００ｋＳ／ｓとし、図１１では２０ｋＳ／ｓとした。
図８は、本発明の実施例による電力変換器において、逆相無効電力制御を実行したときの実験波形を示す図である。実験では、各ブリッジセルの直流コンデンサ電圧の容量Ｃを１６．４ｍＦ、変換器の単位静電定数を５３ｍｓとし、５ｋＶＡの定格逆相無効電力を補償するよう動作させた。電源電圧ｖSu、ｖSv、およびｖSwに対し、逆相の無効電流ｉu、ｉw、およびｉv（もしくはｉuv、ｉwu、およびｉvw）が流れていることがわかる。
図９は、本発明の実施例による電力変換器において、正相無効電力制御、逆相無効電力制御および有効電力制御を同時に実行したときの実験波形を示す図である。実験では、電力変換器１００をフリッカ補償装置として動作させた場合を想定し、各ブリッジセルの直流コンデンサ電圧の容量Ｃを１６．４ｍＦ、変換器の単位静電定数を５３ｍｓとし、１．７ｋＶＡの正相無効電力および１．７ｋＶＡの逆相無効電力を補償するよう動作させ、なおかつ有効電力が１０Ｈｚ、１．７ｋＶＡとなるよう制御した。図９から、ｕ相、ｖ相およびｗ相の各相の直流コンデンサの電圧ｖC1u、ｖC1vおよびｖC1wが安定して維持できていることがわかる。また、ｄ軸電流ｉdには１００Ｈｚ成分（すなわち電源周波数の２倍）および１０Ｈｚ成分が乗っており、ｑ軸電流ｉqには直流成分および１００Ｈｚ成分が乗っていることがわかる。
図１０は、本発明の実施例による電力変換器の、逆相無効電力制御時の過渡特性についての実験波形を示す図である。実験では、各ブリッジセルの直流コンデンサ電圧の容量Ｃを１６．４ｍＦ、変換器の単位静電定数を５３ｍｓとし、無効電力指令値を２．５ｋＶＡから５ｋＶＡに（すなわち定格の５０％から１００％に）ランプ関数状（２．５ｋＶＡ／２０ｍｓ）に増加させ、２０ｍｓ後に５ｋＶＡから２．５ｋＶＡにランプ関数状（−２．５ｋＶＡ／２０ｍｓ）に減少させた。ｕ相、ｖ相およびｗ相の各相の直流コンデンサの電圧ｖC1u、ｖC1vおよびｖC1wは過渡時に若干の変動があるもの、徐々に安定に維持できていることがわかる。また、逆相の無効電流ｉu、ｉw、およびｉv（もしくはｉuv、ｉwu、およびｉvw）も制御できていることがわかる。
図１１は、本発明の実施例による電力変換器の、低周波数有効電力制御の実験波形を示す図である。実験では、各ブリッジセルの直流コンデンサ電圧の容量Ｃを０．９Ｆ、変換器の単位静電定数を２．９ｍｓとし、有効電力が１Ｈｚ、５ｋＶＡとなるよう制御した。本実験では無効電力を補償していないので、図１１に示すように循環電流ｉZは流れていない。このような条件下でもｕ相、ｖ相およびｗ相の各相の直流コンデンサの電圧ｖC1u、ｖC1vおよびｖC1wは過渡時に若干の変動があるもの、安定に維持できていることがわかる。
このように図８〜１１に示す実験波形から、本発明により、単一デルタブリッジセルを用いたモジュラーマルチレベルカスケード型の電力変換器について、高速な正相および逆相の無効電力制御、ならびに低周波数の有効電力制御を実行しながら、全ての動作モードにおいて直流コンデンサの電圧を安定に維持しつつ制御することができることが示された。
このような本発明による単一デルタブリッジセルを用いたモジュラーマルチレベルカスケード型の電力変換器をフリッカ補償装置に用いた場合、フリッカ補償率の点でも従来技術と比べてより有利な効果を奏する。例えは、本発明を適用する単一デルタブリッジセルを用いたモジュラーマルチレベルカスケード型の電力変換器で用いられる各素子を、非特許文献６に記載されたフリッカ補償装置を構成する単相ブリッジＩＥＧＴモジュールで用いられた素子と同じスイッチング周波数および電圧電流定格を有し、かつ素子の個数も両者同じであると仮定した場合、単相ブリッジＩＥＧＴモジュールは本発明における上述の単一デルタブリッジセルに相当し、その構成は同一であるので、本発明によるモジュラーマルチレベルカスケード型の電力変換器を用いたフリッカ補償装置は、非特許文献６に記載されたフリッカ補償装置と同等のフリッカ補償率７４％を少なくとも達成することはできる。また、本発明を適用する単一デルタブリッジセルを用いたモジュラーマルチレベルカスケード型の電力変換器で用いられる各半導体スイッチング素子を低耐圧のＩＧＢＴ（例えば１．７ｋＶ耐圧のＩＧＢＴ）とした場合、本発明における単一デルタブリッジセルの数は、非特許文献６の場合の単相ブリッジＩＥＧＴモジュールの個数に比べて増加するが、高いスイッチング周波数（例えば２ｋＨｚ）に設定できるので、上述の７４％よりも高いフリッカ補償率が期待できる。
また、本発明では、非特許文献６に記載されたフリッカ補償装置におけるような多巻線変圧器を用いない。すなわち、本発明によれば多巻線変圧器を用いずに高圧化および大容量化を実現することができるので、高圧化および大容量化しても変換器重量、体積およびコストの大幅な増大を避けることができる点で非特許文献６に記載されたフリッカ補償装置より有利である。またさらに、本発明では多巻線変圧器を用いないので、例えば設計変更の要求があっても、相毎のコンバータ数の変更が比較的容易である利点がある。
本発明は、単一デルタブリッジセルを用いたモジュラーマルチレベルカスケード型の電力変換器の制御に適用することができる。本発明を適用した単一デルタブリッジセルを用いたモジュラーマルチレベルカスケード型の変換器では、高速な正相および逆相の無効電力制御、ならびに低周波数の有効電力制御を実行しながらも、直流コンデンサの電圧は安定に維持される。例えばアーク炉用電圧フリッカ補償装置の場合、アーク炉に起因する電圧降下および電圧変動を抑制するため、高速な正相および逆相の無効電力制御、ならびに低周波数の有効電力制御を実行することができる大容量の無効電力補償装置を用いる必要があるが、本発明を適用した単一デルタブリッジセルを用いたモジュラーマルチレベルカスケード型の電力変換器は、このような用途に最適である。
１ 統括制御手段
１０ デルタ結線部
１１ｕ−ｊ、１１ｖ−ｊ、１１ｗ−ｊ ブリッジセル
２１ 平均値制御部
２２ 循環電流制御部
２３−ｕ ｕ相バランス制御部
２３−ｖ ｖ相バランス制御部
２３−ｗ ｗ相バランス制御部
２４ 電力制御部
２５ 電圧指令値生成部
１００ 電力変換器
Ｃ 直流コンデンサ

Claims (14)

  1. 直流コンデンサと、
    直列接続された２つの半導体スイッチを有する半導体スイッチ群と、
    前記直流コンデンサと、前記直流コンデンサに２つ並列接続される前記半導体スイッチ群と、を有するブリッジセルと、
    １つまたは複数が直列接続された前記ブリッジセルがデルタ接続されたデルタ結線部と、
    三相全ての前記直流コンデンサの電圧値を平均して得られた直流コンデンサ三相分平均値に、各相ごとの前記直流コンデンサの電圧値を平均して得られた直流コンデンサ相別平均値それぞれが追従するよう、前記デルタ結線部内を流れる循環電流を制御する制御部と、
    を備えることを特徴とする電力変換器。
  2. 前記制御部は、
    前記直流コンデンサ三相分平均値と各前記直流コンデンサ相別平均値とに基づいて、循環電流指令値を生成する平均値制御部と、
    前記循環電流指令値に前記循環電流が追従するよう制御する循環電流制御部と、
    を備える請求項１に記載の電力変換器。
  3. 前記循環電流制御部は、前記循環電流指令値に前記循環電流が追従するよう、前記半導体スイッチのスイッチング動作を制御するための、各相共通の第１の指令値を生成する請求項２に記載の電力変換器。
  4. 各相内の各前記ブリッジセルごとに、当該相の前記直流コンデンサ相別平均値と当該ブリッジセル内の直流コンデンサの電圧値との偏差と、当該相に流入する交流電流の値と、を乗算することで得られた値を用いて、当該ブリッジセル内の前記半導体スイッチのスイッチング動作を制御するための第２の指令値を生成するバランス制御部をさらに備える請求項３に記載の電力変換器。
  5. 正相無効電力制御、逆相無効電力制御および有効電力制御のうち少なくとも１つを実行するための第３の指令値を生成する電力制御部をさらに備える請求項４に記載の電力変換器。
  6. 前記第１の指令値と前記第２の指令値と前記第３の指令値とを用いて各前記ブリッジセル内の前記半導体スイッチのスイッチング動作を制御するスイッチング指令値を生成するスイッチング指令値生成部をさらに備える請求項５に記載の電力変換器。
  7. 各前記半導体スイッチは、
    オン時に一方向に電流を通す半導体スイッチング素子と、
    該半導体スイッチング素子に逆並列に接続された帰還ダイオードと、
    を有する請求項１〜６のいずれか一項に記載の電力変換器。
  8. 直列接続された２つの半導体スイッチを有する半導体スイッチ群が直流コンデンサに２つ並列接続されることで構成されたブリッジセルが、デルタ結線部上の各相において、１つもしくは直列接続された複数設けられる電力変換器の制御方法であって、
    三相全ての前記直流コンデンサの電圧値を平均した値である直流コンデンサ三相分平均値、および各相ごとの前記直流コンデンサの電圧値を平均した値である直流コンデンサ相別平均値を生成する平均値算出ステップと、
    前記直流コンデンサ三相分平均値に、各前記直流コンデンサ相別平均値それぞれが追従するよう、前記デルタ結線部内を流れる循環電流の値を制御する制御ステップと、
    を備えることを特徴とする電力変換器の制御方法。
  9. 前記制御ステップは、
    前記直流コンデンサ三相分平均値と各前記直流コンデンサ相別平均値とに基づいて、循環電流指令値を生成する平均値制御ステップと、
    前記循環電流指令値に前記循環電流が追従するよう制御する循環電流制御ステップと、
    を備える請求項８に記載の電力変換器の制御方法。
  10. 前記循環電流制御ステップは、前記循環電流指令値に前記循環電流が追従するよう、前記半導体スイッチのスイッチング動作を制御するための、各相共通の第１の指令値を生成する請求項９に記載の電力変換器の制御方法。
  11. 各相内の各前記ブリッジセルごとに、当該相の前記直流コンデンサ相別平均値と当該ブリッジセル内の直流コンデンサの電圧値との偏差と、当該相に流入する交流電流の値と、を乗算することで得られた値を用いて、当該ブリッジセル内の前記半導体スイッチのスイッチング動作を制御するための第２の指令値を生成するバランス制御ステップをさらに備える請求項１０に記載の電力変換器の制御方法。
  12. 正相無効電力制御、逆相無効電力制御および有効電力制御のうち少なくとも１つを実行するための第３の指令値を生成する電力制御ステップをさらに備える請求項１１に記載の電力変換器の制御方法。
  13. 前記第１の指令値と前記第２の指令値と前記第３の指令値とを用いて各前記ブリッジセル内の前記半導体スイッチのスイッチング動作を制御するスイッチング指令値を生成するスイッチング指令値生成ステップをさらに備える請求項１２に記載の電力変換器の制御方法。
  14. 各前記半導体スイッチは、
    オン時に一方向に電流を通す半導体スイッチング素子と、
    該半導体スイッチング素子に逆並列に接続された帰還ダイオードと、
    を有する請求項８〜１３のいずれか一項に記載の電力変換器の制御方法。
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