JPWO2005107202A1 - タイミング再生回路および受信装置 - Google Patents

Abstract

本発明にかかるタイミング再生回路は、Ｎ（Ｎは自然数）ブランチ分のプリアンブル信号を用いてタイミング再生を行うタイミング再生回路であって、たとえば、プリアンブル用位相変動量算出部（１１−１〜１１−Ｎ）が、前記Ｎブランチ分のプリアンブル信号のベースバンド位相信号に対してシンボルレートのＳ倍オーバーサンプリングを行い、得られた各ブランチのベースバンド位相データの特定時間間隔における位相変動量を算出し、電力重み付け係数算出部（１２）が、前記Ｎブランチ分のプリアンブル信号の受信信号電力を任意の時間間隔でサンプリングし、得られた受信信号電力データに基づいてＮブランチ分の電力重み付け係数を算出し、乗算部（１３−１〜１３−Ｎ）が、前記各ブランチの位相変動量とそれぞれ対応する電力重み付け係数とを乗算し、加算部（１４）が、前記各ブランチの乗算結果を合成して合成位相変動量を算出する。

Description

この発明は、ディジタル無線通信システムを構成する受信装置に関するものであり、詳細には、プリアンブル信号を用いてタイミング再生を行う受信装置内のタイミング再生回路に関するものである。

以下、従来のタイミング再生回路について説明する。
近年、ＰＳＫ（Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）変調方式を採用するディジタル無線通信システムが実用化されている。このディジタル無線通信システムを構成するダイバーシチ受信装置内のタイミング再生回路では、たとえば、ＰＳＫ変調が行われたランダムデータの受信信号に対してタイミング再生を行う（特許文献１参照）。
ここで、上記特許文献１に記載の従来のダイバーシチ受信装置の動作を説明する。なお、ここでは、説明の簡単化のためブランチ数を２とする。
まず、従来のダイバーシチ受信装置では、２個のアンテナでＰＳＫ変調信号を受信し、各ＰＳＫ変調信号を個別に検波し、その結果としてベースバンド位相信号と受信信号電力を得る。このとき、検波は、たとえば、リミタやバンドパスフィルタやミキサ等で行われる。
つぎに、ダイバーシチ受信装置では、上記で得られた各ベースバンド位相信号を、それぞれシンボル周波数の４倍のクロックでオーバーサンプリングし、ベースバンド受信位相データを生成する。そして、２つのベースバンド受信位相データのうち、対応する受信信号電力が大きい方のブランチのベースバンド受信位相データを選択する。
つぎに、ダイバーシチ受信装置では、上記選択されたベースバンド受信位相データを用いて後述するタイミング再生処理（従来のタイミング再生回路の処理）を行い、オーバーサンプリング処理においてナイキスト点位置のベースバンド位相信号をサンプリングするように、４倍再生クロックの位相を制御する。さらに、上記選択されたベースバンド受信位相データからナイキスト点データを抽出するための再生シンボルクロックを生成する。
最後に、ダイバーシチ受信装置では、上記で生成された再生シンボルクロックを用いて、上記選択されたベースバンド受信位相データからナイキスト点データを抽出する。
つづいて、上記タイミング再生時のタイミング再生回路の処理を詳細に説明する。まず、従来のタイミング再生回路では、４倍オーバーサンプルのベースバンド受信位相データを用いて、奇数サンプル間隔の位相変動量から求まる奇数系列合成シンボル周波数成分データと、偶数サンプル間隔の位相変動量から求まる偶数系列合成シンボル周波数成分データと、を求める。なお、この奇数系列合成シンボル周波数成分データと偶数系列合成シンボル周波数成分データを求める際には、逓倍処理に相当する絶対値演算を行うため、奇数系列合成シンボル周波数成分データと偶数系列合成シンボル周波数成分データは、任意の送信データ系列に対してもシンボル周波数成分を有する。
つぎに、タイミング再生回路では、奇数系列合成シンボル周波数成分データと偶数系列合成シンボル周波数成分データとを加算した合成シンボル周波数成分データに対して、シンボル周期の余弦波成分と正弦波成分をそれぞれ乗算し、合成シンボル周波数成分データのシンボル周波数成分を直流成分に周波数変換し、複素ＤＣ同相成分と複素ＤＣ直交成分とを求める。さらに、複素ＤＣ同相成分と複素ＤＣ直交成分に対してそれぞれ平均化処理を行い、平均化されたＤＣ同相成分と複素ＤＣ直交成分の逆正接を求めることで、再生４倍クロックとナイキスト点とのタイミング位相差を推定する。
最後に、タイミング再生回路では、再生シンボルクロックと再生４倍クロックを、上記で推定されたタイミング位相差分だけ移相することにより、ナイキスト点に同期した再生クロックを生成する。
以上のように、従来のダイバーシチ受信装置では、ＰＳＫ変調された任意の送信データ系列から、ナイキスト点データを抽出することができる。
［特許文献１］ 特許第３２８６８８５号
しかしながら、上記特許文献１に記載された従来のタイミング再生回路では、受信信号がＰＳＫ変調された任意のデータ系列であることを想定してタイミング再生を行うため、奇数系列合成シンボル周波数成分データと偶数系列合成シンボル周波数成分データを求める際に逓倍処理を行う必要があり、既知パターンであるプリアンブル信号を受信している場合であっても逓倍ロスが発生し、高速にタイミング同期を確立することが困難である、という課題があった。
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、１個以上のアンテナを用いる受信装置において、高速かつ高精度なタイミング同期を実現するタイミング再生回路を提供することを目的とする。
また、上記高速かつ高精度なタイミング同期を実現するタイミング再生回路から出力されるナイキスト点データを用いて、高精度な復調特性を実現する受信装置を提供することを目的とする。

本発明にかかるタイミング再生回路にあっては、Ｎ（Ｎは自然数）ブランチ分のアンテナで受信したＰＳＫ変調されたプリアンブル信号を用いてタイミング再生を行うタイミング再生回路であって、たとえば、前記Ｎブランチ分のプリアンブル信号のベースバンド位相信号に対して、個別にシンボルレートのＳ（Ｓは２以上の自然数）倍オーバーサンプリングを行い、得られた各ブランチのベースバンド位相データの特定時間間隔における位相変動量を算出するＮ個のプリアンブル用位相変動量算出手段（後述する実施の形態のプリアンブル用位相変動量算出部１１−１〜１１−Ｎに相当）と、前記Ｎブランチ分のプリアンブル信号の受信信号電力を任意の時間間隔で個別にサンプリングし、得られた受信信号電力データに基づいてＮブランチ分の電力重み付け係数を算出する電力重み付け係数算出手段（電力重み付け係数算出部１２に相当）と、前記各ブランチの位相変動量と、それぞれ対応する電力重み付け係数と、を個別に乗算する重み付け乗算手段（乗算部１３−１〜１３−Ｎに相当）と、前記各ブランチの乗算結果を合成して合成位相変動量を算出する合成位相変動量算出手段（加算部１４に相当）と、を備えることを特徴とする。
さらに、前記合成位相変動量に対して２シンボル周期の余弦波成分と正弦波成分とを個別に乗算し、１／２シンボル周波数成分複素信号の実数成分と虚数成分とを抽出する１／２シンボル周波数成分抽出手段（１／２シンボル周波数成分抽出部１５に相当）と、前記１／２シンボル周波数成分複素信号の実数成分と虚数成分とを個別に平均化する平均化手段（平均化部１６に相当）と、前記平均化後の１／２シンボル周波数成分複素信号の実数成分と虚数成分との偏角を求め、その偏角の２倍の位相を偏角とするプリアンブルタイミング位相複素信号を算出するプリアンブル用タイミング位相複素信号算出手段（プリアンブル用タイミング位相複素信号算出部１７に相当）と、を備えることを特徴とする。
さらに、シンボルレートの約Ｔ（Ｔは２以上の自然数）倍のクロック速度を持つＴ倍クロックを分周し、当該分周クロックを前記プリアンブルタイミング位相複素信号の偏角に相当する位相分だけ移相して再生シンボルクロックを生成する再生シンボルクロック生成手段（移相制御／分周部１８に相当）、を備えることを特徴とする。
この発明によれば、上記プリアンブル用位相変動量算出手段と上記合成位相変動量算出手段とを適用し、ブランチ合成の利得が多く得られた合成位相変動量を用いてタイミング推定を行うため、プリアンブル信号受信時に高速かつ高精度なタイミング推定が可能である。
また、プリアンブル信号受信時にタイミング再生を行い、プリアンブル信号受信終了時に、プリアンブル受信時におけるタイミング位相を保持して基準Ｔ倍クロックの分周を行い、再生シンボルクロックと再生Ｕ倍クロックを生成するので、プリアンブル受信が終了した後のランダムデータ受信時においても、プリアンブル受信時に推定した高精度なタイミング位相同期状態を保持することができる。

第１図は、実施の形態１のタイミング再生回路の構成例を示す図であり、第２図は、実施の形態１の受信装置の構成例を示す図であり、第３図は、タイミング再生部の動作タイミングの一例を示す図であり、第４図は、プリアンブル用位相変動量算出部の構成例を示す図であり、第５図は、位相オフセット除去部に入力される差分値の一例を示す図であり、第６図は、位相オフセット除去部から出力される差分値の一例を示す図であり、第７図は、電力重み付け係数算出部の構成例を示す図であり、第８図は、プリアンブル用タイミング位相複素信号算出部の構成例を示す図であり、第９図は、移相制御／分周部の構成例を示す図であり、第１０図は、立上りエッジ検出部の動作例を示す図であり、第１１図は、実施の形態２のタイミング再生回路の構成例を示す図であり、第１２図は、実施の形態２の受信装置の構成例を示す図であり、第１３図は、タイミング再生部の動作タイミングの一例を示す図であり、第１４図は、タイミング位相複素信号算出部の構成例を示す図であり、第１５図は、タイミング再生部の動作タイミングの一例を示す図であり、第１６図は、実施の形態３の受信装置の構成例を示す図であり、第１７図は、実施の形態３のタイミング再生回路の構成例を示す図であり、第１８図は、実施の形態３のタイミング再生回路の構成例を示す図である。

以下に、本発明にかかるタイミング再生回路および受信装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態により本発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
実施の形態１では、２シンボル周期のプリアンブル信号を含むデータがＰＳＫ変調された信号を１個以上の受信アンテナで受信してタイミング再生を行うタイミング再生回路と、そのタイミング再生回路を用いてデータ復調を行う受信装置（特に、２個以上の受信アンテナを用いる場合はダイバーシチ受信装置）について説明する。
第１図は、Ｎ（Ｎは１以上の整数）個の受信アンテナを有する実施の形態１のタイミング再生回路の構成例を示す図である。このタイミング再生回路は、受信アンテナ１−１〜１−Ｎと、検波部２−１〜２−Ｎと、サンプリング部３−１〜３−Ｎ，４−１〜４−Ｎと、タイミング再生部５と、を備えている。
また、上記タイミング再生部５は、プリアンブル用位相変動量算出部１１−１〜１１−Ｎと、電力重み付け係数算出部１２と、乗算部１３−１〜１３−Ｎと、加算部１４と、１／２シンボル周波数成分抽出部１５と、平均化部１６と、プリアンブル用タイミング位相複素信号算出部１７と、移相制御／分周部１８と、基準クロック発生部１９と、を備えている。
また、第２図は、上記タイミング再生回路を含む実施の形態１の受信装置の構成例を示す図である。この受信装置は、上記タイミング再生回路の構成に加えて、さらに、ナイキスト点抽出部２１−１〜２１−Ｎと、ダイバーシチ／復調部２２と、を備えている。
ここで、第２図に示す実施の形態１の受信装置の動作概要について説明する。
本実施の形態の受信装置は、Ｎ（Ｎは自然数）個の受信アンテナ１−１〜１−ＮでＰＳＫ変調信号を受信し、検波部２−１〜２−Ｎが、各ブランチの信号を検波し、個別にベースバンド位相信号と受信信号電力とを得る。
サンプリング部３−１〜３−Ｎでは、それぞれ対応する検波部２−１〜２−Ｎにて検波された受信信号電力を、後述するタイミング再生部５にて生成される再生Ｕ倍クロックの立上りエッジでサンプリングし、各ブランチの受信信号電力データを出力する。なお、Ｕは２以上の自然数である。
また、サンプリング部４−１〜４−Ｎでは、それぞれ対応する検波部２−１〜２−Ｎにて検波されたベースバンド位相信号を、後述するタイミング再生部５にて生成される基準Ｓ倍クロックの立上りエッジでサンプリングし、各ブランチのベースバンド位相データを出力する。なお、Ｓは２以上の自然数である。
タイミング再生部５では、受信装置の原振クロックに対して逓倍処理や分周処理を行い、シンボルレートのＳ倍のクロック速度を有する基準Ｓ倍クロックを生成する。さらに、プリアンブル信号受信時に、サンプリング部３−１〜３−Ｎより出力される各ブランチの受信信号電力データと、サンプリング部４−１〜４−Ｎより出力される各ブランチのベースバンド位相データと、に基づいて、受信信号のナイキストに同期しかつシンボルレートと同程度のクロック速度を有する再生シンボルクロックと、受信信号のナイキストに同期しかつシンボルレートの約Ｕ倍のクロック速度を有する再生Ｕ倍クロックと、を生成する。ここでは、既知のプリアンブル信号を用いるため、逓倍処理を行う必要がなく、逓倍ロスによる劣化を軽減できるため、高速かつ高精度なタイミング推定が可能である。
ナイキスト点抽出部２１−１〜２１−Ｎでは、それぞれ対応する検波部２−１〜２−Ｎにて検波されたベースバンド位相信号と受信信号電力とを、受信信号のナイキスト点に同期した上記再生シンボルクロックの立上りエッジでサンプリングし、各ブランチのナイキスト点ベースバンド位相データとナイキスト点受信信号電力データとを出力する。
ダイバーシチ／復調部２２では、ナイキスト点抽出部２１−１〜２１−Ｎから出力される各ブランチのナイキスト点ベースバンド位相データとナイキスト点受信信号電力データに基づいてダイバーシチ合成を行い、さらに、ダイバーシチ合成後の受信信号を復調し、復調データを出力する。
なお、上記受信装置におけるサンプリング部３−１〜３−Ｎでは、それぞれ対応する検波部２−１〜２−Ｎにて検波された受信信号電力を再生Ｕ倍クロックの立上りエッジでサンプリングする場合について説明したが、サンプリングに用いるクロックは特に制限がなく、たとえば、原振クロックを逓倍または分周して生成された基準クロックを用いることとしてもよい。
また、上記受信装置におけるサンプリング部４−１〜４−Ｎでは、それぞれ対応する検波部２−１〜２−Ｎにて検波されたベースバンド位相信号を基準Ｓ倍クロックの立上りエッジでサンプリングする場合について説明したが、サンプリングに用いるクロックは特に制限がなく、たとえば、シンボルレートの２倍以上の速度のクロックであればタイミング再生部５にて生成する再生クロックを用いることとしてもよい。
つづいて、第１図を用いて実施の形態１のタイミング再生部５の動作について説明する。
まず、本実施の形態のタイミング再生部５では、基準クロック発生部１９が、受信装置が持つ原振クロックに対して分周処理や逓倍処理を行い、シンボルレートの約Ｔ倍のクロック速度を有する基準Ｔ倍クロックと、シンボルレートの約Ｓ倍のクロック速度を有する基準Ｓ倍クロックと、を生成する。なお、Ｔは２以上の自然数である。
プリアンブル用位相変動量算出部１１−１〜１１−Ｎでは、それぞれ対応するサンプリング部４−１〜４−Ｎにてサンプリングされた各ブランチのベースバンド位相データに対する特定時間当りの位相変動量を算出する。たとえば、プリアンブル信号として、差動符号化を行うπ／４シフトＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）変調の［１００１］パターンを適用する場合、プリアンブル信号受信時の位相変動量は、後述する第５図に示すような２シンボル周期の信号となる。なお、プリアンブル信号は、既知信号であるため、位相変動量を求める際に逓倍処理を行う必要がない。
電力重み付け係数算出部１２では、サンプリング部３−１〜３−Ｎにてサンプリングされた各ブランチの受信信号電力データに基づいて、各ブランチの受信信号の尤度を示す電力重み付け係数を算出する。
乗算部１３−１〜１３−Ｎでは、それぞれ対応するブランチの位相変動量と電力重み付け係数とを乗算し、その乗算結果を出力する。
加算部１４では、乗算部１３−１〜１３−Ｎから出力される各ブランチの乗算結果を予め決められたブランチ分だけ加算し、この加算により得られた合成位相変動量を出力する。なお、２シンボル周期で変動するプリアンブル信号受信時には、合成位相変動量も上記位相変動量のように２シンボル周期の信号として得られる。また、プリアンブル用位相変動量算出部１１−１〜１１−Ｎでは位相変動量を求める際に逓倍処理を行わないため、ここでの加算においても逓倍ロスが少なく、ブランチ合成による利得を多く得ることができる。
１／２シンボル周波数成分抽出部１５では、２シンボル周期の信号である合成位相変動量に対して、２シンボル周期の余弦波成分と正弦波成分をそれぞれ乗算し、合成位相変動量の１／２シンボル周波数成分を直流成分に周波数変換し、１／２シンボル周波数成分複素信号の実数成分と１／２シンボル周波数成分複素信号の虚数成分を出力する。
平均化部１６では、上記１／２シンボル周波数成分複素信号の実数成分と１／２シンボル周波数成分複素信号の虚数成分とをそれぞれ平均化する。なお、平均化された１／２シンボル周波数成分複素信号の実数成分と平均化された１／２シンボル周波数成分複素信号の虚数成分との偏角Δθは、２シンボル周期当りのナイキスト点と基準Ｓ倍クロックとのタイミング位相差を示す。
プリアンブル用タイミング位相複素信号算出部１７では、平均化された１／２シンボル周波数成分複素信号の実数成分と１／２シンボル周波数成分複素信号の虚数成分から偏角Δθの２倍の位相を偏角として有するプリアンブルタイミング位相複素信号を生成する。なお、「２×Δθ」は、１シンボル周期当りのナイキスト点と基準Ｓ倍クロックとのタイミング位相差を示す。
移相制御／分周部１８では、基準Ｔ倍クロックを分周して、シンボルレートと同程度のクロックとシンボルレートの約Ｕ倍のクロックを生成する。さらに、分周されたシンボルレートと同程度のクロックとシンボルレートの約Ｕ倍のクロックをそれぞれシンボル周期に対して「２×Δθ」の位相分だけ移相して、再生シンボルクロックと再生Ｕ倍クロックを生成する。基準Ｓ倍クロックと基準Ｔ倍クロックは同一の原振クロックから生成されたクロックであり、互いに同期しているため、上述のようにして生成される再生シンボルクロックと再生Ｕ倍クロックはナイキスト点に同期している。
このように、本実施の形態のタイミング再生部５は、プリアンブル用位相変動量算出部１１−１〜１１−Ｎと加算部１４とを適用し、ブランチ合成の利得が多く得られた合成位相変動量を用いてタイミング推定を行うため、プリアンブル信号受信時に高速かつ高精度なタイミング推定が可能である。
また、本実施の形態のタイミング再生部５は、送信データがランダムデータの場合にはタイミング推定を行うことができない。しかしながら、第３図に示すように、プリアンブル信号が先頭に付加される受信信号の場合、プリアンブル信号受信時にタイミング再生部５を用いてタイミング再生を行い、プリアンブル信号受信終了時に、プリアンブル受信時におけるタイミング位相を保持して基準Ｔ倍クロックの分周を行い、再生シンボルクロックと再生Ｕ倍クロックを生成する。これにより、プリアンブル受信が終了した後のランダムデータ受信時においても、プリアンブル受信時に推定した高精度なタイミング位相同期状態を保持することができる。第３図は、タイミング再生部５の動作タイミングの一例を示す図である。
なお、上記タイミング再生部５では、２種類の再生クロック（再生クロックと再生Ｕ倍クロック）を生成したが、再生クロックの生成個数に制限はなく、１種類以上の再生クロックを生成できればよい。
つづいて、上記プリアンブル用位相変動量算出部１１−１〜１１−Ｎの動作について説明する。第４図は、たとえば、第ｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ）番目のブランチのプリアンブル用位相変動量算出部１１−ｎの構成例を示す図であり、１サンプル遅延器３１−ｎ〜３４−ｎと、減算器３５−ｎ，３６−ｎと、位相オフセット除去部３７−ｎ，３８−ｎと、を備えている。なお、ここでは、一例として、プリアンブル用位相変動量算出部１１−ｎの動作について説明するが、他のプリアンブル用位相変動量算出部についても同様に動作する。
プリアンブル用位相変動量算出部１１−ｎでは、まず、１サンプル遅延器３１−ｎ，３２−ｎ，３３−ｎ，３４−ｎが、サンプリング部４−ｎでサンプリングされたベースバンド位相データに対して、それぞれ基準Ｓ倍クロックで１周期分の遅延を与えて出力する。
つぎに、減算器３５−ｎでは、基準Ｓ倍クロックにより３周期分の遅延が付加されたベースバンド位相データから基準Ｓ倍クロックにより１周期分の遅延が付加されたベースバンド位相データを差し引いて、その差分値（位相変動量）を出力する。ここでは、前記差分値が、モジュロ３６０［ｄｅｇｒｅｅ］の計算により、−１８０［ｄｅｇｒｅｅ］〜１８０［ｄｅｇｒｅｅ］の値を持つ。
同様に、減算器３６−ｎでは、基準Ｓ倍クロックにより４周期分の遅延が付加されたベースバンド位相データから遅延なしのベースバンド位相データを差し引いて、その差分値（位相変動量）を出力する。ここでも、前記差分値は、モジュロ３６０［ｄｅｇｒｅｅ］の計算により、−１８０［ｄｅｇｒｅｅ］〜１８０［ｄｅｇｒｅｅ］の値を持つ。
そして、位相オフセット除去部３７−ｎでは、減算器３５−ｎから出力される差分値に対して、無雑音時に位相オフセット除去後の差分値の上限値と下限値の和を０に近くするような、位相オフセット量を与える。位相オフセット後の出力信号は、モジュロ３６０［ｄｅｇｒｅｅ］の計算により、−１８０［ｄｅｇｒｅｅ］〜１８０［ｄｅｇｒｅｅ］の値を持つ。第５図は、位相オフセット除去部３７−ｎ（または３８−ｎ）に入力される差分値の一例を示す図であり、第６図は、位相オフセット除去部３７−ｎ（または３８−ｎ）から出力される差分値の一例を示す図である。たとえば、第５図に示すように、差動符号化を行うπ／４シフトＱＰＳＫ変調の［１００１］パターンの差分値の上限値は約π／４となり、下限値は約−３π／４となる。しかしながら、位相オフセットとしてπ／４を付加することにより、第６図に示すように、差分値は、上限値が約π／２となり、下限値が約−π／２となる。すなわち、雑音付加時であっても、モジュロ３６０［ｄｅｇｒｅｅ］を計算することにより、上記差分値の、＋１８０［ｄｅｇｒｅｅ］と−１８０［ｄｅｇｒｅｅ］との間の位相とびの発生頻度が少なくなり、この位相とびによる再生クロック特性の劣化を軽減できる。
同様に、位相オフセット除去部３８−ｎでは、減算器３６−ｎから出力される差分値に対して、無雑音時に位相オフセット除去後の差分値の上限値と下限値の和を０に近くするような、位相オフセット量を与える。位相オフセット後の出力信号は、モジュロ３６０［ｄｅｇｒｅｅ］の計算により、−１８０［ｄｅｇｒｅｅ］〜１８０［ｄｅｇｒｅｅ］の値を持つ。
加算部３９−ｎでは、位相オフセット除去部３７−ｎと３８−ｎの出力結果を加算し、その加算結果として位相変動量を−３６０［ｄｅｇｒｅｅ］〜３６０［ｄｅｇｒｅｅ］の値で出力する。
このように、本実施の形態のプリアンブル用位相変動量算出部１１−ｎは、位相オフセット除去部の処理により、ベースバンド位相データの差分値の、＋１８０［ｄｅｇｒｅｅ］と−１８０［ｄｅｇｒｅｅ］との間の位相とびの発生頻度を少なくすることができるため、ベースバンド位相データの差分値の位相とびに起因する再生クロック特性の劣化を軽減できる。
なお、上記プリアンブル用位相変動量算出部では、４クロック周期間隔の差分と２クロック周期間隔の差分を用いた場合について説明を行ったが、差分を計算する間隔は任意の時間でよい。
また、上記プリアンブル用位相変動量算出部では、４クロック周期間隔の差分と２クロック周期間隔の差分との２つの差分を合成して位相変動量を算出したが、位相変動量は１つ以上のクロック間隔の差分から求めればよい。たとえば、異なるクロック間隔の差分を複数個用いて位相変動量を算出することにより、位相変動量のＳ／Ｎ比が上がるため、再生クロック特性を向上させることができる。
つづいて、上記電力重み付け係数算出部１２の動作について説明する。第７図は、電力重み付け係数算出部１２の構成例を示す図であり、最大値検出部４１と、平均化部４２，４３−１〜４３−Ｎと、正規化部４４−１〜４４−Ｎと、係数変換部４５−１〜４５−Ｎと、サンプリング部４６−１〜４６−Ｎと、を備えている。
本実施の形態の電力重み付け係数算出部１２では、まず、最大値検出部４１が、サンプリング部３−１〜３−Ｎにてサンプリングされた全Ｎブランチの受信信号電力データの中から、最大受信信号電力データを検出する。
つぎに、平均化部４２では、上記最大受信信号電力データを平均化することにより求まる基準受信信号電力データを出力する。
一方で、平均化部４３−１〜４３−Ｎでは、それぞれ対応するサンプリング部３−１〜３−Ｎにてサンプリングされた受信信号電力データをブランチ毎に平均化して、各ブランチの平均受信信号電力データを算出する。
つぎに、正規化部４４−１〜４４−Ｎでは、基準受信信号電力データに基づいて、各ブランチの平均受信信号電力データを正規化し、その正規化結果を出力する。ここでの正規化は、たとえば、受信信号電力データが真数表記の場合には除算演算等が行われ、受信信号電力データが対数表記の場合には減算演算等が行われる。
つぎに、係数変換部４５−１〜４５−Ｎでは、それぞれ対応する正規化部４４−１〜４４−Ｎから出力される正規化結果を、電力重み付け係数に変換する。
そして、サンプリング部４６−１〜４６−Ｎでは、それぞれ対応する係数変換部４５−１〜４５−Ｎから出力される電力重み付け係数を、基準Ｓ倍クロックの立上りエッジでサンプリングし、そのサンプリング結果を出力する。
このように、本実施の形態の電力重み付け係数算出部１２は、各ブランチに対応する電力重み付け係数を求めるときに、正規化部４４−１〜４４−Ｎが、各ブランチの平均受信信号電力データに対して基準受信信号電力データを用いた正規化を行う。これにより、各ブランチ間の電力レベル差や時間経過による電力レベル変動が大きい場合であっても、電力重み付け係数を少ないビット数で表現できるため、タイミング再生部５の回路規模を小さくすることができる。
なお、上記サンプリング部４６−１〜４６−Ｎは、電力重み付け係数とプリアンブル用位相変動量算出部１１−１〜１１−Ｎより出力される各ブランチの位相変動量とのデータ変化タイミングを揃えるためのものであり、たとえば、サンプリング部３−１〜３−Ｎとサンプリング部４−１〜４−Ｎが同じクロックを用いる場合は不要である。
つづいて、上記プリアンブル用タイミング位相複素信号算出部１７の動作について説明する。第８図は、プリアンブル用タイミング位相複素信号算出部１７の構成例を示す図であり、逆正接部５１と、２倍位相算出部５２と、複素信号算出部５３と、を備えている。
本実施の形態のプリアンブル用タイミング位相複素信号算出部１７では、まず、逆正接部５１が、平均化部１６から出力される、平均化された１／２シンボル周波数成分複素信号の実数成分と平均化された１／２シンボル周波数成分複素信号の虚数成分との偏角Δθを算出する。
つぎに、２倍位相算出部５２では、上記偏角Δθの２倍の位相である「２×Δθ」を計算する。
そして、複素信号算出部５３では、「２×Δθ」の位相と予め決められた振幅Ａを有する複素信号の実数成分と虚数成分とを算出し、プリアンブルタイミング位相複素信号の実数成分Ｒと虚数成分Ｉとして出力する。実数成分Ｒと虚数成分Ｉはそれぞれ（１）式と（２）式で表すことができる。
Ｒ＝Ａｃｏｓ（２×Δθ） …（１）
Ｉ＝Ａｓｉｎ（２×Δθ） …（２）
このように、本実施の形態のプリアンブル用タイミング位相複素信号算出部１７にて算出されるプリアンブルタイミング位相複素信号の実数成分と虚数成分は、共にＡ以下の値を持ち、少ないビット数で表現できる。これにより、タイミング再生部５の回路規模を小さくすることができる。
つづいて、上記移相制御／分周部１８の動作について説明する。第９図は、移相制御／分周部１８の構成例を示す図であり、Ｔ進カウンタ６１と、基準シンボル周期余弦波／正弦波生成部６２と、移相部６３と、立上りエッジ検出部６４と、立上りエッジ間隔カウンタ６５と、分周部６６，６７と、を備えている。また、第１０図は、立上りエッジ検出部６４の動作例を示す図である。
本実施の形態の移相制御／分周部１８は、Ｔ進カウンタ６１が、基準Ｔ倍クロックのクロック速度で動作し、０〜（Ｔ−１）を繰り返しカウントするカウンタ値Ｄを出力する。なお、基準Ｔ倍クロックは、シンボルレートの約Ｔ倍のクロックレートを持つため、カウンタ値Ｄが０〜（Ｔ−１）までカウントされる繰り返し周期はシンボルレートと同程度である。
つぎに、基準シンボル周期余弦波／正弦波生成部６２では、上記カウンタ値Ｄに基づいて（３）式と（４）式でそれぞれ求まる余弦波成分Ｃｏと正弦波成分Ｓｉを生成する。
Ｃｏ＝ｃｏｓ（２π×Ｄ／Ｔ） …（３）
Ｓｉ＝ｓｉｎ（２π×Ｄ／Ｔ） …（４）
つぎに、移相部６３では、（５）式に示すように、振幅Ａを持ち、上記余弦波成分Ｃｏを上記タイミング位相差「２×Δθ」分だけ移相した余弦波Ｃｓを算出する。なお、余弦波Ｃｓは、受信信号データのナイキスト点に同期した信号であるが、第１０図に示すように、タイミング再生部５が動作中にはプリアンブルタイミング位相複素信号の実数成分Ｒと虚数成分Ｉが特定時間単位で変化するため、余弦波が持つ位相が一瞬の間不連続となる「位相とび」が発生する信号である。
Ｃｓ＝Ａｃｏｓ（２π×Ｄ／Ｔ−２×Δθ）
＝ｃｏｓ（２π×Ｄ／Ｔ）×Ａｃｏｓ（２×Δθ）
＋ｓｉｎ（２π×Ｄ／Ｔ）×Ａｓｉｎ（２×Δθ）
＝Ｃｏ×Ｒ＋Ｓｉ×Ｉ …（５）
立上りエッジ検出部６４では、上記余弦波Ｃｓの値が負から正に変わるタイミング（第１０図に示す硬判定クロックの変化タイミング）に基づいて、受信信号データのナイキスト点に同期したタイミングで発生する立上りエッジ検出パルスを生成する。ただし、立上りエッジ検出部６４では、硬判定クロックが余弦波Ｃｓの位相とびの影響を受けている場合であっても、第１０図に示すように、立上りエッジ間隔カウンタ６５でカウントしている、前回の立上りエッジ検出パルス発生時からの経過時間が、予め決められた時間（基準Ｔ倍クロックのクロック数）より短い場合には、立上りエッジ検出パルスを発生しない。
分周部６６では、立上りエッジ検出パルスを基準にして、基準Ｔ倍クロックを１／Ｔ倍の速度に分周することにより再生シンボルクロックを生成する。同様に、分周部６７では、立上りエッジ検出パルスを基準にして、基準Ｔ倍クロックをＵ／Ｔ倍の速度に分周することにより再生Ｕ倍クロックを生成する。
このように、本実施の形態の移相制御／分周部１８は、移相部６３で求まる余弦波Ｃｓの立上りエッジ検出から特定の期間の立上りエッジを無視する機能を備えることとした。これにより、余弦波Ｃｓの位相とびに起因する立上りエッジの誤検出を軽減し、安定した再生シンボルクロックと再生Ｕ倍クロックを得ることができる。
なお、上記移相制御／分周部１８の立上りエッジ検出部６４は、移相部６３より出力される余弦波Ｃｓの値が負から正に変わるタイミングに基づいて、受信信号データのナイキスト点に同期したタイミングで発生する立上りエッジ検出パルスを生成していたが、これに限らず、たとえば、余弦波Ｃｓの値が正から負に変わるタイミングに基づいて立上りエッジ検出パルスを生成することとしてもよい。
また、上記移相制御／分周部１８では、２種類の再生クロック（再生クロックと再生Ｕ倍クロック）を生成したが、再生クロックの生成個数に制限はなく、１種類以上の再生クロックを生成できればよい。
以上のように、本実施の形態においては、タイミング再生部５にて高精度なタイミング推定を行うことができるため、ナイキスト点抽出部２１−１〜２１−Ｎにて抽出されるデータは、再生シンボルクロックの推定誤差によるＳ／Ｎ比の劣化や符号間干渉の影響による劣化を小さく抑えることができ、良好な復調特性を得ることができる。
実施の形態２．
実施の形態２では、プリアンブル信号が先頭に付加されたデータフォーマットを有するＰＳＫ変調された信号を、１個以上の受信アンテナで受信し、たとえば、プリアンブル信号受信時には前述の実施の形態１で示したタイミング再生部５と同様の構成を用いて高速かつ高精度なタイミング推定を行い、その後、受信信号がプリアンブル信号からランダムデータの区間に移った段階で、プリアンブル受信時の推定タイミング位相を初期値として、ランダムデータ用のタイミング再生処理を適用する。ことにより、さらに高速かつ高精度なタイミング推定を実現でき、また、良好なクロック追従特性を得ることができる。
なお、先に説明した実施の形態１と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。以下では、実施の形態１とは異なる処理、すなわち、受信信号がプリアンブル信号からランダムデータに切り替わった後の処理について説明する。
第１１図は、Ｎ（Ｎは１以上の整数）個の受信アンテナを有する実施の形態２のタイミング再生回路の構成例を示す図である。本実施の形態のタイミング再生回路は、ランダムデータ受信時のタイミング再生処理を追加したタイミング再生部５ａを備え、このタイミング再生部５ａは、前述したタイミング再生部５の構成に加え、さらに、ランダムパターン用位相変動量算出部７１−１〜７１−Ｎと、乗算部７２−１〜７２−Ｎと、加算部７３と、シンボル周波数成分抽出部７４と、タイミング位相複素信号算出部７５と、を備えている。
また、第１２図は、上記タイミング再生回路を含む実施の形態２の受信装置の構成例を示す図である。なお、タイミング再生部５ａを適用している以外は、前述の第２図と同様である。
ここで、第１１図を用いて実施の形態２のタイミング再生部５ａの動作について説明する。
本実施の形態のタイミング再生部５ａでは、まず、ランダムパターン用位相変動量算出部７１−１〜７１−Ｎが、それぞれ対応するサンプリング部４−１〜４−Ｎにてサンプリング（たとえば、シンボルレートのＶ（Ｖは３以上の自然数）倍オーバーサンプリング）された各ブランチのベースバンド位相データに対する特定時間当りの位相変動量、すなわち、ランダムパターン用位相変動量を算出する。なお、このランダムパターン用位相変動量は、ランダムパターン受信を想定しているため、従来技術と同様に、変調成分を除去するために絶対値演算等の逓倍処理を行って算出され、たとえば、シンボル周波数成分を有する信号である。
つぎに、乗算部７２−１〜７２−Ｎでは、それぞれ対応するブランチのランダムパターン用位相変動量と電力重み付け係数を乗算する。
つぎに、加算部７３では、上記各ブランチの乗算結果を予め決められたブランチ分だけ加算することにより、ランダムパターン用合成位相変動量を得る。なお、ランダムパターン用合成位相変動量は、ランダムパターン用位相変動量と同様にシンボル周波数成分を有する信号である。
つぎに、シンボル周波数成分抽出部７４では、シンボル周波数成分を有するランダムパターン用合成位相変動量に対して、シンボル周期の余弦波成分と正弦波成分をそれぞれ乗算し、ランダムパターン用合成位相変動量のシンボル周波数成分を直流成分に周波数変換し、シンボル周波数成分複素信号の実数成分とシンボル周波数成分複素信号の虚数成分を出力する。なお、シンボル周期の余弦波成分と正弦波成分を算出するためには、シンボルレートの３倍以上の速度で動作する必要がある。
つぎに、タイミング位相複素信号算出部７５では、プリアンブル受信時にはタイミング位相複素信号としてプリアンブル用タイミング位相複素信号算出部１７より出力されるプリアンブルタイミング位相複素信号をそのまま出力する。そして、受信信号がプリアンブル信号からランダムデータの区間に移った時点で、タイミング位相複素信号算出部７５では、プリアンブルタイミング位相複素信号を初期値とし、上記シンボル周波数成分複素信号を平均化して求まる値をタイミング位相複素信号として出力する。
最後に、移相制御／分周部１８では、上記タイミング位相複素信号算出部７５より出力されるタイミング位相複素信号を用いて、再生シンボルクロックと再生Ｕ倍クロックを生成する。
なお、上記タイミング再生部５ａでは、タイミング位相複素信号算出部７５が、プリアンブルタイミング位相複素信号をそのまま出力する処理と、シンボル周波数成分複素信号を平均化する処理と、の切り替えを受信信号がプリアンブル信号からランダムデータに切り替わった時点として説明したが、これに限らず、処理の切り替えタイミングは任意とする。
また、上記タイミング再生部５ａでは、各バーストデータの先頭にプリアンブル信号が付加されていることが前提とされていたが、第１３図に示すように、タイミング位相を保持する機能を有することにより、前のバーストのタイミング位相を利用してタイミング同期が確立できるため、２個目以降のバーストのプリアンブル信号がなくても高速かつ高精度なタイミング同期が実現可能であり、伝送効率を向上させることができる。
つづいて、上記タイミング位相複素信号算出部７５の動作について説明する。第１４図は、タイミング位相複素信号算出部７５の構成例を示す図であり、ＩＩＲ（Ｉｎｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタ８１，８２と、選択信号生成部８３と、セレクタ８４，８５と、を備えている。
本実施の形態のタイミング位相複素信号算出部７５では、まず、ＩＩＲフィルタ８１が、後述のセレクタ８４より出力されるタイミング位相複素信号の実数成分と、シンボル周波数成分抽出部７４より出力されるシンボル周波数成分複素信号の実数成分と、を用いて平均化処理を行う。同様に、ＩＩＲフィルタ８２が、後述のセレクタ８５より出力されるタイミング位相複素信号の虚数成分と、シンボル周波数成分抽出部７４より出力されるシンボル周波数成分複素信号の虚数成分と、を用いて平均化処理を行う。
また、選択信号生成部８３では、セレクタ８４とセレクタ８５に対して、たとえば、プリアンブル信号受信時（第１５図参照）にはプリアンブル用タイミング位相複素信号算出部１７より出力される信号を選択するような選択信号を出力し、ランダムパターン受信時（第１５図参照）にはＩＩＲフィルタ８１および８２より出力される信号を選択するような選択信号を出力する。第１５図は、タイミング再生部５ａの動作タイミングの一例を示す図である。
そして、セレクタ８４では、上記選択信号に応じて、プリアンブル用タイミング位相複素信号算出部１７より出力される信号、またはＩＩＲフィルタ８１より出力される信号、のいずれかを選択して出力する。同様に、セレクタ８５では、上記選択信号に応じて、プリアンブル用タイミング位相複素信号算出部１７より出力される信号、またはＩＩＲフィルタ８２より出力される信号、のいずれかを選択して出力する。
このように、本実施の形態のタイミング位相複素信号算出部７５は、プリアンブル信号受信時には実施の形態１と同様にプリアンブルタイミング位相複素信号を選択し、受信信号がプリアンブル信号からランダムデータの区間に移った時点で、プリアンブル受信時のプリアンブルタイミング位相複素信号を初期値として、ランダムデータ受信時のシンボル周波数成分複素信号を平均化して求まる値をタイミング位相複素信号として選択する。これにより、プリアンブル受信時の高速かつ高精度なタイミング推定を実現しつつ、ランダムデータ受信時の良好なクロック追従特性を実現することができる。
以上のように、本実施の形態においては、タイミング位相複素信号算出部７５の適用により、前述のタイミング再生部５によるプリアンブル受信時の高速かつ高精度なタイミング推定を実現しつつ、さらに、ランダムデータ受信時において良好なクロック追従特性を得ることができる。
実施の形態３．
実施の形態３では、タイミング再生部内の加算部が、使用するブランチの信号を示すブランチ制御信号に基づいて、加算に用いる位相変動量を選択する。また、実施の形態３では、ダイバーシチ／復調部が、上記ブランチ制御信号に基づいて、ダイバーシチ合成に用いるナイキスト点ベースバンド位相データとナイキスト点受信信号電力データを選択する。
なお、先に説明した実施の形態１と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。以下では、実施の形態１または実施の形態２とは異なる処理、すなわち、加算に用いる位相変動量を選択する処理、およびダイバーシチ合成に用いるナイキスト点ベースバンド位相データとナイキスト点受信信号電力データを選択する処理、について説明する。
第１６図は、実施の形態３の受信装置の構成例を示す図であり、重み付け後の位相変動量を加算に用いるかどうかをブランチ毎に選択する機能を有するタイミング再生部５ｂと、ナイキスト点ベースバンド位相データとナイキスト点受信信号電力データをダイバーシチ合成に用いるかどうかをブランチ毎に選択する機能を有するダイバーシチ／復調部９１と、を備えている。
また、第１７図は、実施の形態３のタイミング再生回路の構成例（実施の形態１に対応）を示す図であり、重み付け後の位相変動量を加算に用いるかどうかをブランチ毎に選択する機能を有する加算部１０１を備えている。
また、第１８図は、実施の形態３のタイミング再生回路の構成例（実施の形態２に対応）を示す図であり、重み付け後の位相変動量を加算に用いるかどうかをブランチ毎に選択する機能を有する加算部１０１と、重み付け後のランダムパターン用位相変動量を加算に用いるかどうかをブランチ毎に選択する機能を有する加算部１０２と、を備えている。
ここで、第１６図を用いて本実施の形態の受信装置の動作について説明する。
本実施の形態の受信装置では、タイミング再生部５ｂが、ブランチ制御信号に基づいて、乗算部１３−１〜１３−Ｎより出力される重み付け後の位相変動量の中から加算に用いる位相変動量を選択し、選択された位相変動量を合成した合成位相変動量を用いてタイミング推定を行い、再生クロックを出力する（実施の形態１に対応）。なお、実施の形態２の構成に対してブランチ制御信号を入力する場合は、さらに、乗算部７２−１〜７２−Ｎより出力される重み付け後のランダムパターン用位相変動量の中から加算に用いるランダムパターン用位相変動量を選択し、選択されたランダムパターン用位相変動量を合成したランダムパターン用合成位相変動量と上記合成位相変動量とを用いてタイミング推定を行い、再生クロックを出力する。
また、ダイバーシチ／復調部９１では、ブランチ制御信号に基づいて、ナイキスト点抽出部２１−１〜２１−Ｎより出力されるナイキスト点ベースバンド位相データとナイキスト点受信信号電力データの中から、ダイバーシチ合成に用いるナイキスト点ベースバンド位相データとナイキスト点受信信号電力データを選択し、選択されたデータに基づくダイバーシチ合成結果を復調する。
つづいて、第１７図を用いてタイミング再生部５ｂの動作について説明する。
第１７図のタイミング再生部５ｂでは、加算部１０１が、ブランチ制御信号に基づいて、乗算部１３−１〜１３−Ｎより出力される重み付け後の位相変動量の中から、加算に用いる位相変動量を選択し、その後、選択した位相変動量を用いて合成位相変動量を算出する。
つづいて、第１８図を用いてタイミング再生部５ｂの動作について説明する。
第１８図のタイミング再生部５ｂでは、上記第１７図の処理に加えて、さらに、加算部１０２が、ブランチ制御信号に基づいて、乗算部７２−１〜７２−Ｎより出力される重み付け後のランダムパターン用位相変動量の中から、加算に用いるランダムパターン用位相変動量を選択し、その後、選択したランダムパターン用位相変動量を用いてランダムパターン用合成位相変動量を算出する。
以上、本実施の形態においては、たとえば、Ｓ／Ｎ比が良好な場合には使用するブランチ数を減らすことによって低消費電力を実現し、Ｓ／Ｎ比が悪い場合には使用するブランチ数を増やすことによってダイバーシチ利得を得て良好な復調特性を実現することができる。
なお、本実施の形態においては、タイミング再生部５ｂとダイバーシチ／復調部９１に対して共通のブランチ制御信号を入力しているが、それぞれ独立のブランチ制御信号を入力することとしてもよい。また、加算部１０１と加算部１０２に対して共通のブランチ制御信号を入力しているが、それぞれ独立のブランチ制御信号を入力することとしてもよい。
また、本実施の形態においては、ブランチ制御信号によりタイミング再生部５ｂとダイバーシチ／復調部９１の２箇所で使用ブランチを制御しているが、これに限らず、たとえば、タイミング再生部５ｂ，ダイバーシチ／復調部９１，受信アンテナ１−１〜１−Ｎ，検波部２−１〜２−Ｎ，サンプリング部３−１〜３−Ｎ，サンプリング部４−１〜４−Ｎ，ナイキスト点抽出部２１−１〜２１−Ｎのいずれか１箇所以上で使用ブランチを制御することとしてもよい。また、タイミング再生部５ｂ内の、加算部１０１，加算部１０２，プリアンブル用位相変動量算出部１１−１〜１１−Ｎ，電力重み付け係数算出部１２，乗算部１３−１〜１３−Ｎ，乗算部７２−１〜７２−Ｎのいずれか１個所以上で使用ブランチを制御することとしてもよい。

以上のように、本発明にかかるタイミング再生回路は、ディジタル無線通信システムを構成する通信装置に有用であり、特に、プリアンブル信号を用いて高速かつ高精度なタイミング再生を行う受信装置に適している。

Claims (18)

1. Ｎ（Ｎは自然数）ブランチ分のアンテナで受信したＰＳＫ変調されたプリアンブル信号を用いてタイミング再生を行うタイミング再生回路において、
   前記Ｎブランチ分のプリアンブル信号のベースバンド位相信号に対して、個別にシンボルレートのＳ（Ｓは２以上の自然数）倍オーバーサンプリングを行い、得られた各ブランチのベースバンド位相データの特定時間間隔における位相変動量を算出するＮ個のプリアンブル用位相変動量算出手段と、
   前記Ｎブランチ分のプリアンブル信号の受信信号電力を任意の時間間隔で個別にサンプリングし、得られた受信信号電力データに基づいてＮブランチ分の電力重み付け係数を算出する電力重み付け係数算出手段と、
   前記各ブランチの位相変動量と、それぞれ対応する電力重み付け係数と、を個別に乗算する重み付け乗算手段と、
   前記各ブランチの乗算結果を合成して合成位相変動量を算出する合成位相変動量算出手段と、
   を備えることを特徴とするタイミング再生回路。
2. さらに、前記合成位相変動量に対して２シンボル周期の余弦波成分と正弦波成分とを個別に乗算し、１／２シンボル周波数成分複素信号の実数成分と虚数成分とを抽出する１／２シンボル周波数成分抽出手段と、
   前記１／２シンボル周波数成分複素信号の実数成分と虚数成分とを個別に平均化する平均化手段と、
   前記平均化後の１／２シンボル周波数成分複素信号の実数成分と虚数成分との偏角を求め、その偏角の２倍の位相を偏角とするプリアンブルタイミング位相複素信号を算出するプリアンブル用タイミング位相複素信号算出手段と、
   を備えることを特徴とする請求の範囲第１項に記載のタイミング再生回路。
3. さらに、シンボルレートの約Ｔ（Ｔは２以上の自然数）倍のクロック速度を持つＴ倍クロックを分周し、当該分周クロックを前記プリアンブルタイミング位相複素信号の偏角に相当する位相分だけ移相して再生シンボルクロックを生成する再生シンボルクロック生成手段、
   を備えることを特徴とする請求の範囲第２項に記載のタイミング再生回路。
4. 前記プリアンブル用位相変動量算出手段は、
   前記ベースバンド位相データを用いて予め決められた時間間隔の差分値を算出する差分算出手段と、
   無雑音時に前記差分値の上限値と下限値の和が０に近くなるような特定位相量を加算し、その結果を前記位相変動量として出力する位相変動量出力手段と、
   を備えることを特徴とする請求の範囲第１項に記載のタイミング再生回路。
5. 前記プリアンブル用位相変動量算出手段は、
   前記ベースバンド位相データを用いて任意の時間間隔の差分値を複数算出する差分算出手段と、
   無雑音時に差分値の上限値と下限値の和が０に近くなるような特定位相量を個別に求め、前記各差分値に対して、対応する特定位相量を個別に加算する特定位相量加算手段と、
   前記加算結果をすべて加算し、その結果を前記位相変動量として出力する位相変動量出力手段と、
   を備えることを特徴とする請求の範囲第１項に記載のタイミング再生回路。
6. 前記電力重み付け係数算出手段は、
   前記Ｎブランチ分の受信信号電力データの中の最大受信信号電力データを検出する最大値検出手段と、
   前記最大受信信号電力データを平均化し、その平均化結果を基準受信信号電力データとする基準受信信号電力データ生成手段と、
   前記Ｎブランチ分の受信信号電力データを個別に平均化し、それらの平均化結果を平均受信信号電力データとする平均受信信号電力データ生成手段と、
   前記基準受信信号電力データに基づいて前記各平均受信信号電力データを個別に正規化する正規化手段と、
   前記各正規化結果を個別に電力重み付け係数に変換する係数変換手段と、
   を備えることを特徴とする請求の範囲第１項に記載のタイミング再生回路。
7. 前記プリアンブル用タイミング位相複素信号算出手段は、
   前記平均化後の１／２シンボル周波数成分複素信号の実数成分と虚数成分との偏角を求める逆正接手段と、
   前記偏角の２倍の位相を求める２倍位相算出手段と、
   前記２倍の位相と予め規定された特定の振幅とを有する複素信号を生成し、その複素信号を前記プリアンブルタイミング位相複素信号として出力する複素信号出力手段と、
   を備えることを特徴とする請求の範囲第２項に記載のタイミング再生回路。
8. 前記再生シンボルクロック生成手段は、
   前記Ｔ倍クロックで動作するカウンタのカウンタ値に対して、Ｔ周期の余弦波成分と正弦波成分とを算出する余弦波および正弦波生成手段と、
   前記余弦波成分を前記プリアンブルタイミング位相複素信号が有する偏角分だけ移相する移相手段と、
   前記移相後の余弦波成分の立上りエッジを検出し、一方で、前回の立上りエッジから予め規定された経過時間までの間に立上りエッジが検出された場合、それを立上がりエッジとして検出しない立上がりエッジ検出手段と、
   前記検出された立上りエッジを基準として前記Ｔ倍クロックを分周することにより前記再生シンボルクロックを得る分周手段と、
   を備えることを特徴とする請求の範囲第３項に記載のタイミング再生回路。
9. タイミング再生動作、タイミング位相を保持する動作、のいずれかの動作を行うことを特徴とする請求の範囲第３項に記載のタイミング再生回路。
10. Ｎブランチ分のランダムパターン信号のベースバンド位相信号に対して、個別にシンボルレートのＶ（Ｖは３以上の自然数）倍オーバーサンプリングを行い、得られた各ブランチのベースバンド位相データの特定時間間隔におけるランダムパターン用位相変動量を算出するランダムパターン用位相変動量算出手段と、
    前記各ブランチのランダムパターン用位相変動量と、それぞれ対応する前記電力重み付け係数と、を個別に乗算するランダムパターン用重み付け乗算手段と、
    前記各ブランチの乗算結果を合成してランダムパターン用合成位相変動量を算出するランダムパターン用合成位相変動量算出手段と、
    前記ランダムパターン用合成位相変動量に対してシンボル周期の余弦波成分と正弦波成分を個別に乗算し、シンボル周波数成分複素信号の実数成分と虚数成分とを算出するシンボル周波数成分算出手段と、
    前記プリアンブルタイミング位相複素信号、または、前記プリアンブルタイミング位相複素信号を初期値とし前記シンボル周波数成分複素信号を平均化した値、のいずれかをタイミング位相複素信号として出力するタイミング位相複素信号出力手段と、
    シンボルレートの約Ｔ（Ｔは２以上の自然数）倍のクロック速度を持つＴ倍クロックを分周し、当該分周クロックを前記タイミング位相複素信号の偏角に相当する位相分だけ移相して再生シンボルクロックを生成する再生シンボルクロック生成手段、
    を備えることを特徴とする請求の範囲第２項に記載のタイミング再生回路。
11. 前記タイミング位相複素信号算出手段は、
    前回のタイミング位相複素信号の実数成分と現在のシンボル周波数成分複素信号の実数成分とを用いて平均化処理を行う第１のＩＩＲフィルタ手段と、
    前回のタイミング位相複素信号の虚数成分と現在のシンボル周波数成分複素信号の虚数成分とを用いて平均化処理を行う第２のＩＩＲフィルタ手段と、
    受信信号に応じて前記プリアンブルタイミング位相複素信号を選択するための選択信号、または、前記各平均化処理結果を選択するための選択信号、のいずれかを生成する選択信号生成手段と、
    前記選択信号に応じて前記プリアンブルタイミング位相複素信号の実数成分または前記実数成分の平均化結果のいずれか一方を選択し、その結果をタイミング位相複素信号の実数成分として出力する第１のセレクタ手段と、
    前記選択信号に応じて前記プリアンブルタイミング位相複素信号の虚数成分または前記虚数成分の平均化結果のいずれか一方を選択し、その結果をタイミング位相複素信号の虚数成分として出力する第２のセレクタ手段と、
    を備えることを特徴とする請求の範囲第１０項に記載のタイミング再生回路。
12. タイミング再生動作、タイミング位相を保持する動作、のいずれかの動作を行うことを特徴とする請求の範囲第１０項に記載のタイミング再生回路。
13. 前記合成位相変動量算出手段の出力信号である合成位相変動量を算出する際に、各ブランチの信号を使用するかどうかの判断をブランチ毎に行うことを特徴とする請求の範囲第１項に記載のタイミング再生回路。
14. 前記ランダムパターン用合成位相変動量算出手段の出力信号であるランダムパターン用合成位相変動量を算出する際に、各ブランチの信号を使用するかどうかの判断をブランチ毎に行うことを特徴とする請求の範囲第１０項に記載のタイミング再生回路。
15. Ｎ（Ｎは自然数）ブランチ分のアンテナで受信したＰＳＫ変調されたプリアンブル信号を用いて再生シンボルクロックを生成し（タイミング再生）、当該再生シンボルクロックを用いて復調処理を行う受信装置において、
    前記Ｎブランチ分のプリアンブル信号のベースバンド位相信号に対して、個別にシンボルレートのＳ（Ｓは２以上の自然数）倍オーバーサンプリングを行い、得られた各ブランチのベースバンド位相データの特定時間間隔における位相変動量を算出するプリアンブル用位相変動量算出手段と、
    前記Ｎブランチ分のプリアンブル信号の受信信号電力を任意の時間間隔で個別にサンプリングし、得られた受信信号電力データに基づいてＮブランチ分の電力重み付け係数を算出する電力重み付け係数算出手段と、
    前記各ブランチの位相変動量と、それぞれ対応する電力重み付け係数と、を個別に乗算する重み付け乗算手段と、
    前記各ブランチの乗算結果を合成して合成位相変動量を算出する合成位相変動量算出手段と、
    前記合成位相変動量に対して２シンボル周期の余弦波成分と正弦波成分とを個別に乗算し、１／２シンボル周波数成分複素信号の実数成分と虚数成分とを抽出する１／２シンボル周波数成分抽出手段と、
    前記１／２シンボル周波数成分複素信号の実数成分と虚数成分とを個別に平均化する平均化手段と、
    前記平均化後の１／２シンボル周波数成分複素信号の実数成分と虚数成分との偏角を求め、その偏角の２倍の位相を偏角とするプリアンブルタイミング位相複素信号を算出するプリアンブル用タイミング位相複素信号算出手段と、
    シンボルレートの約Ｔ（Ｔは２以上の自然数）倍のクロック速度を持つＴ倍クロックを分周し、当該分周クロックを前記プリアンブルタイミング位相複素信号の偏角に相当する位相分だけ移相して再生シンボルクロックを生成する再生シンボルクロック生成手段と、
    Ｎブランチ分の受信信号のベースバンド位相信号と受信信号電力とを前記再生シンボルクロックでサンプリングし、各ブランチのナイキスト点のベースバンド位相データと受信信号電力データとを出力するナイキスト点抽出手段と、
    Ｎブランチ分のナイキスト点のデータを用いてダイバーシチ合成を行い、当該合成結果に基づいて復調処理を行う復調手段と、
    を備えることを特徴とする受信装置。
16. Ｎ（Ｎは自然数）ブランチ分のアンテナで受信したＰＳＫ変調されたプリアンブル信号を用いて再生シンボルクロックを生成し（タイミング再生）、当該再生シンボルクロックを用いて復調処理を行う受信装置において、
    前記Ｎブランチ分のプリアンブル信号のベースバンド位相信号に対して、個別にシンボルレートのＳ（Ｓは２以上の自然数）倍オーバーサンプリングを行い、得られた各ブランチのベースバンド位相データの特定時間間隔における位相変動量を算出するプリアンブル用位相変動量算出手段と、
    前記Ｎブランチ分のプリアンブル信号の受信信号電力を任意の時間間隔で個別にサンプリングし、得られた受信信号電力データに基づいてＮブランチ分の電力重み付け係数を算出する電力重み付け係数算出手段と、
    前記各ブランチの位相変動量と、それぞれ対応する電力重み付け係数と、を個別に乗算する重み付け乗算手段と、
    前記各ブランチの乗算結果を合成して合成位相変動量を算出する合成位相変動量算出手段と、
    前記合成位相変動量に対して２シンボル周期の余弦波成分と正弦波成分とを個別に乗算し、１／２シンボル周波数成分複素信号の実数成分と虚数成分とを抽出する１／２シンボル周波数成分抽出手段と、
    前記１／２シンボル周波数成分複素信号の実数成分と虚数成分とを個別に平均化する平均化手段と、
    前記平均化後の１／２シンボル周波数成分複素信号の実数成分と虚数成分との偏角を求め、その偏角の２倍の位相を偏角とするプリアンブルタイミング位相複素信号を算出するプリアンブル用タイミング位相複素信号算出手段と、
    受信信号が前記プリアンブル信号からランダムパターン信号に切り替わった後、Ｎブランチ分のランダムパターン信号のベースバンド位相信号に対して、個別にシンボルレートのＶ（Ｖは３以上の自然数）倍オーバーサンプリングを行い、得られた各ブランチのベースバンド位相データの特定時間間隔におけるランダムパターン用位相変動量を算出するランダムパターン用位相変動量算出手段と、
    前記各ブランチのランダムパターン用位相変動量と、それぞれ対応する前記電力重み付け係数と、を個別に乗算するランダムパターン用重み付け乗算手段と、
    前記各ブランチの乗算結果を合成してランダムパターン用合成位相変動量を算出するランダムパターン用合成位相変動量算出手段と、
    前記ランダムパターン用合成位相変動量に対してシンボル周期の余弦波成分と正弦波成分を個別に乗算し、シンボル周波数成分複素信号の実数成分と虚数成分とを算出するシンボル周波数成分算出手段と、
    前記プリアンブルタイミング位相複素信号、または、前記プリアンブルタイミング位相複素信号を初期値とし前記シンボル周波数成分複素信号を平均化した値、のいずれかをタイミング位相複素信号として出力するタイミング位相複素信号出力手段と、
    シンボルレートの約Ｔ（Ｔは２以上の自然数）倍のクロック速度を持つＴ倍クロックを分周し、当該分周クロックを前記タイミング位相複素信号の偏角に相当する位相分だけ移相して再生シンボルクロックを生成する再生シンボルクロック生成手段と、
    Ｎブランチ分の受信信号のベースバンド位相信号と受信信号電力とを前記再生シンボルクロックでサンプリングし、各ブランチのナイキスト点のベースバンド位相データと受信信号電力データとを出力するナイキスト点抽出手段と、
    Ｎブランチ分のナイキスト点のデータを用いてダイバーシチ合成を行い、当該合成結果に基づいて復調処理を行う復調手段と、
    を備えることを特徴とする受信装置。
17. 前記ダイバーシチ合成を行う際に、各ブランチのナイキスト点データを使用するかどうかの判断をブランチ毎に行うことを特徴とする請求の範囲第１５項に記載のタイミング再生回路。
18. 前記ダイバーシチ合成を行う際に、各ブランチのナイキスト点データを使用するかどうかの判断をブランチ毎に行うことを特徴とする請求の範囲第１６項に記載のタイミング再生回路。

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