JPWO2010073866A1 - ハイブリッド車両の電動機制御装置および駆動装置 - Google Patents

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    • F16H37/084—Combinations of mechanical gearings, not provided for in groups F16H1/00 - F16H35/00 comprising essentially only toothed or friction gearings with a plurality of driving or driven shafts; with arrangements for dividing torque between two or more intermediate shafts with differential gearing with arrangements for dividing torque between two or more intermediate shafts, i.e. with two or more internal power paths at least one power path being a continuously variable transmission, i.e. CVT
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Abstract

エンジン，駆動輪，第１，第２電動機および伝動機構を備えるハイブリッド駆動装置の、一方の電動機のセンサレスベクトル制御の信頼性を向上。初期状態判定時間を短縮。トルク変動を防止。第１電動機（１０Ｇ）をセンサレスベクトル制御する電動機制御装置（３０Ｇ）に、位置角を算出する低速用演算（４４）および高速用演算（４５）ならびに位置角演算選択（４６）を備えて、該位置角演算選択によって、エンジンおよび第２電動機（１０Ｍ）の回転速度（ωｅ，ωｍ）、ならびに、伝動機構のギア数（Ｎａ〜Ｎｆ）、に基づいて第１電動機の回転速度（ωｇ）を算出し、それが設定値（ωＴ）以下であると低速用演算（４４）により算出する位置角を、設定値を超えると高速用演算（４５）により算出する位置角を、センサレスベクトル制御のための３相／２軸変換および２軸／３相変換に参照する位置角（θ）、とする。

Description

本発明は、ハイブリッド車両の電動機制御装置に関し、特に、エンジンで駆動されて発電する電動機と駆動輪を駆動する電動機の一方を、センサレスベクトル制御により駆動制御する電動機制御装置に関する。本発明の電動機制御装置は、ハイブリッド車両の駆動装置に用いることができる。
特許文献１は、同期電動機の、ベクトル制御の２軸（ｄ軸，ｑ軸）の電流，電圧を周期的にサンプリングして誘起電圧を算出し、該誘起電圧およびｄ，ｑ軸電流，電圧に基づいて回転子の位置角θを算出する、センサレス位置角検出を記載している。このセンサレス位置角検出は、誘起電圧を正確に算出できる速度で同期電動機が回転しているときに採用される高速用位置角演算である。誘起電圧が低い電動機停止中又は低速時は、位置角演算不能または演算誤差大となり、適用できない。特許文献１には更に、エンジン，駆動輪，第１電動機，第２電動機、および、エンジンに第１電動機を、駆動輪に第２電動機およびエンジンを連結する伝動機構、の組合せでなる、ハイブリッド車両の駆動装置が記載されている。
特許文献２および３にも、ハイブリッド車両駆動装置が記載されているが、これらでは、位置角算出のために、回転子の位置角を表す位置角信号を発生するレゾルバを用いており、センサレス位置角検出は行っていない。
特許文献４は、電動機ベクトル制御のｄ軸電圧指令，電動機のｄ，ｑ軸電流に基づいて電動機の誘起電圧を算出し、該誘起電圧ならびにｄ軸電圧指令およびｄ，ｑ軸電流に基づいて位置角θを算出する位置演算が記載されている。これも高速用位置角演算である。
特開平 １１−２７５８８４号公報 特開２００２− ３９００８号公報 特開２００５−１０５９５７号公報 特開２００７−２３６０１５号公報
ベクトル制御による電動機のセンサレス駆動制御における位置角算出には、これらの他に、電動機に高周波電流を通電（注入）し、あるいは電動機電流の高調波成分に着目して、高周波電流又は高調波電流と電圧に基づいて直交２軸のインダクタンスＬｄ，Ｌｑを推定し、Ｌｄ，Ｌｑをパラメータとして位置角を算出する、高周波利用の位置角算出もある。これによれば、誘起電圧が低い電動機停止中又は低速時でも、注入する高周波電流又はＰＷＭ制御による駆動電圧印加により発生する高調波電流があるので、位置角演算が可能で演算精度が高い。しかし、高トルク（高電流）通電時は、磁気飽和によりインダクタンスＬｄ，Ｌｑの推定誤差が大きくなる。すなわち位置角演算誤差大となる。したがって、２軸インダクタンスに着目する位置角算出は、電動機が停止あるいは低速回転しているときに採用される低速用位置角演算である。
そこで従来は、電動機駆動を開始するとき、３相を短絡して、所定時間の経過を待って３相電流を検出し、３相電流が閾値より大きいと電動機が明らかに回転しているとして高速用位置角演算を採用し、閾値以下であると停止又は回転が不明確として低速用位置角演算を採用する、初期状態判定が考えられている。
しかし、該初期状態判定では、３相を短絡して所定時間の経過を待つので、初期状態判定に時間がかかり、電動機の駆動立上げに遅れを生ずる。また、３相短絡は、電動機が回転していると制動トルクを伝動機構に加えることになり、伝動機構にショックを生ずる。
本発明は、エンジン，駆動輪，第１電動機，第２電動機およびこれらの間を連結する伝動機構を備えるハイブリッド駆動装置の、一方の電動機をセンサレスベクトル制御により駆動し、該センサレスベクトル制御の信頼性を高くすることを第１の目的とする。該一方の電動機の初期状態判定に要する時間を短縮することを第２の目と的とし、初期状態判定による該一方の電動機のトルク変動を防止することを第３の目的とする。
（１）第１電動機(10G)，車両のエンジンに第１電動機を駆動連結する作動機構、及び、駆動輪に駆動連結した第２電動機(10M)を備えるハイブリッド駆動装置において、
前記エンジンの回転速度を検出するエンジン回転速度センサと、
前記第２電動機の磁極位置を検出する磁極位置センサ(10R)と、
前記第１電動機に流れる電流を検出する電流センサ(14,15)と、
該電流センサで検出した電流に基づいて第１電動機の磁極位置を推定して、第１電動機を駆動制御するセンサレス電動機制御装置(30G)と、
前記磁極位置センサで検出した磁極位置に基づいて第２電動機を駆動制御する第２電動機制御装置(30M)と、を備えることを特徴とするハイブリッド駆動装置。
なお、理解を容易にするためにカッコ内には、図面に示し後述する実施例の対応又は相当要素又は事項の符号を、例示として参考までに付記した。以下も同様である。
第１電動機の磁極位置を検出する磁極位置センサ（レゾルバなど）が不要となるため低コスト化できる。駆動輪に直接駆動連結される第２電動機は磁極位置センサを用いるため、駆動輪に出力するトルクを高精度に制御できるため、運転者に違和感を与えることがない。
（２）前記センサレス電動機制御装置(30G)は、
前記電流センサ(14,15)で検出した電流に基づいて前記第１電動機(10G)の磁極位置を推定する高速用推定手段(45)および前記第１電動機に高周波電流を重畳して磁極位置を推定する低速用推定手段(44)と、
前記磁極位置センサ(10R)で検出した前記第２電動機(10M)の磁極位置に基づいて前記第２電動機の回転速度を算出し、該第２電動機の回転速度と前記エンジン回転速度センサとに基づいて前記第１電動機(10G)の回転速度を算出する第１電動機回転速度算出手段(51)と、
該第１電動機回転速度算出手段で算出した前記第１電動機の回転速度に基づいて前記高速用推定手段と前記低速用推定手段を選択する選択手段(46,53)と、
を含み、
該選択手段で選択した前記高速用推定手段または前記低速用推定手段で推定した磁極位置に基づいて前記第１電動機を駆動制御する、ことを特徴とする上記（１）に記載ハイブリッド駆動装置。
これによれば、第１電動機の回転速度をエンジンの回転速度と第２電動機の回転速度とに基づいて算出して高速用推定手段と低速用推定手段と選択して第１電動機の磁極位置を推定するため、第１電動機の初期状態判定に要する時間を短縮することができる。
上記（１）および（２）の１実施態様では、第１電動機(10G)をセンサレスベクトル制御により駆動する電動機制御装置（30G）に、第１電動機(10G)の回転子の位置角(θ)を算出する低速用位置演算機能(44)および高速用位置演算機能(45)ならびに位置角演算選択機能(46,53)を備えて、該位置角演算選択機能(46,53)によって、エンジンおよび第２電動機(10M)の回転速度(ωe,ωm)、ならびに、前記伝動機構の、エンジン，第１電動機および第２電動機の連結に係わるギア数(Na〜Nf)、に基づいて第１電動機の回転速度(ωg)を算出し、該回転速度が設定値(ωT)以下であると低速用位置演算機能(44)により算出する位置角(θ)を、設定値を超えると高速用位置演算機能(45)により算出する位置角(θ)を、前記電動機制御装置(30G)の、ベクトル制御のための３相／２軸変換および２軸／３相変換に参照する位置角(θ)、とする。この実施態様は、次の（３）項のものである。
（３）前記センサレス電動機制御装置は更に、第１電動機の３相電流を直交２軸電流に変換し、該直交２軸電流を直交２軸目標電流と合わせるための２軸電圧指令値(Vd*,Vq*)を算出し、該２軸電圧指令値を３相電圧指令値に変換して前記第１電動機を制御するベクトル制御部と、前記２軸電圧指令値から高周波の電圧を抽出する電圧フィルタ；を備え、
前記低速用推定手段(44)は、前記電圧フィルタが抽出した高周波の電圧に基づいて磁極位置である位置角を算出する；
上記（２）に記載のセンサレス電動機制御装置。
後述の実施例では、次の（１）式で、第１電動機１０Ｇの回転速度ωｇを算出する：
Figure 2010073866
Ｎａ〜Ｎｆ：ギア数（図２）
ωｅ：エンジンの回転速度
ωｍ：第２電動機の回転速度。
これによれば、エンジンおよび第２電動機の回転速度(ωe,ωm)、ならびに、前記伝動機構のギア数(Na〜Nf)、に基づいて第１電動機の回転速度(ωg：(1)式)を算出するので、従来の初期状態判定での所定時間の３相短絡はなく、電動機の駆動立上げに格別な遅れを生じない。また、従来の３相短絡によるトルクショックは、生じない。
（４）前記高速用推定手段は、前記３相電流を直交２軸電流に変換した電流および前記電圧フィルタより前の前記２軸電圧指令値(Vd*,Vq*)に基づいて前記磁極位置である位置角(θ)を算出する；
上記（３）に記載のセンサレス電動機制御装置。
（５）前記センサレス電動機制御装置(30G)は更に、前記３相／２軸変換および２軸／３相変換に参照する磁極位置に基づいて第１電動機の回転速度を算出する速度演算手段(54)を備え；
前記選択手段(46,53)は、前記センサレス電動機制御装置(30G)への動作電圧印加直後に、前記低速用推定手段(44)又は前記高速用推定手段(45)が磁極位置を算出した後は、前記速度演算手段(54)が算出する回転速度が設定値(ωT)以下であると前記低速用推定手段(44)により算出する磁極位置を、設定値(ωT)を超えると前記高速用推定手段(45)により算出する磁極位置を、前記３相／２軸変換および２軸／３相変換に参照する磁極位置とする；上記（３）又は（４）に記載のセンサレス電動機制御装置。
図１は、本発明の１実施例のセンサレス電動機制御装置である第１モータ制御装置３０Ｇを装備したハイブリッド駆動装置の、伝動機構の歯車の組合せを示すブロック図である。 図２は、図１に示す第１，第２電気モータ１０Ｇ，１０Ｍの駆動システムを示すブロック図である。 図３は、図２に示す第１モータ制御装置３０Ｇのセンサレスベクトル制御機能を示すブロック図である。 図４は、図２に示す第２モータ制御装置３０Ｍのベクトル制御機能を示すブロック図である。
１０Ｇ，１０Ｍ：第１，第２電気モータ
１０Ｒ：レゾルバ
１１〜１３：３相のステータコイル
１４，１５，１４Ｍ，１５Ｍ：電流センサ
１７：車両上のバッテリ
１８：１次側コンデンサ
１９：１次電圧センサ
２１：リアクトル
２２：スイッチング素子（昇圧用）
２３：スイッチング素子（降圧用）
２４，２５：ダイオード
２７：２次側コンデンサ
２８：２次電圧センサ
４２，４３：フィルタ
本発明の他の目的および特徴は、図面を参照した以下の実施例の説明より明らかになろう。
図１に、本発明の１実施例のセンサレス電動機制御装置である第１モータ制御装置３０Ｇを装備したハイブリッド駆動装置の、伝動機構の歯車の組合せを示す。エンジン３１には、プラネタリギア機構３２のピニオンが連結されており、ピニオンが噛み合うリングギアの歯数はＮｂである。ピニオンが噛み合うサンギアには第１電動機である第１電気モータ１０Ｇが連結されている。サンギアの歯数はＮａである。カウンタギア機構３３の、リングギアの反力トルクを受けるギアの歯数はＮｃ、このギアに噛み合う中継ギアの歯数はＮｄである。中継ギアと同軸の歯数Ｎｅのギアに噛み合う歯数Ｎｆのギアに、第２電動機である第２電気モータ１０Ｍが連結されている。中継ギアと同軸のもう１つの歯車が、駆動輪３５に連結したデファレンシャルギア３４を駆動する。
第１電気モータ１０Ｇおよび第２電気モータ１０Ｍは、本実施例ではいずれも、永久磁石埋込み同期電動機である。第１電気モータ１０Ｇは、センサレス電動機制御装置である第１モータ制御装置３０Ｇによるセンサレスベクトル制御で、インバータ１６Ｇを介して駆動される。第２電気モータ１０Ｍは、ベクトル制御を行う電動機制御装置である第２モータ制御装置３０Ｍによって、インバータ１６Ｍを介して駆動される。第２モータ制御装置３０Ｍは、レゾルバ１０Ｒの電気角信号ＳＧθに基づいて、位置角θおよび回転速度ωｍを算出しそれらを用いてベクトル制御演算を行う。
第２モータ制御装置３０Ｍがレゾルバ１０Ｒの位置角信号ＳＧθに基づいて算出した第２電気モータ１０Ｍの回転速度ωｍおよびエンジン３１の回転速度ωｅが、第１モータ制御装置３０Ｇに与えられ、第１モータ制御装置３０Ｇは、前記(1)式の回転速度ωｇを算出する。
図２に、図１に示す、電気モータ，インバータおよびモータ制御装置、ならびに、インバータに給電するコンバータ、の間の電気結線すなわちモータ駆動システム、の概要を示す。第１電気モータ１０Ｇは、この実施例では、エンジン３１を始動するときにはモータ（スタータ）としてエンジン３１を回転駆動し、エンジン３１の回転（動作）中はエンジン３１で回転駆動されて発電する発電動機、として用いられる。第２電気モータ１０Ｍは、駆動輪３５を回転駆動する電動機として用いられており、発電制動にも用いられる。
車両上の蓄電池であるバッテリ１７には、車両上の電装部が電源オンのときには、１次側コンデンサ１８が接続されて、バッテリ１７と共に１次側直流電源を構成する。電圧センサ１９が、１次側コンデンサ１８の電圧（車両上バッテリ１７の電圧）を表わす電圧検出信号Ｖｄｃをモータ制御装置３０に与える。この実施例では、電圧センサ１９に、分圧抵抗を用いた。１次側直流電源の正極（＋ライン）には、コンバータ２０のリアクトル２１の一端が接続されている。
コンバータ２０には更に、該リアクトル２１の他端と１次側直流電源の負極（−ライン）の間をオン，オフする昇圧用スイッチング素子である昇圧用半導体スイッチ２２，２次側コンデンサ２７の正極と前記他端との間をオン，オフする回生用スイッチング素子である回生用半導体スイッチ２３、および、各半導体スイッチ２２，２３に並列に接続された各ダイオード２４，２５がある。
昇圧用半導体スイッチ２２をオン（導通）にすると１次側直流電源（１７，１８）からリアクトル２１を介してスイッチ２２に電流が流れ、これによりリアクトル２１が蓄電し、スイッチ２２がオフ（非導通）に切換るとリアクトル２１がダイオード２５を通して２次側コンデンサ２７に高圧放電する。すなわち１次側直流電源の電圧よりも高い電圧を誘起して２次側コンデンサ２７を充電する。スイッチ２２のオン，オフを繰り返すことにより、２次側コンデンサ２７の高圧充電が継続する。すなわち、高い電圧で２次側コンデンサ２７が充電される。一定周期でこのオン，オフを繰り返すと、オン期間の長さに応じてリアクトル２１が蓄積する電力が上昇するので、該一定周期の間のオン時間（オンデューティ：該一定周期に対するオン時間比）を調整することによって、すなわちＰＷＭ制御によって、１次側直流電源１７，１８からコンバータ２０を介して２次側コンデンサ２７に給電する速度（力行用の給電速度）を調整することが出来る。
回生用半導体スイッチ２３をオン（導通）にすると、２次側コンデンサ２７の蓄積電力が、スイッチ２３およびリアクトル２１を通して、１次側直流電源１７，１８に与えられる（逆給電：回生）。この場合も、一定周期の間のスイッチ２３のオン時間を調整することによって、すなわちＰＷＭ制御によって、２次側コンデンサ２７からコンバータ２０を介して１次側直流電源１７，１８に逆給電する速度（回生用の給電速度）を調整することができる。
電圧型インバータ１６は、６個のスイッチングトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６を備え、ドライブ回路２９が並行して発生する６連の駆動信号の各連によってトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６をオン（導通）駆動して、２次側コンデンサ２７の直流電圧（コンバータ２０の出力電圧すなわち２次電圧）を３連の、位相差が２π／３の交流電圧、すなわち３相交流電圧に変換して、第１電気モータ１０Ｇの３相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）のステータコイル１１〜１３のそれぞれに印加する。これにより第１電気モータ１０Ｇのステータコイル１１〜１３のそれぞれに各相電流ｉＵ，ｉＶ，ｉＷが流れ、第１電気モータ１０Ｇのロータが回転する。ＰＷＭパルスによるトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６のオン／オフ駆動（スイッチング）に対する電力供給能力を高くしかつ電圧サージを抑制するために、インバータ１６の入力ラインである、コンバータ２０の２次側出力ラインには、大容量の２次側コンデンサ２７が接続されている。これに対して１次側直流電源を構成する１次側コンデンサ１８は、小型かつ低コストの小容量のものであり、１次側コンデンサ１８の容量は、２次側コンデンサ２７の容量よりもかなり小さい。電圧センサ２８が、コンバータ２０の２次電圧Ｖｕｃを検出して第１モータ制御装置３０Ｇに与える。電気モータ１０のステータコイル１１，１２に接続した給電線には、ホールＩＣを用いた電流センサ１４，１５が装着されており、それぞれ、相電流ｉＶ，ｉＷを検出し電流検出信号（アナログ電圧）を発生し、第１モータ制御装置３０Ｇに与える。
図３に、第１モータ制御装置３０Ｇの機能構成を示す。第１モータ制御装置３０Ｇは、本実施例では、ＤＳＰ(Digital Signal Processer)を主体とする電子制御装置であり、ドライブ回路２９Ｇ，電流センサ１４，１５，１次電圧センサ１９および２次電圧センサ２８との間の、図示しないインターフェイス（信号処理回路）を含み、さらに、前記車両上の図示しない車両走行制御システムのメインコントローラとの間の、図示しないインターフェイス（通信回路）も含む。
図３を参照すると、低速用演算手段である第１位置演算４４又は高速用演算手段である第２位置演算４５が、第１電気モータ１０Ｇのロータの回転角度（位置角）θを算出し、速度演算５４が位置角θに基づいて回転速度（角速度）ωｇを算出する。なお、正確にいうと、第１電気モータ１０Ｇのロータの位置角と磁極位置とは同一ではないが、両者は比例関係にあり比例係数が電気モータ１０Ｇの磁極数ｐによって定まる。また、回転速度と角速度とは同一ではないが、両者も比例関係にあり比例係数が第１電気モータ１０Ｇの磁極数ｐによって定まる。本書においては、位置角θは磁極位置を意味する。回転速度ωは角速度を意味するが、回転速度を意味する場合もある。
図示しない車両走行制御システムのメインコントローラが、モータ目標トルクＴＧ*を第１モータ制御装置３０Ｇに与える。なお、該メインコントローラは、前記車両の車速及びアクセル開度に基づいて車両要求トルクＴＯ*を算出し、該車両要求トルクＴＯ*に対応して、第１および第２モータ目標トルクＴＧ*およびＴＭ*を発生してそれぞれを、第１および第２モータ制御装置３０Ｇおよび３０Ｍに与える。エンジンスタート時は、第１モータ目標トルクＴＧ*は、第１電気モータ１０Ｇがエンジン３１を回転駆動（始動）するための正高値、第２モータ目標トルクＴＭ*は、駆動輪駆動なしの値（０）であるが、エンジンが動作（回転）しているときには、第１モータ目標トルクＴＧ*は所要の電力発生を指示する負値（発電指示値）となり、第２モータ目標トルクＴＭ*は駆動輪駆動に所要の正値となる。第１モータ制御装置３０Ｇは、第１電気モータ１０Ｇの回転速度ωｇrpmをメインコントローラに出力する。第２モータ制御装置３０Ｍは、第２電気モータ１０Ｍの回転速度ωｍrpmを、メインコントローラおよび第１モータ制御装置３０Ｇに出力する。
第１モータ制御装置３０Ｇは、トルク指令制限３６によって、コンバータ２０の出力電圧（２次電圧）の上限値Ｖmaxおよび回転速度ωｇに対応する制限トルクＴＧ*maxを制限トルクテーブル（ルックアップテーブル）から読み出して、モータ目標トルクＴＧ*がＴＧ*maxを超えていると、ＴＧ*maxを目標トルクＴ*に定める。ＴＧ*max以下のときには、モータ目標トルクＴＧ*を目標トルクＴ*に定める。このような制限を加えて生成したモータ目標トルクＴ*が、出力演算３７に与えられ、また、２次目標電圧算出に用いられる。
なお、制限トルクテーブルは、２次電圧の上限値Ｖmaxおよび回転速度範囲内の電圧の各値をアドレスとし、該各値で第１電気モータ１０Ｇに負荷（賦課）できる最大トルクを制限トルクＴＧ*maxとして書込んだメモリ領域であり、本実施例では第１モータ制御装置３０Ｇ内の図示しないＲＡＭの１メモリ領域を意味する。制限トルクＴＧ*maxは、２次電圧の上限値Ｖmaxが高いほど大きく、低いほど小さい。また、回転速度ωｇが低いほど大きく、高いほど小さい。
第１モータ制御装置３０Ｇ内には、該制限トルクテーブルのデータＴＧ*maxを書込んだ不揮発性メモリがあり、第１モータ制御装置３０Ｇに動作電圧が印加されて第１モータ制御装置３０Ｇが、自身および図１に示すモータ駆動システムを初期化する過程で、不揮発性メモリから読み出してＲＡＭに書き込む。第１モータ制御装置３０Ｇにはその他の同様なルックアップテーブルが複数あり後に言及するが、これらも、制限トルクテーブルと同様に、不揮発性メモリにあった参照データが書込まれた、ＲＡＭ上のメモリ領域を意味する。
第１モータ制御装置３０Ｇは、目標トルクＴ*と回転速度ωｇに基づいて「力行」（電動機動作）か「回生」（発電機動作）かを判定して、「力行」であると「力行」グループ内の、「回生」であると「回生」グループ内の、目標トルクＴ*に割り当てられた２次目標電圧テーブルから、第１電気モータ１０Ｇの回転速度ωｇに割り当てられた２次目標電圧Ｖｕｃ*を読み出し、センサ２８が検出する２次電圧が目標電圧Ｖｕｃ*に合致するように、ドライブ回路２６を介してコンバータ２０を制御する。
第１モータ制御装置３０Ｇは、出力演算３７およびモータ電流制御３９によって、第１電気モータ１０Ｇのロータにおける磁極対の方向にｄ軸を、該ｄ軸と直角の方向にｑ軸をそれぞれ採った、公知のｄ−ｑ軸モデル上のベクトル制御演算、による、モータ電流のフィードバック制御を行い、モータの電流値ｉｄ，ｉｑを目標値ｉｄ*，ｉｑ*に合わせるためのモータ印加電圧（目標電圧）Ｖｄ*，Ｖｑ*を算出し、該目標電圧を、位置角θを用いる２相／３相変換４０で、３相目標電圧ＶＵ*，ＶＶ*，ＶＷ*に変換して、ＰＷＭパルス発生４１で、目標電圧を第１電気モータ１０Ｇに印加するためのインバータ制御信号（ＰＷＭパルス）ＭＵ，ＭＶ，ＭＷを生成して、ドライブ回路２９Ｇに出力する。
モータ電流をフィードバックするために第１モータ制御装置３０Ｇは、電流センサ１４，１５の電流検出信号ｉＶ，ｉＷをデジタル変換して読込み、電流帰還３８にて、位置角θを用いる公知の固定／回転座標変換である３相／２相変換を用いて、固定座標上の３相電流値ｉＵ，ｉＶ，ｉＷを、回転座標上のｄ軸およびｑ軸の２相電流値ｉｄ，ｉｑに変換する。なお、ｉＵ＋ｉＶ＋ｉＷ＝０であるので、これに基づいてｉＵは算出される。
１つのルックアップテーブルである第１高効率トルク曲線テーブルＡが出力演算３７にあり、この第１高効率トルク曲線テーブルＡには、モータ速度ωｇおよびモータ目標トルクＴ*に対応付けられた、各モータ速度で各目標トルクＴ*を発生又は負荷するための各ｄ軸電流値ｉｄが書き込まれている。電動機動作ではトルク「発生」、発電機動作ではトルク負荷（印加）であるが、本書では、「目標トルク発生」には、両者を含む。
ｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑの各値に対応して第１電気モータ１０Ｇの出力トルク（正値：電動機動作、負値：発電機動作）が定まるが、１つの回転速度値に対して、すなわち同一のモータ回転速度において、同一トルクを出力するためのｉｄ，ｉｑの組合せが無数にあり、定トルクカーブ上にある。定トルクカーブ上に、最も電力使用効率が高い（最低電力消費の）ｉｄ，ｉｑの組合せがあり、そこが高効率トルク点である。複数のトルクカーブ上の高効率トルク点を連ねる曲線が、高効率トルク曲線であって各回転速度に対して存在する。モータの回転速度宛ての高効率トルク曲線上の、与えられたモータ目標トルクＴ*の位置のｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑを目標電流値として第１電気モータ１０Ｇの付勢を行うことにより、目標トルクＴ*を第１電気モータ１０Ｇが出力／入力（受入れ）し、しかも電動／発電の電力効率が高い。
本実施例では、高効率トルク曲線を、ｄ軸の値を表す第１高効率トルク曲線Ａと、ｑ軸の値を表わす第２高効率トルク曲線Ｂの、２系統に分け、しかも、第１高効率トルク曲線Ａは、力行領域に適用するものと回生領域に適用するものを対にしたものとし、いずれもモータ回転速度と目標トルクに対するｄ軸目標電流を表すものである。
第１高効率トルク曲線テーブルＡは、目標トルクＴ*に宛てられた、最低電力消費で目標トルクを発生するためのｄ軸目標電流を書込んだメモリ領域であり、力行用の力行テーブルＡ１と、回生用の回生テーブルＡ２をあわせた１対で構成されている。力行用と回生用のいずれのテーブルを用いるかは、電気モータの回転速度ωと与えられる目標トルクＴ*に基づいて、力行（電動機）か回生（発電機）かを判定し、判定結果に従って決定する。
第１モータ制御装置３０Ｇは、「出力演算」３７の中のｄ軸電流指令の算出では、トルク指令制限によって決定した目標トルクＴ*に対応して第１高効率トルク曲線テーブルＡから読出したｄ軸電流値ｉｄから、ｄ軸弱め界磁電流Δｉｄを減算して、ｄ軸目標電流ｉｄ*を、ｉｄ*＝ｉｄ−Δｉｄ、と算出する。
ｑ軸電流指令の算出では、出力演算３７にある第２高効率トルク曲線テーブルＢを用いる。第２高効率トルク曲線テーブルＢは、高効率トルク曲線の、ｑ軸の値を表わす第２高効率トルク曲線Ｂを更に、ｄ軸弱め界磁電流Δｉｄと対のｑ軸弱め界磁電流Δｉｑを減算したｑ軸目標電流を表わす曲線に補正し、補正後の第２高効率トルク曲線Ｂのデータ、を格納したものである。第２高効率トルク曲線テーブルＢは、目標トルクＴ*およびｄ軸弱め界磁電流Δｉｄに宛てられた、最低電力消費で目標トルクを発生するためのｄ軸目標電流、すなわち、補正後の第２高効率トルク曲線Ｂの目標電流値、を書込んだメモリ領域であり、これも、力行用の力行テーブルＢ１と、回生用の回生テーブルＢ２をあわせた１対で構成されている。力行用と回生用のいずれを用いるかは、電気モータの回転速度ωと目標トルクＴ*に基づいて、力行か回生かを判定し、判定結果に従って決定する。
ｑ軸電流指令の算出では、目標トルクＴ*およびｄ軸弱め界磁電流Δｉｄに宛てられたｑ軸目標電流ｉｑ*を、第２高効率トルク曲線テーブルＢから読み出してｑ軸電流指令とする。
第１モータ制御装置３０Ｇは、モータ電流制御３９にて、ｄ軸目標電流ｉｄ*とｄ軸電流ｉｄとの電流偏差δｉｄ、及びｑ軸目標電流ｉｑ*とｑ軸電流ｉｑとの電流偏差δｉｑを算出し、各電流偏差δｉｄ，δｉｑに基づいて、比例制御及び積分制御（フィードバック制御のＰＩ演算）を行い、その出力に基づいて、電流偏差を零とするための電圧目標値であるｄ軸電圧指令値Ｖｄ*およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ*を算出する。
次に、回転／固定座標変換である２相／３相変換４０にて、回転座標上の目標電圧Ｖｄ*及びＶｑ*を、位置角θを用いる２相／３相変換に従って固定座標上の３相目標電圧ＶＵ*，ＶＶ*，ＶＷ*に変換して、ＰＷＭパルス発生４１に送る。ＰＷＭパルス発生４１は、各相目標電圧が与えられると、それら各値の電圧を出力するための、ＰＷＭパルスＭＵ，ＭＶ，ＭＷに変換して、図２に示されるドライブ回路２９Ｇに出力する。ドライブ回路２９Ｇは、ＰＷＭパルスＭＵ，ＭＶ，ＭＷに基づいて６連の駆動信号を並行して発生し、各連の駆動信号で、電圧型インバータ１６のトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６のそれぞれをオン／オフする。これにより、第１電気モータ１０Ｇのステータコイル１１〜１３のそれぞれに、各相目標電圧が印加され、相電流ｉＵ，ｉＶおよびｉＷが流れる。
回転子の位置角であるロータの回転角度（磁極位置）θは、低速用演算手段である第１位置演算４４又は高速用演算手段である第２位置演算４５で算出されて、選択５３から、２相／３相変換４０および３相／２相変換に与えられる。
第１電気モータ１０Ｇのモータ電圧指令Ｖｄ*，Ｖｑ*に含まれる高調波電圧成分Ｖｄｈ*，Ｖｑｈ*をバンドパスフィルタ４３が抽出し、低速用演算手段である第１位置演算４４が、高調波電圧成分Ｖｄｈ*，Ｖｑｈ*に基く位置角演算によって、位置角θを算出する。この、第１位置演算４４による位置角θ算出のときには、高周波電流生成（低速用）４２が付勢されて、高調波電流指令ｉｄｈ*，ｉｑｈ*を発生して、出力演算３７が発生するｄ，ｑ軸電流指令ｉｄ*，ｉｈ*に加算する。すなわち、高周波電流を第１電気モータ１０Ｇに通電するための電流指令をｄ，ｑ軸電流指令ｉｄ*，ｉｈ*に重畳する。
高速用演算手段である第２位置演算４５は、第１電気モータ１０Ｇの３相電流と電圧の２相変換値、および、それらにより推定される誘起電圧を介する位置角演算によって、位置角θを算出する。３相／２相変換３８が３相／２相変換したｄ，ｑ軸電流値ｉｄ，ｉｑおよびモータ電流制御３９が算出した目標電圧Ｖｄ*，Ｖｑ*が、第２位置演算４５に与えられる。第２位置演算４５は、所定周期で電流ｉｄ，ｉｑおよび電圧Ｖｄ*，Ｖｑ*をサンプリングしてそれらを用いて誘起電圧を算出し、該誘起電圧と該電流ｉｄ，ｉｑおよび電圧Ｖｄ*，Ｖｑ*を用いて、位置角を算出する。
いずれの位置演算４４，４５を用いて位置角θを算出するかは、選択手段である位置角演算選択４６が決定する。大要では、位置角演算選択４６は、エンジン３１および第２電気モータ１０Ｍの回転速度ωｅ，ωｍ、ならびに、プラネタリギア機構３２およびカウンタギア機構３３でなる伝動機構の、エンジン，第１および第２電気モータ１０Ｇ，１０Ｍの連結に係わるギア数Ｎａ〜Ｎｆ（図１）に基づいて、前記(1)式の第１電気モータ１０Ｇの回転速度ωｇを算出し、該回転速度ωｇが設定値ωＴ以下（モータ停止又は低速回転）であると第１位置演算４４を、ωＴを超える（高速である）と第２位置演算４５を、位置角θの算出に用いる。
第１モータ制御装置３０Ｇに動作電圧が加わると、位置角演算選択４６のωｇ算出５１が、前記(1)式の回転速度ωｇを算出し、比較５２が、回転速度ωｇが、高，低速判定用の閾値（設定値）ωＴ以下であると低レベルＬの、閾値ωＴを越えると高レベルＨの、速度判定信号を発生する。速度判定信号がＬ（低速）であると、第１位置演算４４を指定しかつ「高周波電流生成（低速用）」４２による高調波電流指令ｉｄｈ*，ｉｑｈ*の生成を開始し、第２位置演算４５は指定しない。これにより第１位置演算４４が位置角θを算出し、選択５３が、速度判定信号Ｌ（低速）に応じて、第１位置演算４４が演算した位置角θを、２相／３相変換４０および３相／２相変換３８に与える。
速度判定信号がＨ（高速）であると、第２位置演算４５を指定しかつ、「高周波電流生成（低速用）」４２による高調波電流指令ｉｄｈ*，ｉｑｈ*の生成は停止し、第１位置演算４４は指定しない。これにより第２位置演算４５が位置角θを算出し、選択５３が、速度判定信号Ｈ（高速）に応じて、第２位置演算４５が演算した位置角θを、２相／３相変換４０および３相／２相変換３８に与える。この場合は本実施例では、その後第１電気モータ１０Ｇの回転速度ωｇは、速度演算５４が発生する回転速度ωｇに切換えて比較５２に与え、ωｇ算出５１は実行しない。しかし、その後もωｇ算出５１を継続して、ωｇ算出５１が算出した回転速度ωｇを比較５２に与える態様も、可能である。
以上のように、第１電気モータ１０Ｇの回転速度が閾値ωＴ以下（停止又は低速）であると、位置角演算選択４６が、低速用の第１位置演算４４を指定し、これにより第１位置演算４４が位置角θを算出し、２相／３相変換４０および３相／２相変換３８に与える。しかし、第１電気モータ１０Ｇの回転速度が閾値ωＴを超えていると（高速であると）、位置角演算選択４６が、高速用の第２位置演算４５を指定し、これにより高速用の第２位置演算４５が位置角θを算出し、２相／３相変換４０および３相／２相変換３８に与える。
以上のように、エンジン３１および第２電気モータ１０Ｍの回転速度ωｅ，ωｍ、ならびに、伝動機構３２，３３のギア数Ｎａ〜Ｎｆ、に基づいて第１電気モータ１０Ｇの回転速度ωｇを算出するので、従来の初期状態判定での所定時間の３相短絡はなく、第１電気モータ１０Ｇの駆動立上げに格別な遅れを生じない。また、従来の３相短絡によるトルクショックは生じない。第１電気モータ１０Ｇの動作速度範囲全域において比較的に信頼性が高い位置角が得られるので、該位置角を用いるベクトル制御の信頼性が高い。
再度図２を参照する。第２電気モータ１０Ｍをベクトル制御する第２モータ制御装置３０Ｍには、図示しない車両走行制御システムのメインコントローラが、モータ目標トルクＴＭ*を与える。なお、該メインコントローラは、車両の車速及びアクセル開度に基づいて車両要求トルクＴＯ*を算出し、該車両要求トルクＴＯ*に対応してモータ目標トルクＴＭ*を発生して、第２モータ制御装置３０Ｍに与える。第２モータ制御装置３０Ｍは、第２電気モータ１０Ｍの回転速度ωｍrpmを、メインコントローラおよび第１モータ制御装置３０Ｇに出力する。
第２電気モータ１０Ｍのロータに、ロータの位置角θを検出するためのレゾルバ１０Ｒのロータが連結されている。レゾルバ１０Ｒは、そのロータの回転角を表すアナログ電圧（回転角信号）ＳＧθを発生し、第２モータ制御装置３０Ｍに与える。
図４に、第２モータ制御装置３０Ｍの機能構成の概要を示す。第２モータ制御装置３０Ｍの機能は、第１モータ制御装置３０Ｇの機能（図３）から、位置角演算選択４６，第１，第２位置演算４４，４５，選択５３，速度演算５４およびフィルタ４２，４３を除去し、代わりに、位置角，速度演算５４を加えたものであり、該位置角，速度演算５４が、レゾルバ１０Ｒが与える回転角信号ＳＧθに基づいて、第２電気モータ１０Ｍの位置角θおよび回転速度ωｍを算出し、位置角θを２相／３相変換４０ｍおよび３相／２相変換３８ｍに与える。
第２モータ制御装置３０Ｍには、第１モータ制御装置３０Ｇのベクトル制御機能と同様なベクトル制御機能が備わっており、第１モータ制御装置３０Ｇのベクトル制御機能要素と同等の、第２モータ制御装置３０Ｍのベクトル制御機能要素には、第１モータ制御装置３０Ｇの要素記号に「ｍ」を付加した要素記号を付した。位置角算出が異なる点を除き、第２モータ制御装置３０Ｍのベクトル制御アルゴリズムは、第１モータ制御装置３０Ｇの上述のものと同様であるので、説明を省略する。
なお、上述の実施例では、第１電気モータ１０Ｇをセンサレスベクトル制御するが、第１電気モータ１０Ｇにレゾルバを付設し、第２電気モータ１０Ｍのレゾルバ１０Ｒを省略して、第１電気モータ１０Ｇを第２モータ制御装置３０Ｍ相当の電動機制御装置でベクトル制御し、第２電気モータ１０Ｍを第１モータ制御装置３０Ｇ相当の電動機制御装置でセンサレスベクトル制御する実施態様もある。

Claims (5)

  1. 第１電動機，車両のエンジンに第１電動機を駆動連結する作動機構、及び、駆動輪に駆動連結した第２電動機を備えるハイブリッド駆動装置において、
    前記エンジンの回転速度を検出するエンジン回転速度センサと、
    前記第２電動機の磁極位置を検出する磁極位置センサと、
    前記第１電動機に流れる電流を検出する電流センサと、
    該電流センサで検出した電流に基づいて第１電動機の磁極位置を推定して、第１電動機を駆動制御するセンサレス電動機制御装置と、
    前記磁極位置センサで検出した磁極位置に基づいて第２電動機を駆動制御する第２電動機制御装置と、を備えることを特徴とするハイブリッド駆動装置。
  2. 前記センサレス電動機制御装置は、
    前記電流センサで検出した電流に基づいて前記第１電動機の磁極位置を推定する高速用推定手段および前記第１電動機に高周波電流を重畳して磁極位置を推定する低速用推定手段と、
    前記磁極位置センサで検出した前記第２電動機の磁極位置に基づいて前記第２電動機の回転速度を算出し、該第２電動機の回転速度と前記エンジン回転速度センサとに基づいて前記第１電動機の回転速度を算出する第１電動機回転速度算出手段と、
    該第１電動機回転速度算出手段で算出した前記第１電動機の回転速度に基づいて前記高速用推定手段と前記低速用推定手段を選択する選択手段と、
    を含み、
    該選択手段で選択した前記高速用推定手段または前記低速用推定手段で推定した磁極位置に基づいて前記第１電動機を駆動制御する、ことを特徴とする請求項１に記載ハイブリッド駆動装置。
  3. 前記センサレス電動機制御装置は更に、第１電動機の３相電流を直交２軸電流に変換し、該直交２軸電流を直交２軸目標電流と合わせるための２軸電圧指令値を算出し、該２軸電圧指令値を３相電圧指令値に変換して前記第１電動機を制御するベクトル制御部と、前記２軸電圧指令値から高周波の電圧を抽出する電圧フィルタ；を備え、
    前記低速用推定手段は、前記電圧フィルタが抽出した高周波の電圧に基づいて磁極位置である位置角を算出する；
    請求項２に記載のセンサレス電動機制御装置。
  4. 前記高速用推定手段は、前記３相電流を直交２軸電流に変換した電流および前記電圧フィルタより前の前記２軸電圧指令値に基づいて前記磁極位置である位置角を算出する；請求項３に記載のセンサレス電動機制御装置。
  5. 前記センサレス電動機制御装置は更に、前記３相／２軸変換および２軸／３相変換に参照する磁極位置に基づいて第１電動機の回転速度を算出する速度演算手段を備え；
    前記選択手段は、前記センサレス電動機制御装置への動作電圧印加直後に、前記低速用推定手段又は前記高速用推定手段が磁極位置を算出した後は、前記速度演算手段が算出する回転速度が設定値以下であると前記低速用推定手段により算出する磁極位置を、設定値を超えると前記高速用演算手段により算出する磁極位置を、前記３相／２軸変換および２軸／３相変換に参照する磁極位置とする；請求項３又は４に記載のセンサレス電動機制御装置。
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