JPWO2007094194A1 - 電源装置、発光制御装置、表示装置 - Google Patents

Abstract

本発明に係る電源装置は、複数の電荷転送用スイッチＱ１〜Ｑ４をクロック信号ｃ１、ｃ２に応じて周期的にオン／オフさせ、電荷蓄積用キャパシタＣ１の充放電を行うことにより、入力電圧Ｖｉから所望の出力電圧Ｖｏを生成して負荷（ＬＥＤ）に供給するチャージポンプ回路５４と；負荷への出力電流Ｉｏ（図１ではその参照電流Ｉｍ）を検出する出力電流検出回路５７と；出力電流Ｉｏの検出結果に基づいてクロック信号ｃ１、ｃ２の周波数を可変制御するクロック信号制御手段（図１では周波数変換回路５２）と；を有して成る構成とされている。このような構成とすることにより、負荷の軽重に応じて、その電力効率を高めることが可能となる。

Description

本発明は、チャージポンプ回路を用いた電源装置、並びに、これを備えた発光制御装置及び表示装置に関するものであり、特に、その電力効率向上技術に関するものである。

図６は、チャージポンプ回路の一従来例を示す回路図である。なお、本図のチャージポンプ回路１００は、複数の電荷転送用スイッチ１０１〜１０４をクロック信号（不図示）に応じて周期的にオン／オフさせ、電荷蓄積用キャパシタ１０５の充放電を行うことにより、入力電圧Ｖｉから所望の出力電圧Ｖｏ（＝２Ｖｉ）を生成する構成とされている。

上記の正昇圧動作について具体的に説明する。出力電圧Ｖｏの生成に際しては、まず、チャージ期間として、スイッチ１０１、１０２がオンとされ、スイッチ１０３、１０４がオフとされる。このようなスイッチング制御により、キャパシタ１０５の一端（Ａ点）には入力電圧Ｖｉが印加され、他端（Ｂ点）には接地電圧ＧＮＤが印加される。従って、キャパシタ１０５は、その両端電位差がほぼ入力電圧Ｖｉとなるまで充電される。

キャパシタ１０５の充電完了後、今度は、ポンプ期間として、スイッチ１０１、１０２がオフとされ、スイッチ１０３、１０４がオンとされる。このようなスイッチング制御により、Ｂ点は、接地電圧ＧＮＤから入力電圧Ｖｉに引き上げられる。ここで、キャパシタ１０５の両端間には、先の充電によって入力電圧Ｖｉにほぼ等しい電位差が与えられているため、Ｂ点の電位が入力電圧Ｖｉまで引き上げられると、それに伴って、Ａ点の電位も２Ｖｉ（入力電圧Ｖｉ＋充電電圧Ｖｉ）まで引き上げられる。このとき、Ａ点は、スイッチ１０４及び出力用キャパシタ１０６を介して、接地端子に接続されるため、出力用キャパシタ１０６は、その両端電位差がほぼ２Ｖｉになるまで充電される。

このように、チャージポンプ回路１００では、上記のチャージ期間とポンプ期間を交互に繰り返して、スイッチ１０１〜１０４を周期的にオン／オフさせることにより、その出力電圧Ｖｏとして、入力電圧Ｖｉを２倍に正昇圧した正昇圧電圧２Ｖｉが引き出される。

なお、チャージポンプ回路に関連するその他の従来技術として、例えば、特許文献１には、出力電圧の検出結果に基づいてクロック信号の周波数を可変制御するチャージポンプ回路が本願出願人によって開示・提案されている。

特開２００２−２７２０９１号公報

確かに、上記従来のチャージポンプ回路１００であれば、入力電圧Ｖｉを正昇圧することで所望の出力電圧Ｖｏ（＝２Ｖｉ）を生成することが可能である。

ところで、上記従来のチャージポンプ回路では、負荷の軽重に応じて、延いては、負荷への出力電流Ｉｏの大小に応じて、その動作周波数ｆｉｎ（クロック信号の周波数）と電力効率η（入力電力に対する出力電力の比率）との相関関係、或いは、その動作周波数ｆｉｎと出力電圧Ｖｏとの相関関係が変動する（図７Ａ、図７Ｂを参照）。

より具体的に述べると、負荷が軽い場合、すなわち、出力電流Ｉｏが小さい場合には、動作周波数ｆｉｎを高めていくと、ある周波数を境にして、チャージポンプ回路の電力効率ηが低下していく（図７Ａの菱形マークを参照）。このような電力効率ηの低下はチャージポンプ回路を不要に高速動作させていることに起因する。

一方、負荷が重い場合、すなわち、出力電流Ｉｏが大きい場合には、上記と逆に、動作周波数ｆｉｎを下げていくと、ある周波数を境にして、チャージポンプ回路の電力効率ηが低下していく（図７Ａの四角マークを参照）。また、動作周波数ｆｉｎが低過ぎると、電力効率ηの低下だけでなく、出力電圧Ｖｏの低下も招かれる（図７Ｂの四角マークを参照）。このような電力効率ηや出力電圧Ｖｏの低下は、チャージポンプ回路にて所望の昇圧能力が得られないことによる。

なお、上記従来のチャージポンプ回路では、出力電圧Ｖｏの低下回避を最優先として、やや高めの動作周波数（例えば、４００〜１０００［ｋＨｚ］）が固定的に選択されていた。そのため、上記従来のチャージポンプ回路では、負荷が軽い場合に不要な高速動作が行われる形となり、電力効率ηの低下が招かれていた。

本発明は、上記の問題点に鑑み、負荷の軽重に応じて、その電力効率を高めることが可能な電源装置及びこれを備えた発光制御装置及び表示装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明に係る電源装置は、複数の電荷転送用スイッチをクロック信号に応じて周期的にオン／オフさせ、電荷蓄積用キャパシタの充放電を行うことにより、入力電圧から所望の出力電圧を生成して負荷に供給するチャージポンプ回路を有する電源装置であって、前記負荷に流れる電流に応じて前記クロック信号の周波数を可変制御する構成（第１の構成）とされている。

なお、第１の構成から成る電源装置において、前記クロック信号の周波数は、前記負荷に流れる電流が大きくなるときには高くなり、前記負荷に流れる電流が小さくなるときには低くなる構成（第２の構成）にするとよい。

また、第１または第２の構成から成る電源装置において、前記負荷に流れる電流は、出力電流に応じた電流を検出する出力電流検出回路により検出する構成（第３の構成）にするとよい。

また、第３の構成から成る電源装置において、前記出力電流検出回路は、前記出力電流に応じた電流を引込むためのトランジスタと、前記出力電流に応じた電流が流されるセンス抵抗と、前記センス抵抗の両端電位差に応じてその出力レベルが変遷されるコンパレータと、から成る構成（第４の構成）にするとよい。

また、第４の構成から成る電源装置において、前記出力電流検出回路は、前記出力電流が所定の閾値よりも大きいか否かを検出するものであり、前記クロック信号の周波数は、前記出力電流が所定の閾値よりも大きければ、第１周波数とされ、逆に、前記出力電流が所定の閾値よりも小さければ、第１周波数よりも低い第２周波数とされる構成（第５の構成）にするとよい。

或いは、第１の構成から成る電源装置において、前記負荷に流れる電流は、前記負荷の駆動電流を可変制御する際に用いられる所定の制御信号を流用して判定する構成（第６の構成）としてもよい。

なお、第６の構成から成る電源装置は、前記負荷の駆動電流を生成する駆動電流生成回路と、前記負荷に供給すべき駆動電流の電流量を設定するためのディジタル制御信号から前記駆動電流生成回路の制御に適したアナログ制御信号を生成するディジタル／アナログ変換器と、をさらに有し、前記負荷電流の判定に用いられる制御信号は、前記ディジタル制御信号である構成（第７の構成）にするとよい。

また、第７の構成から成る電源装置において、前記クロック信号の周波数は、前記制御信号に基づいて要求される駆動電流が所定の閾値よりも大きければ、第１周波数とされ、逆に、要求される駆動電流が所定の閾値よりも小さければ第１周波数よりも低い第２周波数とされる構成（第８の構成）にするとよい。

また、第１〜第８いずれかの構成から成る電源装置は、所定の周波数を有するクロック信号を生成する発振回路と、前記クロック信号の周波数変換を行う周波数変換回路と、をさらに有して成り、前記チャージポンプ回路のクロック信号の周波数は、前記周波数変換回路により変更する構成（第９の構成）にするとよい。

或いは、第１〜第８いずれかの構成から成る電源装置は、所定の周波数を有するクロック信号を生成する発振回路をさらに有し、前記チャージポンプ回路のクロック信号の周波数は、前記発振回路により変更する構成（第１０の構成）としてもよい。

また、本発明に係る発光制御装置は、負荷である光源への電力供給手段と、所定の制御信号に基づいて前記光源の駆動電流を可変制御する駆動電流制御手段と；を有して成る発光制御装置であって、前記電力供給手段として、上記第１〜第１０いずれかの構成から成る電源装置を備えた構成（第１１の構成）とされている。

また、本発明に係る表示装置は、表示パネルと、前記表示パネルを照射する光源と、前記光源の発光制御手段と、を有して成る表示装置であって、前記発光制御手段として、上記第１１の構成から成る発光制御装置を備えた構成（第１２の構成）とされている。

本発明によれば、負荷の軽重に応じて、その電力効率を高めることが可能な電源装置、並びに、これを備えた発光制御装置及び表示装置を提供することが可能となる。

は、本発明に係るＬＥＤドライバを搭載した液晶表示装置の第１実施形態を示すブロック図である。 は、ドライバ回路５３の一構成例を示すブロック図である。 は、クロック信号ｃ１〜ｃ２の一例を示すパルス波形図である。 は、出力電流Ｉｏと電力効率ηとの相関図である。 は、本発明に係るＬＥＤドライバを搭載した液晶表示装置の第２実施形態を示すブロック図である。 は、チャージポンプ回路の一従来例を示す回路図である。 は、動作周波数ｆｉｎと電力効率ηとの相関図である。 は、動作周波数ｆｉｎと出力電圧Ｖｏとの相関図である。

符号の説明

１ マイコン
２ ＬＣＤドライバ
３ ＬＣＤパネル
４ ＬＥＤ光源（バックライト）
５ ＬＥＤドライバ
５１ 発振回路
５２ 周波数変換回路
５３ ドライバ回路
５３１ タイミングジェネレータ
５３２〜５３３ バッファ
５４ チャージポンプ回路
５５ 駆動電流生成回路
５６ ディジタル／アナログ変換回路（ＤＡＣ）
５７ 出力電流検出回路
Ｑ１〜Ｑ４ 電荷転送用トランジスタ
Ｃ１ 電荷蓄積用キャパシタ
Ｃ２ 出力用キャパシタ
Ｑ５ ミラー電流生成用トランジスタ
ＩＮＶ インバータ
Ｒｓ センス抵抗
ＣＭＰ コンパレータ
ＬＥＤ 発光ダイオード

図１は、本発明に係るＬＥＤ［Light Emitting Diode］ドライバを搭載した液晶表示装置の第１実施形態を示すブロック図である。

図示の通り、本実施形態の液晶表示装置は、マイコン１と、ＬＣＤ［Liquid Crystal Display］ドライバ２と、ＬＣＤパネル３と、ＬＥＤ光源４と、ＬＥＤドライバ５と、を有して成る。

マイコン１は、装置全体の統括制御手段として機能するほか、不図示のメディア再生装置などから映像信号の入力を受け、ＬＣＤパネル３のＲＧＢ各画素を駆動するためのデータ信号ＤＡＴＡと、ＬＣＤパネル３における画面表示処理の同期を取るためのフレーム同期信号（フレーム水平方向の同期を取るための水平同期信号ＨＳ、及び、フレーム垂直方向の同期を取るための垂直同期信号ＶＳ）と、を分離生成する手段としても機能する。

ＬＣＤドライバ２は、ソース制御部とゲート制御部（いずれも不図示）を有して成り、マイコン１からのデータ信号ＤＡＴＡ及びフレーム同期信号（水平同期信号ＨＳ及び垂直同期信号ＶＳ）に基づいて、ＬＣＤパネル３のソース信号及びゲート信号を各々生成し、ＬＣＤパネル３に対して各信号を供給する手段である。

ＬＣＤパネル３は、垂直方向と水平方向に、それぞれ、ソース信号線及びゲート信号線を複数張り巡らし、両信号線の交点毎に設けられた液晶画素を各々に対応したアクティブ素子（電界効果トランジスタ）のオン／オフに応じて駆動する構成（アクティブマトリクス型）とされている。

なお、ＬＣＤドライバ２並びにＬＣＤパネル３の構成は、上記に限定されるものではなく、単純マトリクス型を用いても構わない。

ＬＥＤ光源４は、ＬＣＤパネル３を背面から照射するバックライト手段であり、白色光を照射する発光ダイオードＬＥＤ（一般的には、赤色発光ダイオード、緑色発光ダイオード、及び、青色発光ダイオードから成る発光ダイオード群）を有して成る。なお、本図には明示されていないが、ＬＣＤパネル３とＬＥＤ光源４との間には、ＬＥＤ光源４で生成された白色光をＬＣＤパネル３の全面に均一照射するための導光手段が設けられている。

ＬＥＤドライバ５は、ＬＥＤ光源４の発光制御（輝度調整やホワイトバランス調整等）を行う手段である。なお、本実施形態のＬＥＤドライバ５は、発振回路５１と、周波数変換回路５２と、ドライバ回路５３と、チャージポンプ回路５４と、駆動電流生成回路５５と、ディジタル／アナログ変換回路５６（以下、ＤＡＣ［Digital/Analog Converter］５６と呼ぶ）と、出力電流検出回路５７と、を有して成る。

発振回路５１は、所定の周波数を有するクロック信号ａを生成する手段である。

周波数変換回路５２は、出力電流検出回路５７の検出結果に基づいて、クロック信号ａにＰＦＭ［Pulse Frequency Modulation］変調を施し、周波数ｆｉｎのクロック信号ｂを生成する手段である。

ドライバ回路５３は、チャージポンプ回路５４のスイッチング制御に用いるクロック信号ｃ１、ｃ２を生成する手段であって、図２に示すように、クロック信号ｂからクロック信号ｃ１、ｃ２を生成するタイミングジェネレータ５３１と、クロック信号ｃ１、ｃ２に電流能力を与えて出力するバッファ５３２、５３３と、を有して成る。なお、タイミングジェネレータ５３１では、図３に示すように、所定の期間においてチャージポンプ回路５４の電荷転送用スイッチが同時にオフとなるように、クロック信号ｃ１、ｃ２のタイミング調整が行われる。

チャージポンプ回路５４は、複数の電荷転送用スイッチ（Ｐチャネル型電界効果トランジスタＱ１、Ｑ３、Ｑ４、及び、Ｎチャネル型電界効果トランジスタＱ２）をクロック信号ｃ１、ｃ２に応じて周期的にオン／オフさせ、電荷蓄積用キャパシタＣ１の充放電を行うことにより、入力電圧Ｖｉから所望の出力電圧Ｖｏ（＝２Ｖｉ）を生成して負荷（発光ダイオードＬＥＤ）に供給する手段である。なお、出力電圧Ｖｏの引出端と接地端との間には、出力用キャパシタＣ２が接続されている。また、入力電圧Ｖｉを生成する直流電圧源としては、リチウムイオンバッテリなどの２次電池を用いてもよいし、商用交流電圧から直流電圧を生成するＡＣ／ＤＣコンバータを用いてもよい。

すなわち、本実施形態のＬＥＤドライバ５では、上記の発振回路５１、周波数変換回路５２、ドライバ回路５３、及び、チャージポンプ回路５４によって、負荷であるＬＥＤ光源４への電力供給手段（電源装置）が構成されている。

駆動電流生成回路５５は、ＤＡＣ５６から入力されるアナログ制御信号に基づいて、発光ダイオードＬＥＤの駆動電流を生成する手段（可変電流源）である。

ＤＡＣ５６は、発光ダイオードＬＥＤに供給すべき駆動電流の電流量を設定するためのディジタル制御信号ＣＴＬから、駆動電流生成回路５５の制御に適したアナログ制御信号を生成し、これを駆動電流生成回路５５に供給する手段である。なお、ＤＡＣ５６は、一旦入力されたディジタル制御信号ＣＴＬを保持するレジスタとしての機能も有している。

すなわち、本実施形態のＬＥＤドライバ５では、上記の駆動電流生成回路５５及びＤＡＣ５６によって、ディジタル制御信号ＣＴＬに基づいてＬＥＤ光源４の駆動電流を可変制御する駆動電流制御手段が構成されている。このような駆動電流制御手段を備えた構成であれば、ディジタル制御信号ＣＴＬに基づいて、ＬＥＤ光源４の発光制御（輝度調整やホワイトバランス調整など）を行うことが可能となる。

出力電流検出回路５７は、発光ダイオードＬＥＤへの出力電流Ｉｏ（本実施形態では、出力電流Ｉｏに応じてその電流レベルが変動する参照電流Ｉｍ）を検出する手段であり、Ｎチャネル型電界効果トランジスタＱ５と、センス抵抗Ｒｓと、コンパレータＣＭＰと、を有して成る。

次に、上記したチャージポンプ回路５４の構成及び動作について、詳細な説明を行う。

チャージポンプ回路５４において、トランジスタＱ１のソースは、入力電圧Ｖｉの印加端（以下、入力電圧印加端と呼ぶ）に接続されている。トランジスタＱ１のドレインは、キャパシタＣ１の一端（Ａ点）に接続されている。トランジスタＱ１のゲートは、インバータＩＮＶを介して、ドライバ回路５３の第１出力端に接続されており、クロック信号ｃ１が反転印加されている。上記から分かる通り、トランジスタＱ１は、入力電圧印加端とキャパシタＣ１の一端（Ａ点）との接続線路をオン／オフするスイッチ手段に相当する。

トランジスタＱ２のドレインは、キャパシタＣ１の他端（Ｂ点）に接続されている。トランジスタＱ２のソースは、接地端に接続されている。トランジスタＱ２のゲートは、ドライバ回路５３の第１出力端に接続されており、クロック信号ｃ１が印加されている。上記から分かる通り、トランジスタＱ２は、接地端とキャパシタＣ１の他端（Ｂ点）との接続線路をオン／オフするスイッチ手段に相当する。

トランジスタＱ３のソースは、入力電圧印加端に接続されている。トランジスタＱ３のドレインは、キャパシタＣ１の他端（Ｂ点）に接続されている。トランジスタＱ３のゲートは、ドライバ回路５３の第２出力端に接続されており、クロック信号ｃ２が印加されている。上記から分かる通り、トランジスタＱ３は、入力電圧印加端とキャパシタＣ１の他端（Ｂ点）との接続線路をオン／オフするスイッチ手段に相当する。

トランジスタＱ４のソースは、キャパシタＣ１の一端（Ａ点）に接続されている。トランジスタＱ４のドレインは、出力電圧Ｖｏの引出端（以下、出力電圧引出端と呼ぶ）に接続されている。トランジスタＱ４のゲートは、ドライバ回路５３の第２出力端に接続されており、クロック信号ｃ２が印加されている。上記から分かるように、トランジスタＱ４は、出力電圧引出端とキャパシタＣ１の一端（Ａ点）との接続線路をオン／オフするスイッチ手段に相当する。

上記構成から成るチャージポンプ回路５４の正昇圧動作について具体的に説明する。出力電圧Ｖｏの生成に際しては、まず、チャージ期間として、トランジスタＱ１、Ｑ２がオンとされ、トランジスタＱ３、Ｑ４がオフとされる（すなわち、クロック信号ｃ１、ｃ２はハイレベル）。このようなスイッチング制御により、キャパシタＣ１の一端（Ａ点）には入力電圧Ｖｉが印加され、他端（Ｂ点）には接地電圧ＧＮＤが印加される。従って、キャパシタＣ１は、その両端電位差がほぼ入力電圧Ｖｉとなるまで充電される。

キャパシタＣ１の充電完了後、今度は、ポンプ期間として、トランジスタＱ１、Ｑ２がオフとされ、トランジスタＱ３、Ｑ４がオンとされる（すなわち、クロック信号ｃ１、ｃ２はローレベル）。このようなスイッチング制御により、Ｂ点は、接地電圧ＧＮＤから入力電圧Ｖｉに引き上げられる。ここで、キャパシタＣ１の両端間には、先の充電によって入力電圧Ｖｉにほぼ等しい電位差が与えられているため、Ｂ点の電位が入力電圧Ｖｉまで引き上げられると、それに伴って、Ａ点の電位も２Ｖｉ（入力電圧Ｖｉ＋充電電圧Ｖｉ）まで引き上げられる。このとき、Ａ点は、トランジスタＱ４及び出力用キャパシタＣ２を介して、接地端子に接続されるため、出力用キャパシタＣ２は、その両端電位差がほぼ２Ｖｉになるまで充電される。

このように、チャージポンプ回路５４では、上記のチャージ期間とポンプ期間を交互に繰り返して、トランジスタＱ１〜Ｑ４を周期的にオン／オフさせることにより、その出力電圧Ｖｏとして、入力電圧Ｖｉを２倍に正昇圧した正昇圧電圧２Ｖｉが引き出される。

次に、上記した出力電流検出回路５７の構成、並びに、その検出結果に基づく周波数変換回路５２の周波数変換動作について、詳細な説明を行う。

出力電流検出回路５７において、トランジスタＱ５のソースは、キャパシタＣ１の一端（Ａ点）に接続されている。トランジスタＱ５のドレインは、センス抵抗Ｒｓを介して出力電圧引出端に接続されている。トランジスタＱ５のゲートは、ドライバ回路５３の第２出力端に接続されており、クロック信号ｃ２が印加されている。上記から分かるように、トランジスタＱ５は、トランジスタＱ４と同期してオン／オフ制御され、キャパシタＣ１の一端（Ａ点）から参照電圧Ｉｍを引き込むスイッチ手段に相当する。なお、トランジスタＱ５のゲート面積は、トランジスタＱ４のゲート面積に比べて、１／Ｎ（例えば１／１００００）に設計されている。従って、参照電流Ｉｍは、出力電流Ｉｏの１／Ｎとなる。このように、参照電流Ｉｍを検出する構成であれば、負荷への電流経路にセンス抵抗を介在させずに済むので、電力ロスを招くことがない。

コンパレータＣＭＰの非反転入力端（＋）は、センス抵抗Ｒｓの一端（トランジスタＱ５側）に接続されている。コンパレータＣＭＰの反転入力端（−）は、センス抵抗Ｒｓの他端（出力電圧引出端側）に接続されている。コンパレータＣＭＰの出力端は、周波数変換回路５２の制御端に接続されている。従って、コンパレータＣＭＰの出力レベルは、センス抵抗Ｒｓの両端電位差（参照電圧Ｉｍの電流値、延いては、出力電流Ｉｏの電流値に相当）が所定の閾値よりも大きいか否かに応じて、変遷されることになる。

すなわち、本実施形態の出力電流検出回路５７は、出力電流Ｉｏが所定の閾値電流Ｉｔｈよりも大きいか否かを検出するものであると言える。

一方、本実施形態の周波数変換回路５２は、出力電流検出回路５７で得られた検出結果に基づき、出力電流Ｉｏが所定の閾値電流Ｉｔｈよりも大きければ、クロック信号ｂの周波数ｆｉｎ（延いては、クロック信号ｃ１、ｃ２の周波数ｆｉｎであり、さらに言えば、チャージポンプ回路５４の動作周波数ｆｉｎ）を第１周波数ｆｉｎ１とし、逆に、出力電流Ｉｏが所定の閾値電流Ｉｔｈよりも小さければ、クロック信号ｂの周波数ｆｉｎを第１周波数ｆｉｎ１よりも低い第２周波数ｆｉｎ２とする（図４を参照）。すなわち、本実施形態の周波数変換回路５２では、軽負荷時にはチャージポンプ回路５４の動作周波数ｆｉｎを下げるように、クロック信号ｂの周波数ｆｉｎが可変制御され、逆に、重負荷時にはチャージポンプ回路５４の動作周波数ｆｉｎを上げるように、クロック信号ｂの周波数ｆｉｎが可変制御される。

このような出力電流帰還型の構成であれば、チャージポンプ回路５４の動作周波数ｆｉｎが固定されていた従来構成と異なり、軽負荷時における不要な高速動作や、重負荷時における昇圧能力の低下を回避することができるので、負荷の軽重に応じて、その電力効率ηを高めることが可能となる。

特に、ドライバ回路５３よりも前段に周波数変換回路５２を設けた本構成であれば、チャージポンプ回路５４の電力効率向上だけでなく、ドライバ回路５３の消費電力低減も図ることができるので、ＬＥＤドライバ５全体の電力消費を抑えることが可能となる。

なお、上記した閾値電流Ｉｔｈ、並びに、第１周波数ｆｉｎ１及び第２周波数ｆｉｎ２については、チャージポンプ回路５４における動作周波数ｆｉｎと電力効率η及び出力電圧Ｖｏとの相関関係（例えば、先出の図７Ａ、図７Ｂ）を考慮して適宜設定すればよい。

続いて、本発明に係るＬＥＤドライバを搭載した液晶表示装置の第２実施形態について図５を参照しながら詳細に説明する。

図５は、本発明に係るＬＥＤドライバを搭載した液晶表示装置の第２実施形態を示すブロック図である。

なお、本実施形態の液晶表示装置は、先述の第１実施形態とほぼ同様の構成から成る。そこで、第１実施形態と同様の構成部分については、図１と同一符号を付すことで詳細な説明を省略し、以下では、本実施形態に特有の構成部分について、重点的な説明を行う。

本図に示すように、本実施形態のＬＥＤドライバ５では、先出の出力電流検出回路５７が除かれており、周波数変換回路５２では、発光ダイオードＬＥＤの駆動電流を可変制御する際に用いられるディジタル制御信号ＣＴＬを流用し、当該ディジタル制御信号ＣＴＬに基づいてクロック信号ｂの周波数ｆｉｎを可変制御する構成とされている。

より具体的に述べると、本実施形態の周波数変換回路５２は、ディジタル制御信号ＣＴＬに基づき、発光ダイオードＬＥＤに要求される駆動電流（延いては出力電流Ｉｏ）が所定の閾値電流Ｉｔｈよりも大きければ、クロック信号ｂの周波数ｆｉｎ（延いては、クロック信号ｃ１、ｃ２の周波数ｆｉｎであり、さらに言えば、チャージポンプ回路５４の動作周波数ｆｉｎ）を第１周波数ｆｉｎ１とし、逆に、要求される駆動電流が所定の閾値電流Ｉｔｈよりも小さければ、クロック信号ｂの周波数ｆｉｎを第１周波数ｆｉｎ１よりも低い第２周波数ｆｉｎ２とする（図４を参照）。すなわち、本実施形態の周波数変換回路５２でも、第１実施形態と同様、軽負荷時にはチャージポンプ回路５４の動作周波数ｆｉｎを下げるように、クロック信号ｂの周波数ｆｉｎが可変制御され、逆に、重負荷時にはチャージポンプ回路５４の動作周波数ｆｉｎを上げるように、クロック信号ｂの周波数ｆｉｎが可変制御される。

このようなレジスタ設定型の構成であれば、先述の第１実施形態に比べて、出力電流検出回路５７を要することなく、軽負荷時における不要な高速動作や、重負荷時における昇圧能力の低下を回避することができるので、より簡易な構成によって、先と同様の効果を奏することが可能となる。

なお、上記実施形態では、液晶表示装置に搭載されるＬＥＤドライバの電源装置に本発明を適用した場合を例示して説明を行ったが、本発明の適用対象はこれに限定されるものではなく、チャージポンプ回路を用いた電源装置全般に広く適用することが可能である。

また、本発明の構成は、上記実施形態のほか、発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。

例えば、上記実施形態では、クロック信号ｃ１、ｃ２の周波数ｆｉｎ（延いては、チャージポンプ回路５４の動作周波数ｆｉｎ）を可変制御するクロック信号制御手段として、周波数変換回路５２を設けた構成を例示して説明を行ったが、本発明の構成はこれに限定されるものではなく、一相のクロック信号によってチャージポンプ回路５４を制御するようにしたり、周波数変換回路５２を除いて、発振周波数を任意に切り替えることが可能な発振回路５１を設けておき、出力電流Ｉｏの検出結果、若しくは、装置外部からの制御信号ＣＴＬに基づいて、発振回路５１の発振周波数を可変制御する構成としても構わない。

また、上記の第１実施形態では、出力電流検出回路５７の一要素として、コンパレータＣＭＰを用いた構成を例に挙げて説明を行ったが、本発明の構成はこれに限定されるものではなく、コンパレータＣＭＰの代わりに、センス抵抗Ｒｓの両端電圧を増幅出力する増幅器を設け、その増幅出力に基づいて、チャージポンプ回路５４の動作周波数ｆｉｎを可変制御する構成としても構わない。

また、上記実施形態では、２倍正昇圧型のチャージポンプ回路５４を用いた構成を例に挙げて説明を行ったが、本発明の構成はこれに限定されるものではなく、複数の電荷転送用スイッチをクロック信号に応じて周期的にオン／オフさせ、電荷蓄積用キャパシタの充放電を行うことにより、入力電圧から所望の出力電圧を生成するチャージポンプ回路であれば、正昇圧／負昇圧を問わず、また、いかなる昇圧倍率のものを用いても構わない。

本発明は、チャージポンプ回路を用いた電源装置の電力効率を高める上で有用な技術であり、例えば、バッテリを電源とする携帯機器などに好適な技術である。

Claims (12)

1. 複数の電荷転送用スイッチをクロック信号に応じて周期的にオン／オフさせ、電荷蓄積用キャパシタの充放電を行うことにより、入力電圧から所望の出力電圧を生成して負荷に供給するチャージポンプ回路を有する電源装置であって、前記負荷に流れる電流に応じて前記クロック信号の周波数を可変制御することを特徴とする電源装置。
2. 前記クロック信号の周波数は、前記負荷に流れる電流が大きくなるときには高くなり、前記負荷に流れる電流が小さくなるときには低くなることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
3. 前記負荷に流れる電流は、出力電流に応じた電流を検出する出力電流検出回路により検出することを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
4. 前記出力電流検出回路は、前記出力電流に応じた電流を引込むためのトランジスタと、前記出力電流に応じた電流が流されるセンス抵抗と、前記センス抵抗の両端電位差に応じてその出力レベルが変遷されるコンパレータと、から成ることを特徴とする請求項３に記載の電源装置。
5. 前記出力電流検出回路は、前記出力電流が所定の閾値よりも大きいか否かを検出するものであり、前記クロック信号の周波数は、前記出力電流が所定の閾値よりも大きければ、第１周波数とされ、逆に、前記出力電流が所定の閾値よりも小さければ、第１周波数よりも低い第２周波数とされることを特徴とする請求項４に記載の電源装置。
6. 前記負荷に流れる電流は、前記負荷の駆動電流を可変制御する際に用いられる所定の制御信号を流用して判定することを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
7. 前記負荷の駆動電流を生成する駆動電流生成回路と、前記負荷に供給すべき駆動電流の電流量を設定するためのディジタル制御信号から前記駆動電流生成回路の制御に適したアナログ制御信号を生成するディジタル／アナログ変換器と、をさらに有し、前記負荷電流の判定に用いられる制御信号は、前記ディジタル制御信号であることを特徴とする請求項６に記載の電源装置。
8. 前記クロック信号の周波数は、前記制御信号に基づいて要求される駆動電流が所定の閾値よりも大きければ、第１周波数とされ、逆に、要求される駆動電流が所定の閾値よりも小さければ第１周波数よりも低い第２周波数とされることを特徴とする請求項７に記載の電源装置。
9. 所定の周波数を有するクロック信号を生成する発振回路と、前記クロック信号の周波数変換を行う周波数変換回路と、をさらに有して成り、前記チャージポンプ回路のクロック信号の周波数は、前記周波数変換回路により変更することを特徴とする請求項１〜請求項８のいずれかに記載の電源装置。
10. 所定の周波数を有するクロック信号を生成する発振回路をさらに有し、前記チャージポンプ回路のクロック信号の周波数は、前記発振回路により変更することを特徴とする請求項１〜請求項８のいずれかに記載の電源装置。
11. 負荷である光源への電力供給手段と、所定の制御信号に基づいて前記光源の駆動電流を可変制御する駆動電流制御手段と；を有して成る発光制御装置であって、前記電力供給手段として、請求項１〜請求項８のいずれかに記載の電源装置を備えたことを特徴とする発光制御装置。
12. 表示パネルと、前記表示パネルを照射する光源と、前記光源の発光制御手段と、を有して成る表示装置であって、前記発光制御手段として、請求項１１に記載の発光制御装置を備えたことを特徴とする表示装置。

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