JPWO2003103348A1 - 放電用電源、スパッタリング用電源及びスパッタリング装置 - Google Patents
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Abstract
本発明による放電用電源は、直流電源部と、前記直流電源部の出力を制御する制御部と、前記直流電源部からの一対の出力に並列に接続されたキャパシタンスと、前記一対の出力の少なくともいずれか一方に接続されたインダクタンスと、を有する振動電流生成部と、を備え、前記振動電流生成部を介して放電用電力を出力する放電用電源であって、前記制御部は、前記直流電源部から出力可能な電圧範囲の少なくとも一部の電圧範囲において、前記直流電源部から出力される電流が限界電流値を超えないように前記直流電源部を制御し、前記限界電流値は、前記少なくとも一部の電圧範囲において、電圧の絶対値に対して正の相関を有することを特徴とする。このような放電用電源は、放電電力を高く設定した場合でも低く設定した場合でも、限界特性線を超えた放電電流を流すことを防ぐことができ、アーク放電が発生した場合でも、振動電流の振幅を放電電流よりも常に大きくでき、振動電流が確実にゼロアンペアを下回ることにより、アークを確実に消去することができる。
Description
技術分野
本発明は、放電用電源、スパッタリング用電源及びスパッタリング装置に関し、特に、アーク放電の発生を防ぎつつＤＣ（ｄｉｒｅｃｔ ｃｕｒｒｅｎｔ）電圧を印加して安定なプラズマ放電あるいはグロー放電が可能な放電用電源、スパッタリング用電源及びこれを用いたスパッタリング装置に関する。
背景技術
各種のプラズマ応用機器やグロー放電応用機器などにおいては、放電中にアーク放電が発生すると機器の動作に弊害が生ずる場合が多い。このため、アーク放電を確実且つ迅速に遮断することができる放電用電源が必要とされる場合が多い。以下、この具体例として、薄膜形成に用いられるスパッタリング装置を例に挙げて説明する。
第１１図は、ＤＣスパッタリング装置の要部構成を表す模式図である。このスパッタリング装置は、真空チャンバ１０１とスパッタリング用ＤＣ電源１１０とを有する。電源１１０の陽極は、接続ケーブル１２０Ａを介してチャンバ１０１に接続され、接地電位とされている。一方、電源１１０の陰極は、接続ケーブル１２０Ｂを介して、チャンバ１０１の内部に設けられたスパッタリング・ターゲット１０４に接続されている。そして、チャンバ１０１の内部には、薄膜を堆積する基板１００が設置される。
成膜に際しては、まず、真空排気ポンプ１０６によりチャンバ１０１内を真空状態にし、ガス供給源１０７からアルゴン（Ａｒ）などの放電ガスを導入してチャンバ内を所定の放電圧力に維持する。そして、電源１１０によりターゲット１０４とチャンバ１０１との間に電界を印加し、グロー放電１０８を発生させる。すると、放電空間において生成されたプラズマ中の正イオンがターゲット１０４の表面に衝突し、ターゲット１０４の原子をはじき出す。このようなスパッタ現象を利用することにより、ターゲット１０４の材料からなる薄膜を基板１００の上に形成することができる。
このようなスパッタリング装置は、半導体装置、ＣＤ（Ｃｏｍｐａｃｔ Ｄｉｓｃ）、ＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ Ｄｉｓｃ）、液晶表示装置をはじめとする各種の製品の薄膜形成工程において広く用いられている。
しかし、このようなスパッタ動作中に、アーク放電１５０が生ずる場合がある。このようなアーク放電１５０は、ターゲット１０４の近傍において生ずる場合が比較的多い。そして、このようなアーク放電１５０が生ずると、局所的に大電流が流れるために、ターゲット１０４や基板１００に損傷が生ずる。
例えば、ターゲット１０４の側でアーク放電１５０が生ずると、ターゲット１０４の微小領域に大電流が集中するために、その部分から瞬間に大量の被着材料が放出される。この現象は「スプラッシュ」などと称され、基板１００の表面に被着材料の粒子が飛び散るために、被害を受けてしまう。
従って、このようなアーク放電による被害を防ぐために、電源１１０にアーク抑制手段を設ける必要がある。
ＤＣスパッタリングのアーク放電を抑制する方法としては、以下のようなものが挙げられる。
（１）周期的に電源出力を止め休止期間を設けることによってアーク放電を抑制する。
（２）アーク放電のスイッチ作用と電源の出力回路に設けたＬＣの振動によって電流を反転させることによりアーク放電を消去する。
（３）アーク放電を検出して、スイッチ素子でアーク電流を止める。この場合、負荷に直列にスイッチ素子を入れて止める方法と並列に入れる方法がある。
（４）アーク放電を検出してスイッチ素子を動作させ逆電圧をかけて消去する。
（５）周期的にスイッチ素子を動作させ逆電圧をかけてアーク放電を抑制する。
これらのうち、スイッチ素子を使う方法については、本発明者らは、日本国特許第２８３５３２２号公報や、日本国特許第２８３５３２３号公報において開示した。
一方、上記（１）の方法については、スパッタリングが中断されるために、スループットが低下するという問題がある。
これに対して、上記（２）の方法の場合、スイッチ素子などを用いることなくアーク放電を抑制しうる点で、装置構成を簡略にできる可能性がある。すなわち、ＤＣ電源の出力端にＬＣ共振回路を設けると、アーク放電が生じた時に、そのスイッチ作用を利用して振動電流を発生させることができる。この振動電流が０Ａ（ゼロ・アンペア）をクロスして逆方向となった時、アーク放電の整流作用（ホット・スポットからだけ熱電子が放出されているので、逆電圧がかかると電流は流れない）によって電流を止めてアークを消すことが可能である。
しかし、本発明者の独自の検討の結果、このような振動電流によるアーク消去機構を有する放電用電源の場合、その動作に関して改善の余地があることが判明した。
すなわち、このようなＬＣ共振回路を用いたＤＣ電源の場合、定電力制御動作と、定格電流リミット動作と、定格電圧リミット動作とを組み合わせて、何れか最も出力を小さくする信号を優先する動作制御を行うことが考えられる。
すなわち、このような動作制御の場合、スパッタ電圧が低いと、流れる電流は、定電力制御動作において見合う値と、定格電流リミット動作により制限される値の、いずれか小さい方に制御されてしまう。
これに対して、振動方式でアークが消えるためには、スパッタ電圧からアーク電圧に遷移した時に発生するＬＣ回路定数に依る振動電流の振幅が、スパッタ電流より大きくなり、０Ａを切る電流振動を発生させる必要がある。
このように大きな電流振動を生成するための方法としては、２つの方法を挙げることができる。
その１つめは、低いスパッタ電圧（例えば、２００ボルト）でも定格電流リミット動作に対応した、大きな電流振幅が得られるＬＣ定数を使う方法である。
２つめは、ＬＣ定数としては、通常のスパッタ電圧の範囲内での低めの値（例えば４００ボルト）で定格電流リミットに対応した電流振幅が得られるように設定し、それ以下のスパッタ電圧においては、電流の上限値を電圧に対応して下げるように電力定格を可変制御する方法である。
しかし、１つめの方法を使うと、通常のスパッタ電圧（例えば、６００ボルト）における運転時には、必要以上に大きな電流振動が発生してしまう。その結果、電源に使用している電気部品に大きなストレスを与えたり、ノイズが発生する場合がある。
このため、ＬＣ定数は、低めのスパッタ電圧に合わせて決定し、上記２つめの方法を用いざるを得ない。例えば、ターゲット１０４を取り付けた直後や、チャンバ１０１を大気に開放した後は、ターゲット１０４の表面が酸化物などにより覆われた状態となるために、放電電圧が大幅に低下することが多い。このため、スパッタ電力を十分に低く設定する必要がある。そこで、「ターゲット・クリーニング・モード」などと称して、最初は充分低い電力設定でスパッタリングを行う。そして、ターゲット１０４の表面から酸化物が除去されて放電電圧が上がるに従って、電力設定を上げ、通常のスパッタ電圧に移行する。
しかし、この方法による場合、スパッタ電圧に応じて電力設定を調節するために操作が煩雑になるという問題がある。
本発明は、かかる課題の認識に基づいてなされたものであり、その目的は、迅速且つ確実にアーク放電を消去でき、構造が簡素で操作も容易な放電用電源、スパッタリング用電源及びそれを用いたスパッタリング装置を提供することにある。
発明の開示
上記目的を達成するため、本発明の第１の放電用電源は、直流電源部と、前記直流電源部の出力を制御する制御部と、前記直流電源部からの一対の出力に並列に接続されたキャパシタンスと、前記一対の出力の少なくともいずれか一方に接続されたインダクタンスと、を有する振動電流生成部と、を備え、前記振動電流生成部を介して放電用電力を出力する放電用電源であって、前記制御部は、前記直流電源部から出力可能な電圧範囲の少なくとも一部の電圧範囲において、前記直流電源部から出力される電流が限界電流値を超えないように前記直流電源部を制御し、前記限界電流値は、前記少なくとも一部の電圧範囲において、前記電圧の絶対値に対して正の相関を有することを特徴とする。
上記構成によれば、放電電力を高く設定した場合でも低く設定した場合でも、限界特性線を超えた放電電流を流すことを防ぐことができ、アーク放電が発生した場合でも、振動電流の振幅を放電電流よりも常に大きくでき、振動電流が確実にゼロアンペアを下回ることにより、アークを確実に消去することができる。
また、本発明の第２の放電用電源は、直流電源部と、前記直流電源部の出力を制御する制御部と、前記直流電源部からの一対の出力に並列に接続されたキャパシタンスと、前記一対の出力の少なくともいずれか一方に接続されたインダクタンスと、を有する振動電流生成部と、を備え、前記振動電流生成部を介して放電用電力を出力する放電用電源であって、前記制御部は、前記直流電源部から出力可能な電圧範囲の少なくとも一部の電圧範囲において、前記直流電源部から出力される電流が限界電流値を超えないように前記直流電源部を制御し、前記限界電流値は、その電圧においでアーク放電が生ずることにより前記振動電流生成部において生成される振動電流の振幅が、その電圧における定常運転状態の電流の１．３倍以上となるように決定されていることを特徴とする。
上記構成においても、放電電力を高く設定した場合でも低く設定した場合でも、限界特性線を超えた放電電流を流すことを防ぐことができ、アーク放電が発生した場合でも、振動電流の振幅を放電電流よりも常に大きくでき、振動電流が確実にゼロアンペアを下回ることにより、アークを確実に消去することができる。
またここで、上記第１及び第２の放電用電源において、前記限界電流値は、前記直流電源部から出力される電流をＩ、前記直流電源部から出力される電圧をＶ、前記インダクタンスをＬ、前記キャパシタンスをＣ、アーク電圧をＶａ、振幅の倍率をＫとした時に、次式：
Ｉ＝（Ｖ−Ｖａ）×（Ｃ／Ｌ）１／２／Ｋ
を満たす上限の電流に対応するものとすれば、振動電流が確実にゼロアンペアを下回り、アークを確実に消去できる。
また、前記インダクタンスは、前記放電用電力が供給される被供給体までの接続ケーブルが有するインダクタンスも含むものとすることができる。
また、前記振動電流生成部を介して出力される電圧を検出する電圧検出手段と、前記振動電流生成部を介して出力される電流を検出する電流検出手段と、をさらに備え、前記制御部は、前記電圧検出手段による検出結果と、前記電流検出手段による検出結果と、に基づいたフィードバック制御を行うものとすれば、スパッタ電圧に応じた確実な電流制御が容易である。
また、前記振動電流生成部を介して出力される電圧を検出する電圧検出手段と、前記振動電流生成部を介して出力される電流を検出する電流検出手段と、をさらに備え、前記制御部は、前記電圧検出手段による検出結果と、前記電流検出手段による検出結果と、出力電力の設定値と、に基づいて出力電流の設定値を決定し、前記電圧検出手段による検出結果に応じて、その電圧における前記限界電流値を演算し、前記出力電流の設定値が前記限界電流値よりも小さい時は、その出力電流の設定値に基づいて前記直流電源部を制御し、前記出力電流の設定値が前記限界電流値よりも大きい時は、その限界電流値が出力されるように前記直流電源部を制御するものとすれば、限界電流を超えない範囲で出力電流を制御できる。
また、前記制御部は、
前記電圧検出手段による検出結果が、第１の所定の電圧よりも高い場合には、前記限界電流値としてオフセットを加算しない値を用い、前記電圧検出手段による検出結果が、第２の所定の電圧よりも低い場合には、前記限界電流値としてオフセットを加算した値を用いるものとすれば、出力電圧がゼロボルトの場合であっても、出力電流を流すことができ、且つ、電圧が高い状態で、限界特性線を超えることを防止できる。
また、前記制御部は、前記電圧検出手段による検出結果が、第３の所定の電圧よりも低く、且つ前記電流検出手段による検出結果が、第１の所定の電流よりも高い場合に、前記直流電源部の出力をゼロとするものとすれば、アーク放電を確実に遮断できる。
また、前記電圧検出手段による検出結果をローパスフィルタを介して判断するものとすれば、ローパスフィルターの定数を適宜決定することにより、ゲートパルスを遮断するまでのアーク放電の振動回数（持続時間）を調節することができる。
一方、本発明のスパッタリング用電源は、ターゲットをスパッタして薄膜を形成するスパッタリング用電源であって、上記のいずれかの放電用電源を備え、前記振動電流生成部を介して出力される放電用電力のうちの負出力を前記ターゲットに接続して前記スパッタを実施可能としたことを特徴とする。
また、本発明のスパッタリング装置は、上記のスパッタリング用電源と、前記ターゲットを収容可能とし大気圧よりも減圧された雰囲気を維持可能な真空チャンバと、を備えたことを特徴とする。
これらスパッタリング用電源及びスパッタリング装置においても、、スパッタ電力を高く設定した場合でも低く設定した場合でも、限界特性線を超えたスパッタ電流を流すことを防ぐことができ、アーク放電が発生した場合でも、振動電流の振幅をスパッタ電流よりも常に大きくでき、振動電流が確実にゼロアンペアを下回ることにより、アークを確実に消去することができる。
発明を実施するための最良の態様
本発明をより詳細に説述するために、添付の図面に従ってこれを説明する。
第１図は、本発明の実施の形態にかかる放電用電源及びそれを用いたスパッタリング装置を表す模式図である。
すなわち、同図に例示した電源１１０は、ＤＣ電源部ＤＣＰと、振動電流生成部ＶＣＧと、を有する。
ＤＣ電源部ＤＣＰは、チャンバ１０１に正極、ターゲット１０４に負極の電圧を印加してスパッタリングを行うための電源である。その構成は、例えば第１図に例示した如く、Ｒ、Ｓ、Ｔの３相交流入力を受ける整流ダイオード群ＤＢ１、スイッチングトランジスタＩＧＢＴ及び還流ダイオードＦＷＤからなるインバータＩＮＶ、変圧トランスＴ１、整流ダイオード群ＤＢ２、及び平滑化インダクタＬ０を有する。
このＤＣ電源部ＤＣＰの出力は、制御回路ＣＣにより制御される。すなわち、制御回路ＣＣは、インバータＩＮＶを構成するトランジスタＩＧＢＴに対してゲートパルスを与えることにより、その動作を制御する。
このようにして得られたＤＣ電源部ＤＣＰからのＤＣ出力は、振動電流生成部ＶＣＧと送電ケーブル１２０Ａ、１２０Ｂを介してチャンバに供給される。
振動電流生成部ＶＣＧは、振動電流生成用のコンデンサＣ１とインダクタンスＬ１とを有し、ＬＣ共振回路により振動電流を生成する。また、振動電流生成部ＶＣＧの電気成分には、チャンバ１０１及びターゲット１０４までの同軸送電ケーブル１２０Ａ、１２０Ｂも含まれる。すなわち、５０Ωの同軸ケーブルのインダクタンスは、０．２５μＨ／ｍであり、その容量は１００ｐＦ／ｍである。これに対して、ターゲット１０４の静電容量は、通常は３００ｐＦ以下である。
なお、ＤＣ電源部ＤＣＰのインダクタンスＬ０は、電源の出力フィルタ用のインダクタンスであり、振動電流生成部ＶＣＧのインダクタンスＬ１よりも充分大きな値（３０倍以上）を用いることが望ましい。
以上説明した構成によれば、ＤＣ電源部ＤＣＰの出力端にＬＣ共振回路を有する振動電流生成部ＶＣＧを設けることにより、アーク放電が生じた時に、そのスイッチ作用を利用して振動電流を発生させることができる。この振動電流が０Ａ（ゼロ・アンペア）をクロスして逆方向となった時、アーク放電の整流作用（ホット・スポットのみから熱電子が放出されているので、逆電圧がかかると電流は流れない）によって電流を止めてアークを消すことが可能である。
そして、本発明においては、この振動電流の振幅がスパッタ電流よりも大きくなるように、スパッタ電流を制御する。すなわち、アーク放電が振動電流によって確実に消去されるためには、振動電流生成部ＶＣＧにより生成される振動電流の下限が０Ａを下回ることが必須である。このためには、振動電流の振幅がスパッタ電流よりも大きいことが必要とされる。
そこで、本発明においては、振動電流生成部ＶＣＧが有するＬＣ定数に応じて、スパッタ電流がその振動電流の振幅よりも小さくなる範囲でスパッタリングを行うようにＤＣ電源部ＤＣＰの動作を制御する。この制御は、典型的には、制御回路ＣＣにより実行させることができる。
以下、スパッタリングの電圧・電流特性を参照しつつ、本発明による電源の動作メカニズムについて詳細に説明する。
第２図は、ＤＣスパッタリングにおける電圧・電流特性を表すグラフ図である。
ここで、同図の特性線Ａは、１５ｋＷ（キロワット）の定格電力線である。また、特性線Ｂ、Ｃ、Ｅ、Ｆは、それぞれ、振動電流生成部ＶＣＧにおける所定のＬＣ定数に対応した振動電流振幅から決定される、スパッタ電流の限界線である。また、特性線Ｄは、通常のスパッタリングの放電電圧・電流特性である。また、特性線Ｇは、アーク放電の特性線であり、２５Ａにおける一点鎖線Ｈは、６００Ｖ×２５Ａ＝１５ｋＷ電源の最大電流を表す。また、電圧２００Ｖにおいて縦方向に伸びる特性線１は、アルミニウム（Ａｌ）ターゲットの表面が酸化した時の放電特性を表す。
ここで、例えば、６００Ｖ×２５Ａの最大電力の点（特性線Ａと特性線Ｈとの交点）よりも、特性線Ｂは下側を通っている。つまり、特性線Ａと特性線Ｈとの交点は、特性線Ｂにより定義されるスパッタ電流の限界値を超えている。従って、特性線Ｂに対応したＬＣ定数を選択した場合には、この交点、すなわち２５Ａのスパッタ電流でスパッタリングすると、振動電流の振幅よりもスパッタ電流のほうが大きいために、アークが振動では消えないこととなる。
つまり、最大電力で安定したスパッタリングを実施したい場合には、その条件よりも上側に限界線がくるように、振動電流生成部ＶＣＧのＬＣ定数を選択する必要がある。
すなわち、特性線Ｃ、Ｅ、Ｆのように、立った（大きな勾配を有する）特性とすると、スパッタ電流よりも大きな振幅の振動電流が生成されるため、０Ａを確実に下回る振動電流を得ることができる。但し、特性線Ｄにより表される正常時のスパッタ特性の電流に対して、特性線ＣやＦの条件では、はるかに大きな振動電流を流してしまうことになり、ターゲットや電源を構成する電気部品に対するストレスが懸念される。
そこで、実用的な観点からは、特性線Ｅのように、最大電力条件よりもいくぶん上側にある特性線に対応するＬＣ定数を選ぶことが望ましい。しかし、この特性線Ｅを選んだ場合でも、表面が酸化したアルミニウム（Ａｌ）ターゲットの放電特性線Ｉとの交点は１０Ａであるので、それ以上の電流が流れる電力設定とすると、連続アークになってしまう。
これに対して、従来は、電力設定を可変とし、電力設定を絞った条件でアルミニウムの酸化面をスパッタリングにより除去して、酸化膜が少なくなって特性線Ｄに次第に近づくに従って、電力設定を大きくし、特性線Ｂや特性線ＥのＬＣ設定において通常のスパッタリングを行うという方法を採らざるを得なかった。
これに対して、本発明においては、電力設定を調節するのではなく、スパッタ電圧に応じて、スパッタ電流をＬＣ定数に対応した限界線以下に制御する。この制御は、第１図に例示した電源の制御回路ＣＣにおいて実行させることができる。
第３図は、本発明においてスパッタ電流を限界線以下に制御する回路の基本形を表すブロック図である。
すなわち、同図は、第１図に表した電源において、制御回路ＣＣのゲートパルス幅または周波数を決めるレベル信号を生成する部分を表したものである。
この回路は、フィードバック制御部１０と、限界電流制御部２０と、を有する。
フィードバック制御部１０には、出力電力の設定値Ｐｓｅｔと、スパッタリング装置のターゲット電流を表す信号Ｉ０とターゲット電圧を表す信号Ｖ０がそれぞれ入力される。
これら信号Ｉ０、Ｖ０は、例えば第１図に例示した如く、振動電流生成部ＶＣＧにおいて、電流検出器ＩＭと分圧回路ＶＭとから、それぞれ電圧信号として得ることが可能である。
フィードバック制御部１０は、出力電力の設定値Ｐｓｅｔと、信号Ｉ０、Ｖ０と比較することにより、これらをフィードバックして、ＤＣ電源部ＤＣＰのインバータＩＮＶのゲートパルス幅を制御するレベル信号ＬＳを出力する。
一方、限界電流制御部２０は、電源の振動電流生成部ＶＣＧのＬＣ定数に基づき、ターゲット電圧に応じた電流限界信号ＣＬを生成する。すなわち、第２図に例示したように、ＬＣ定数に基づく限界特性線（例えば、特性線Ｅ）を設定し、ターゲット電圧を表す信号Ｖ０を入力して、この限界特性線の上での電流値を演算する。そして、この電流値を表す信号を電流限界信号ＣＬとして出力する。
フィードバック制御部１０は、Ｉ０、Ｖ０をフィードバックして得られたレベル信号ＬＳと、この電流限界信号ＣＬとを比較する。そして、レベル信号ＬＳが電流限界信号ＣＬよりも小さい場合には、そのレベル信号ＬＳをそのまま出力する。一方、レベル信号ＬＳが電流限界信号ＣＬよりも大きい場合には、電流限界信号ＣＬをレベル信号ＬＳとして出力する。
以上説明したように、本発明によれば、限界電流制御部２０において、振動電流生成部ＶＣＧのＬＣ定数に基づく限界特性線を設定し、この限界特性線を超えないように、ターゲット電圧Ｖ０に応じた電流リミットを設定する。
第４図は、本発明の電源の動作範囲を例示するグラフ図である。すなわち、同図に表した具体例の場合、例えば、第２図の特性線Ｅを限界特性線として設定し、スパッタ電流がこの特性線Ｅを超えない範囲Ｚ（同図において淡色ハッチを施した）で、電流・電圧が出力される。
このようにすれば、スパッタ電力を高く設定した場合でも低く設定した場合でも、限界特性線を超えたスパッタ電流を流すことを防ぐことができる。その結果として、アーク放電が発生した場合でも、振動電流の振幅をスパッタ電流よりも常に大きくでき、振動電流が確実にゼロアンペアを下回ることにより、アークを確実に消去することができる。その結果として、第１１図に例示したようなスパッタ装置にこの電源を用いることにより、高いスパッタ電力から低いスパッタ電力まで、アーク放電が発生しても迅速に消去して安定したスパッタリングを行うことができる。
次に、本発明のさらに詳細な具体例について説明する。
第５図は、本発明においてスパッタ電流を限界特性線以下に制御する回路の一例を表すブロック図である。すなわち、同図も、第１図に表した電源において、制御回路ＣＣのゲートパルス幅または周波数を決めるレベル信号を生成する部分を表したものである。
この回路は、出力電力演算部１１と、電力制御部１２と、電流制御部１３と、最大電流信号生成部２１と、オフセット生成部２２と、を有する。これらのうち、出力電力演算部１１〜電流制御部１３までが、第３図のブロック図におけるフィードバック制御部１０に対応し、最大電流信号生成部２１とオフセット生成部２２が、第３図のブロック図における限界電流制御部２０に対応する。
出力電力演算部１１には、スパッタリング装置のターゲット電流を表す信号Ｉ０とターゲット電圧を表す信号Ｖ０がそれぞれ入力される。出力電力演算部１１は、これらの信号Ｉ０、Ｖ０とに基づいて、電源から出力されている電力を演算し、それに対応する出力電力信号ＯＳを出力する。
電力制御部１２は、電力フィードバック制御を実行する。すなわち、出力電力演算部１１から出力された出力電力信号ＯＳと、出力電力の設定値Ｐｓｅｔとを比較し、その差分に応じた電流設定値を演算する。そして、後に詳述するように、電流限界信号ＣＬ２と比較して、電流設定信号ＣＳを出力する。
電流制御部１３は、電流フィードバック制御を実行する。すなわち、電流設定信号ＣＳと、信号Ｉ０とを比較して、ＤＣ電源部ＤＣＰのインバータＩＮＶのゲートパルス幅を制御するレベル信号ＬＳを出力する。
以上説明した各ブロックにより、電流設定信号Ｐｓｅｔに対して、Ｉ０とＶ０とをフィードバック信号としたＤＣ電源部ＤＣＰのフィードバック制御が実行される。
本発明においてはさらに、最大電流信号生成部２１において、振動電流生成部ＶＣＧのＬＣ定数に基づき、ターゲット電圧に応じた電流限界信号ＣＬを生成する。すなわち、第２図に例示したように、ＬＣ定数に基づく限界特性線（例えば、特性線Ｅ）を設定し、ターゲット電圧を表す信号Ｖ０を入力して、この限界特性線の上での電流値を演算する。そして、この電流値を表す信号を電流限界信号ＣＬ１として出力する。
この電流限界信号ＣＬ１は、オフセット生成部２２に出力され、例えば、出力電圧がゼロボルトの場合でも電流設定がゼロアンペアよりも大きくなるようなオフセットが付与された電流限界信号ＣＬ２として、電力制御部１２に出力される。
電力制御部１２は、出力電力演算部１１から出力された出力電力信号ＯＳと、出力電力の設定値Ｐｓｅｔとを比較して、その差分に応じた電流設定値を演算するが、さらに、この電流設定値と電流限界信号ＣＬ２とを比較する。
そして、電流設定値が電流限界信号ＣＬ２よりも小さい場合、すなわち、流すべきスパッタ電流値がＬＣ定数により決定される限界特性線（例えば、第２図の特性線Ｅ）よりも小さい場合には、その電流設定値をそのまま電流設定信号ＣＳとして出力する。
一方、電力制御部１２は、電流設定値が電流限界信号ＣＬ２よりも大きい場合、すなわち、流すべきスパッタ電流値がＬＣ定数により決定される限界特性線（例えば、第２図の特性線Ｅ）よりも大きい場合には、その電流設定値に代えて、電流限界信号ＣＬ２を電流設定信号ＣＳとして出力する。
以上説明したように、本発明によれば、最大電流信号生成部２１において、振動電流生成部ＶＣＧのＬＣ定数に基づく限界特性線を設定し、ターゲット電圧Ｖ０に応じた電流リミットを設定する。つまり、第４図に例示したように、スパッタ電流が、予め定めた限界特性線を超えない範囲において、電源を動作させる。
このようにすれば、スパッタ電力を高く設定した場合でも低く設定した場合でも、限界特性線を超えたスパッタ電流を流すことを防ぐことができる。その結果として、アーク放電が発生した場合でも、振動電流の振幅をスパッタ電流よりも常に大きくでき、振動電流が確実にゼロアンペアを下回ることにより、アークを確実に消去することができる。
さらにまた、電源の構成や、スパッタリング装置の構造、スパッタする材料、条件などに応じて好適なＬＣ定数を選択することにより、過度に大きな振動電流を形成することなく、確実にアークを消去することができ、ターゲットや電気部品などにストレスを与える虞もなくなる。
ここで、オフセット生成部２２により電流設定値にオフセットを与えることにより、アーク電圧以下で、電流限界値の設定を定格の例えば５パーセント程度に固定することにより、最初の出力電圧が出るようにすることができる。
なお、本発明者の検討によれば、振動電流の振幅としては、通常のスパッタ電流の１．３倍乃至２倍程度とすることが適当であることが判明した。従って、スパッタリング装置の構造や用途に応じて、このような範囲の振動電流が得られるように、振動電流生成部ＶＣＧのＬＣ定数を決定し、これに対応した限界特性線に基づいて、最大電流信号生成部２１における演算処理を実行させればよい。
より具体的には、電源から出力される電流をＩ、電源から出力される電圧をＶ、振動電流生成部ＶＣＧのインダクタンスをＬ、振動電流生成部ＶＣＧのキャパシタンスをＣ、アーク電圧をＶａ、振幅の倍率をＫとした時に、次式が満足される範囲内とすることが望ましい。
Ｉ＝（Ｖ−Ｖａ）／｛Ｋ×（Ｃ／Ｌ）１／２｝
上記の式において、（Ｖ−Ｖａ）は、スパッタ電圧とアーク電圧との差である。振動電流生成部ＶＣＧにおいて生成される振動電流の振幅は、その電圧に振動回路のコンダクタンス（Ｃ／Ｌ）１／２を掛けた値となる。しかし、振動は減衰するので、スパッタ電流よりもＫ倍大きな値にしておかないと、０Ａを切ることができない。
つまり、電源から出力される電流を、上記の式により既定される電流Ｉを超えない範囲に制限すれば、アーク放電が生じた時に、振動電流が確実にゼロアンペアを下回り、アークを消去できる。
第６図は、第５図に表したブロック図を具体化した回路の一例を表す模式図である。同図については、第１図乃至第５図に関して前述したものと同様の要素には同一の符号を付して詳細な説明は省略する。
本具体例の回路の場合、スパッタ電流を表す信号Ｉ０とスパッタ電圧を表す信号Ｖ０は、それぞれ０〜５ボルト、０〜マイナス６．６６ボルトの電圧信号として与えられる。また、電力設定値を表す信号Ｐｓｅｔは、０〜１０ボルトの電圧信号として与えられる。
そして、信号Ｉ０とＶ０は、掛け算器Ｕ１に入力されて掛け算され、出力電力ＯＳが演算される。
この出力信号ＯＳは、電力フィードバック制御の誤差アンプＵ２に入力され、電力設定信号Ｐｓｅｔと比較することにより、電流設定信号が出力される。
Ｕ３は、電流フィードバック制御の誤差アンプで、誤差アンプＵ２で計算した電流設定値とＩ０とを比較してインバータＩＮＶのゲートパルス幅（または周波数）を決めるレベル信号を生成する。誤差アンプＵ２の最大出力が電流の最大値となるように定数設定しておけば、最大電流値（例えば、第２図の特性線Ｈ）でリミットをかけることができる。
そしてさらに、演算器Ｕ４において、ＬＣ定数により予め決定した限界特性線に基づいて、スパッタ電圧Ｖ０に比例した電流限界信号ＣＬ１を生成する。
そして、演算器Ｕ５において、出力電圧が０Ｖであっても電流設定が０Ａよりも上になるように、小さなオフセットを与えた電流限界信号ＣＬ２を生成する。
このような具体例により、第４図に表したように、限界特性線よりも下側の領域で動作する電源を実現できる。
第７図は、本発明の放電用電源の要部の変型例を表す模式図である。同図については、第１図乃至第６図に関して前述したものと同様の要素には同一の符号を付して詳細な説明は省略する。
前述した第６図の回路を用いることにより、本発明の電源は基本的な動作をするのであるが、例えば、出力電圧が８０Ｖ以下の場合、オフセットの関係で電流設定が０Ａにならない。
そこで、本変型例においては、第７図に表したように、コンパレータＵ６を追加している。コンパレータＵ６は、ヒステリシスを持ったコンパレータであり、出力電圧が第１の既定電圧、例えば２００Ｖを越えるとトランジスタＴｒをＯＮ（オン）して演算器Ｕ５で与えたオフセットを消去する。一方、出力電圧が第２の既定電圧、例えば１０Ｖ以下になると、ＣＲタイマーにより所定のタイミングでトランジスタＴｒをＯＦＦ（オフ）してオフセットを与える。
アーク電圧以下では、電流限界値の設定を定格の５パーセント程度に固定することにより最初の電圧が出るようにできるが、一方、一旦例えば２００ボルト以上の出力電圧が出た場合には、このオフセットを消去することにより、アーク放電が発生した場合に、電流設定をゼロとして、振動電流がより確実にゼロを下回るようにできる。
第８図は、本発明の放電用電源の要部のさらなる変型例を表す模式図である。同図についても、第１図乃至第７図に関して前述したものと同様の要素には同一の符号を付して詳細な説明は省略する。
本変型例は、アーク放電を検出して、ゲートパルスをただちに止める機能を追加したものである。具体的には、演算器Ｕ７、Ｕ８、Ｕ９を追加し、演算器Ｕ７で出力電圧の判定、演算器Ｕ８で出力電流の判定を行い、演算器Ｕ９でこれらの論理積（ＡＮＤ）をとってアーク判定して出力を止める信号を作っている。
演算器Ｕ７においては、信号Ｖ０と、既定の電圧とを比較して論理を出力する。この場合の既定の電圧は、例えば、１５０ボルト程度とすることができる。すなわち、この既定値よりもスパッタ電圧が低下したら、アーク放電の可能性があると判定する。
同様に、演算器Ｕ８においては、信号Ｉ０と、既定の電流値に対応する信号と、を比較する。ここで既定の電流値は、例えば、定格出力電流の１／５〜１／１０程度とすることが望ましい。
そして、これら演算器Ｕ７及びＵ８の論理積をとることにより、スパッタ電圧が既定値よりも低く、スパッタ電流が既定値よりも大きい時に、アーク放電と判定する。そして、この判定に基づいて、ゲートパルスを直ちに停止する。
またここで、演算器Ｕ７が判定する電圧信号にローパスフィルターＣ７が設けられているのは、１回の振動で消えるアークに対して動作しないようにするためである。ローパスフィルターＣ７の定数を適宜決定することにより、ゲートパルスを遮断するまでのアーク放電の振動回数（持続時間）を調節することができる。
また、本変型例の回路によれば、アークが消えると短時間で出力を復帰させ、無駄な待ち時間は最少で動作させることができる。
すなわち、連続アークの判定を付加して、連続アークの判定で、電力制御のスイッチングをただちに止め、電流限界値のオフセットも殺すことにより、連続アークの発生時にアーク電流と持続時間を短くして連続アークに入るエネルギーを小さくするとともに、休止時間も必要最小限に制御することができる。
（実施例）
以下、実施例を参照しつつ、本発明におけるアーク放電の消去の具体例について説明する。
第９図及び第１０図は、本発明の放電用電源の動作を例示するグラフ図である。すなわち、同図は、振動電流生成部ＶＣＧとアーク放電によって振動電流が発生し、アークが消去する波形を表す。
ここで、第９図及び第１０図の横軸は時間を表し、それぞれスパッタ状態Ｓ、アーク放電状態Ａ、休止状態Ｒに分類されている。そして、第９図の波形は、ターゲット１０４の電圧を表し、第１０図の波形は、ターゲット１０４の電流を表す。ここで、ターゲット電圧は、チャンバー１０１を基準にターゲット１０４を測定しているので、符号Ｂの位置を基準（ゼロボルト）としてマイナス側に表れる。また、ターゲット電流は、符号Ｃを基準（ゼロアンペア）してプラス側に表した。
電圧のスケールは、２００Ｖ／ｄｉｖ、電流のスケールは、２０Ａ／ｄｉｖで、時間軸は、１０μｓ／ｄｉｖとした。
第９図及び第１０図をその時間軸に沿って説明すると、最初、６００Ｖ、２２Ａで安定にスパッタリング状態（Ｓ）にあり、その後、放電電圧が８０Ｖ弱まで突然下がった時点がアーク発生（Ａ）である。この時、コンデンサＣ１にはスパッタ電圧６００Ｖが既にチャージされていて、ターゲット電圧が８０Ｖに下がった訳であるから、（Ｌ１）＋（同軸ケーブル１２０Ａ、１２０Ｂ）のインダクタンスＬにその差分の電圧（６００−８０）＝５２０Ｖが印加され、５２０Ｖ＝Ｌ×ｄｉ／ｄｔとなり、ターゲット電流は急上昇する。同時に、コンデンサＣ１の電圧は、このターゲット電流を供給するために下がっていく。
振動電流は、コンデンサＣ１の電荷がゼロになった時点で最大となり、その値は、ＣＶ２＝ＬＩ２のエネルギー保存式（注：式の両辺の１／２は省略）を満たす値となる。すなわち、アーク放電電圧８０Ｖを考慮して計算すると、次式の関係が得られる。
Ｃ１×（Ｖｓｐ−Ｖａｒｃ）２＝（Ｌ１＋Ｌｃａｂｌｅ）×Ｉｐ２
（１）
ここで、Ｖｓｐはスパッタ電圧、Ｖａｒｃ）はアーク放電電圧、Ｌｃａｂｌｅ）はケーブル１２０Ａ、１２０Ｂのインダクタンス、Ｉｐは振動電流をそれぞれ表す。この式を変形すると、次式が得られる。
（Ｖｓｐ−Ｖａｒｃ）／Ｉｐ＝（（Ｌ１＋Ｌｃａｂｌｅ）／Ｃ１）１／２
（２）
すなわち、振動電流Ｉｐは（Ｌ／Ｃ）１／２と直前のスパッタ電圧で決まる。振動の周期Ｔは、Ｔ＝２π（ＬＣ）１／２であるので、周期Ｔと電圧変化ｄＶと振動電流Ｉｐから、インダクタンスＬとコンデンサＣを逆算できる。
ｄｖ／Ｉｐ＝（Ｌ／Ｃ）１／２ （３）
Ｔ＝２π（ＬＣ）１／２ （４）
（３）式と（４）式の両辺をそれぞれかけると、次式が得られる。
Ｔ×ｄＶ／Ｉｐ＝（Ｌ／Ｃ）１／２×２π（ＬＣ）１／２
＝２πＬ （５）
一方、（４）式の両辺を（３）式の両辺で割ると次式が得られる。
Ｔ／（ｄＶ／Ｉｐ）＝２π（ＬＣ）１／２／（Ｌ／Ｃ）１／２
＝２πＣ （６）
（５）式よりＬを求めると以下の如くとなる。
Ｌ＝Ｔ×ｄＶ／Ｉｐ／２π
＝５２０（Ｖ）／３８（Ａ）×１０Ｅ−６（ｓ）／２π
＝２．１８Ｅ−５Ｈ
＝２１．８μＨ
また、（６）式よりＣを求めると以下の如くとなる。
Ｃ＝Ｔ／２π／（ｄＶ／Ｉｐ）
＝１０Ｅ−６（ｓ）／２π／（５２０（Ｖ）／３８（Ａ））
＝１．１６Ｅ−７Ｆ
＝０．１１６μＦ
これらの値は、実際の回路定数（Ｌ＝（２０＋２．５）μＨ、Ｃ＝０．１０２μＦ）に近い値である。ここで、ケーブル１２０Ａ、１２０Ｂとターゲット１０４のコンデンサ成分は、ケーブル１２０Ａ、１２０Ｂの長さを１０ｍとしても１００ｐＦ／ｍ×１０ｍ＋３００ｐＦ＝１３００ｐＦ＝０．００１３μＦ程度であるので、コンデンサＣ１の容量の１／１００程度となり、無視できる。
第９図及び第１０図において、点線Ｓで表した正弦波がアーク振動電流であり、この振動電流の中心がスパッタ電流である。また、破線ＶＣ１は、アーク開始時点以降のコンデンサＣ１の電圧の変化を表す。
振動電流Ｓがピークに向けて上昇する時に、コンデンサＣ１の電圧でＶＣ１は０ボルトを下回り、振動電流Ｓがピークを超えて再び低下してスパッタ電流Ｉｓｐのレベルを下回る時に、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１は最大の逆電圧まで上昇する。
振動電流が０Ａ（厳密にはアーク放電が維持される電圧レベル）を下回った以降は、アーク放電の整流作用により、アークに電流は流れない（すなわち、インダクタンスＬ１による電流が０Ａとなる）から、ＶＣ１電圧とターゲット電圧は同じになり、コンデンサＣ１はインダクタンスＬ０が定電流に保っていたスパッタ電流Ｉｓｐによってチャージされ２００Ｖを越えた時点からスパッタの放電電流が増加していく。
ここで、アーク放電が消えるのは、振動電流が０Ａを切ってからアーク維持電圧以上になる期間、アークにエネルギーが供給されないため、ホットスポットが冷却されて熱電子が出なくなるためと考えられる。第９図及び第１０図に例示した波形からは、この期間は３μｓ弱と読める。但し、この期間をどこまで短くしてもアークを消すことができるかについては、各種のパラメータを考慮する必要がある。
アーク消去期間を決定するパラメータとしては、例えば、以下のものを挙げることができる。
（１）ターゲット物性（仕事関数、熱伝導率、表面酸化：表面の仕事関数、表面温度など）
（２）スパッタ電力（電圧、電流）
（３）振動電流のピーク電流、振動周期（ＬＣ値）
（４）スパッタ雰囲気（アルゴン圧力、残留ガス分圧、添加ガスの種類など）
また、第９図及び第１０図においてスパッタの放電が止まっているのは、アークが発生してから、再び電圧が２００Ｖを越えるまでの、約１０マイクロ秒の期間である。アークが消えてスパッタに戻った時、電流がスパッタ電流Ｉｓｐにすぐ戻らないため、電圧がマイナス１３００Ｖ付近まで跳ね上がる。スパッタ電流は、この電圧の上昇に遅れてスパッタ電流が約５０Ａまで上昇してから、減衰振動して収まっている。ここで、アーク放電が消えてもスパッタ電流がすぐに戻らない理由としては、１０マイクロ秒の休止により、プラズマが希薄になったことや、インダクタンスＬ１による電流抑制効果などを挙げることができる。
以上、具体例を参照しつつ本発明の実施の形態について説明した。しかし、本発明は、これらの具体例に限定されるものではない。
例えば、本発明のＤＣ電源部、振動電流生成部、制御回路、その他スパッタリング装置における各部の構成、構造、数、配置、形状、材質などに関しては、上記具体例に限定されず、当業者が適宜選択採用したものも、本発明の要旨を包含する限り本発明の範囲に包含される。
より具体的には、例えば、スパッタリング用電源に設けられる各回路の具体的な構成や、ダイオード、抵抗、トランジスタをはじめとする各回路素子の数や配置関係などについても、当業者が適宜設計変更したものは本発明の範囲に包含される。
また、本発明の放電用電源は、スパッタリングのみならず、ＤＣ電圧を印加することにより、放電を生じさせる必要のある各種の用途に対して同様に適用して同様の作用効果を得ることができる。
その他、本発明の要素を具備し、当業者が適宜設計変更しうる全ての放電用電源、スパッタリング用電源及びスパッタリング装置は本発明の範囲に包含される。
産業上の利用可能性
以上説明したように、本発明によれば、振動電流生成部のＬＣ定数に基づく限界特性線を設定し、スパッタ電流が、この限界特性線を超えない範囲において、電源を動作させることにより、スパッタ電力を高く設定した場合でも低く設定した場合でも、限界特性線を超えたスパッタ電流を流すことを防ぐことができ、アーク放電が発生した場合でも、振動電流の振幅をスパッタ電流よりも常に大きくでき、振動電流が確実にゼロアンペアを下回ることにより、アークを確実に消去することができる。
その結果として、例えば、ターゲットが汚れたり酸化していて、従来であればクリーニング・モードに切り替えてスパッタしなければならないような場合でも、切替えずに運転できるのでクリーニング時間を短くできる。
また、ターゲットの消耗により、放電電圧が下がった場合でも、連続アークの発生頻度が激減するので安定なスパッタができる。
また、負荷の変動により、スパッタ電圧が短時間下がった場合でも確実に連続アーク発生頻度を下げられるので、安定なスパッタができる。
またさらに、運悪く連続アークになった場合でも、アークに入るエネルギーを最少にでき休止時間も必要最小限で済むので、プロセスに与えるダメージやスパッタ電力の誤差を小さくできる。
すなわち、本発明によれば、シンプルな構成によりアーク放電を迅速且つ確実に遮断できる放電用電源、スパッタリング用電源及びスパッタリング装置を提供することができ、産業上のメリットは多大である。
【図面の簡単な説明】
第１図は、本発明の実施の形態にかかる放電用電源及びそれを用いたスパッタリング装置を表す模式図であり、
第２図は、ＤＣスパッタリングにおける電圧・電流特性を表すグラフ図であり、
第３図は、本発明においてスパッタ電流を限界線以下に制御する回路の基本形を表すブロック図であり、
第４図は、本発明の電源の動作範囲を例示するグラフ図であり、
第５図は、本発明においてスパッタ電流を限界特性線以下に制御する回路の一例を表すブロック図であり、
第６図は、第５図に表したブロック図を具体化した回路の一例を表す模式図であり、
第７図は、本発明の放電用電源の要部の変型例を表す模式図であり、
第８図は、本発明の放電用電源の要部のさらなる変型例を表す模式図であり、
第９図は、本発明の放電用電源の動作を例示するグラフ図であり、
第１０図は、本発明の放電用電源の動作を例示するグラフ図であり、
第１１図は、ＤＣスパッタリング装置の要部構成を表す模式図である。
本発明は、放電用電源、スパッタリング用電源及びスパッタリング装置に関し、特に、アーク放電の発生を防ぎつつＤＣ（ｄｉｒｅｃｔ ｃｕｒｒｅｎｔ）電圧を印加して安定なプラズマ放電あるいはグロー放電が可能な放電用電源、スパッタリング用電源及びこれを用いたスパッタリング装置に関する。
背景技術
各種のプラズマ応用機器やグロー放電応用機器などにおいては、放電中にアーク放電が発生すると機器の動作に弊害が生ずる場合が多い。このため、アーク放電を確実且つ迅速に遮断することができる放電用電源が必要とされる場合が多い。以下、この具体例として、薄膜形成に用いられるスパッタリング装置を例に挙げて説明する。
第１１図は、ＤＣスパッタリング装置の要部構成を表す模式図である。このスパッタリング装置は、真空チャンバ１０１とスパッタリング用ＤＣ電源１１０とを有する。電源１１０の陽極は、接続ケーブル１２０Ａを介してチャンバ１０１に接続され、接地電位とされている。一方、電源１１０の陰極は、接続ケーブル１２０Ｂを介して、チャンバ１０１の内部に設けられたスパッタリング・ターゲット１０４に接続されている。そして、チャンバ１０１の内部には、薄膜を堆積する基板１００が設置される。
成膜に際しては、まず、真空排気ポンプ１０６によりチャンバ１０１内を真空状態にし、ガス供給源１０７からアルゴン（Ａｒ）などの放電ガスを導入してチャンバ内を所定の放電圧力に維持する。そして、電源１１０によりターゲット１０４とチャンバ１０１との間に電界を印加し、グロー放電１０８を発生させる。すると、放電空間において生成されたプラズマ中の正イオンがターゲット１０４の表面に衝突し、ターゲット１０４の原子をはじき出す。このようなスパッタ現象を利用することにより、ターゲット１０４の材料からなる薄膜を基板１００の上に形成することができる。
このようなスパッタリング装置は、半導体装置、ＣＤ（Ｃｏｍｐａｃｔ Ｄｉｓｃ）、ＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ Ｄｉｓｃ）、液晶表示装置をはじめとする各種の製品の薄膜形成工程において広く用いられている。
しかし、このようなスパッタ動作中に、アーク放電１５０が生ずる場合がある。このようなアーク放電１５０は、ターゲット１０４の近傍において生ずる場合が比較的多い。そして、このようなアーク放電１５０が生ずると、局所的に大電流が流れるために、ターゲット１０４や基板１００に損傷が生ずる。
例えば、ターゲット１０４の側でアーク放電１５０が生ずると、ターゲット１０４の微小領域に大電流が集中するために、その部分から瞬間に大量の被着材料が放出される。この現象は「スプラッシュ」などと称され、基板１００の表面に被着材料の粒子が飛び散るために、被害を受けてしまう。
従って、このようなアーク放電による被害を防ぐために、電源１１０にアーク抑制手段を設ける必要がある。
ＤＣスパッタリングのアーク放電を抑制する方法としては、以下のようなものが挙げられる。
（１）周期的に電源出力を止め休止期間を設けることによってアーク放電を抑制する。
（２）アーク放電のスイッチ作用と電源の出力回路に設けたＬＣの振動によって電流を反転させることによりアーク放電を消去する。
（３）アーク放電を検出して、スイッチ素子でアーク電流を止める。この場合、負荷に直列にスイッチ素子を入れて止める方法と並列に入れる方法がある。
（４）アーク放電を検出してスイッチ素子を動作させ逆電圧をかけて消去する。
（５）周期的にスイッチ素子を動作させ逆電圧をかけてアーク放電を抑制する。
これらのうち、スイッチ素子を使う方法については、本発明者らは、日本国特許第２８３５３２２号公報や、日本国特許第２８３５３２３号公報において開示した。
一方、上記（１）の方法については、スパッタリングが中断されるために、スループットが低下するという問題がある。
これに対して、上記（２）の方法の場合、スイッチ素子などを用いることなくアーク放電を抑制しうる点で、装置構成を簡略にできる可能性がある。すなわち、ＤＣ電源の出力端にＬＣ共振回路を設けると、アーク放電が生じた時に、そのスイッチ作用を利用して振動電流を発生させることができる。この振動電流が０Ａ（ゼロ・アンペア）をクロスして逆方向となった時、アーク放電の整流作用（ホット・スポットからだけ熱電子が放出されているので、逆電圧がかかると電流は流れない）によって電流を止めてアークを消すことが可能である。
しかし、本発明者の独自の検討の結果、このような振動電流によるアーク消去機構を有する放電用電源の場合、その動作に関して改善の余地があることが判明した。
すなわち、このようなＬＣ共振回路を用いたＤＣ電源の場合、定電力制御動作と、定格電流リミット動作と、定格電圧リミット動作とを組み合わせて、何れか最も出力を小さくする信号を優先する動作制御を行うことが考えられる。
すなわち、このような動作制御の場合、スパッタ電圧が低いと、流れる電流は、定電力制御動作において見合う値と、定格電流リミット動作により制限される値の、いずれか小さい方に制御されてしまう。
これに対して、振動方式でアークが消えるためには、スパッタ電圧からアーク電圧に遷移した時に発生するＬＣ回路定数に依る振動電流の振幅が、スパッタ電流より大きくなり、０Ａを切る電流振動を発生させる必要がある。
このように大きな電流振動を生成するための方法としては、２つの方法を挙げることができる。
その１つめは、低いスパッタ電圧（例えば、２００ボルト）でも定格電流リミット動作に対応した、大きな電流振幅が得られるＬＣ定数を使う方法である。
２つめは、ＬＣ定数としては、通常のスパッタ電圧の範囲内での低めの値（例えば４００ボルト）で定格電流リミットに対応した電流振幅が得られるように設定し、それ以下のスパッタ電圧においては、電流の上限値を電圧に対応して下げるように電力定格を可変制御する方法である。
しかし、１つめの方法を使うと、通常のスパッタ電圧（例えば、６００ボルト）における運転時には、必要以上に大きな電流振動が発生してしまう。その結果、電源に使用している電気部品に大きなストレスを与えたり、ノイズが発生する場合がある。
このため、ＬＣ定数は、低めのスパッタ電圧に合わせて決定し、上記２つめの方法を用いざるを得ない。例えば、ターゲット１０４を取り付けた直後や、チャンバ１０１を大気に開放した後は、ターゲット１０４の表面が酸化物などにより覆われた状態となるために、放電電圧が大幅に低下することが多い。このため、スパッタ電力を十分に低く設定する必要がある。そこで、「ターゲット・クリーニング・モード」などと称して、最初は充分低い電力設定でスパッタリングを行う。そして、ターゲット１０４の表面から酸化物が除去されて放電電圧が上がるに従って、電力設定を上げ、通常のスパッタ電圧に移行する。
しかし、この方法による場合、スパッタ電圧に応じて電力設定を調節するために操作が煩雑になるという問題がある。
本発明は、かかる課題の認識に基づいてなされたものであり、その目的は、迅速且つ確実にアーク放電を消去でき、構造が簡素で操作も容易な放電用電源、スパッタリング用電源及びそれを用いたスパッタリング装置を提供することにある。
発明の開示
上記目的を達成するため、本発明の第１の放電用電源は、直流電源部と、前記直流電源部の出力を制御する制御部と、前記直流電源部からの一対の出力に並列に接続されたキャパシタンスと、前記一対の出力の少なくともいずれか一方に接続されたインダクタンスと、を有する振動電流生成部と、を備え、前記振動電流生成部を介して放電用電力を出力する放電用電源であって、前記制御部は、前記直流電源部から出力可能な電圧範囲の少なくとも一部の電圧範囲において、前記直流電源部から出力される電流が限界電流値を超えないように前記直流電源部を制御し、前記限界電流値は、前記少なくとも一部の電圧範囲において、前記電圧の絶対値に対して正の相関を有することを特徴とする。
上記構成によれば、放電電力を高く設定した場合でも低く設定した場合でも、限界特性線を超えた放電電流を流すことを防ぐことができ、アーク放電が発生した場合でも、振動電流の振幅を放電電流よりも常に大きくでき、振動電流が確実にゼロアンペアを下回ることにより、アークを確実に消去することができる。
また、本発明の第２の放電用電源は、直流電源部と、前記直流電源部の出力を制御する制御部と、前記直流電源部からの一対の出力に並列に接続されたキャパシタンスと、前記一対の出力の少なくともいずれか一方に接続されたインダクタンスと、を有する振動電流生成部と、を備え、前記振動電流生成部を介して放電用電力を出力する放電用電源であって、前記制御部は、前記直流電源部から出力可能な電圧範囲の少なくとも一部の電圧範囲において、前記直流電源部から出力される電流が限界電流値を超えないように前記直流電源部を制御し、前記限界電流値は、その電圧においでアーク放電が生ずることにより前記振動電流生成部において生成される振動電流の振幅が、その電圧における定常運転状態の電流の１．３倍以上となるように決定されていることを特徴とする。
上記構成においても、放電電力を高く設定した場合でも低く設定した場合でも、限界特性線を超えた放電電流を流すことを防ぐことができ、アーク放電が発生した場合でも、振動電流の振幅を放電電流よりも常に大きくでき、振動電流が確実にゼロアンペアを下回ることにより、アークを確実に消去することができる。
またここで、上記第１及び第２の放電用電源において、前記限界電流値は、前記直流電源部から出力される電流をＩ、前記直流電源部から出力される電圧をＶ、前記インダクタンスをＬ、前記キャパシタンスをＣ、アーク電圧をＶａ、振幅の倍率をＫとした時に、次式：
Ｉ＝（Ｖ−Ｖａ）×（Ｃ／Ｌ）１／２／Ｋ
を満たす上限の電流に対応するものとすれば、振動電流が確実にゼロアンペアを下回り、アークを確実に消去できる。
また、前記インダクタンスは、前記放電用電力が供給される被供給体までの接続ケーブルが有するインダクタンスも含むものとすることができる。
また、前記振動電流生成部を介して出力される電圧を検出する電圧検出手段と、前記振動電流生成部を介して出力される電流を検出する電流検出手段と、をさらに備え、前記制御部は、前記電圧検出手段による検出結果と、前記電流検出手段による検出結果と、に基づいたフィードバック制御を行うものとすれば、スパッタ電圧に応じた確実な電流制御が容易である。
また、前記振動電流生成部を介して出力される電圧を検出する電圧検出手段と、前記振動電流生成部を介して出力される電流を検出する電流検出手段と、をさらに備え、前記制御部は、前記電圧検出手段による検出結果と、前記電流検出手段による検出結果と、出力電力の設定値と、に基づいて出力電流の設定値を決定し、前記電圧検出手段による検出結果に応じて、その電圧における前記限界電流値を演算し、前記出力電流の設定値が前記限界電流値よりも小さい時は、その出力電流の設定値に基づいて前記直流電源部を制御し、前記出力電流の設定値が前記限界電流値よりも大きい時は、その限界電流値が出力されるように前記直流電源部を制御するものとすれば、限界電流を超えない範囲で出力電流を制御できる。
また、前記制御部は、
前記電圧検出手段による検出結果が、第１の所定の電圧よりも高い場合には、前記限界電流値としてオフセットを加算しない値を用い、前記電圧検出手段による検出結果が、第２の所定の電圧よりも低い場合には、前記限界電流値としてオフセットを加算した値を用いるものとすれば、出力電圧がゼロボルトの場合であっても、出力電流を流すことができ、且つ、電圧が高い状態で、限界特性線を超えることを防止できる。
また、前記制御部は、前記電圧検出手段による検出結果が、第３の所定の電圧よりも低く、且つ前記電流検出手段による検出結果が、第１の所定の電流よりも高い場合に、前記直流電源部の出力をゼロとするものとすれば、アーク放電を確実に遮断できる。
また、前記電圧検出手段による検出結果をローパスフィルタを介して判断するものとすれば、ローパスフィルターの定数を適宜決定することにより、ゲートパルスを遮断するまでのアーク放電の振動回数（持続時間）を調節することができる。
一方、本発明のスパッタリング用電源は、ターゲットをスパッタして薄膜を形成するスパッタリング用電源であって、上記のいずれかの放電用電源を備え、前記振動電流生成部を介して出力される放電用電力のうちの負出力を前記ターゲットに接続して前記スパッタを実施可能としたことを特徴とする。
また、本発明のスパッタリング装置は、上記のスパッタリング用電源と、前記ターゲットを収容可能とし大気圧よりも減圧された雰囲気を維持可能な真空チャンバと、を備えたことを特徴とする。
これらスパッタリング用電源及びスパッタリング装置においても、、スパッタ電力を高く設定した場合でも低く設定した場合でも、限界特性線を超えたスパッタ電流を流すことを防ぐことができ、アーク放電が発生した場合でも、振動電流の振幅をスパッタ電流よりも常に大きくでき、振動電流が確実にゼロアンペアを下回ることにより、アークを確実に消去することができる。
発明を実施するための最良の態様
本発明をより詳細に説述するために、添付の図面に従ってこれを説明する。
第１図は、本発明の実施の形態にかかる放電用電源及びそれを用いたスパッタリング装置を表す模式図である。
すなわち、同図に例示した電源１１０は、ＤＣ電源部ＤＣＰと、振動電流生成部ＶＣＧと、を有する。
ＤＣ電源部ＤＣＰは、チャンバ１０１に正極、ターゲット１０４に負極の電圧を印加してスパッタリングを行うための電源である。その構成は、例えば第１図に例示した如く、Ｒ、Ｓ、Ｔの３相交流入力を受ける整流ダイオード群ＤＢ１、スイッチングトランジスタＩＧＢＴ及び還流ダイオードＦＷＤからなるインバータＩＮＶ、変圧トランスＴ１、整流ダイオード群ＤＢ２、及び平滑化インダクタＬ０を有する。
このＤＣ電源部ＤＣＰの出力は、制御回路ＣＣにより制御される。すなわち、制御回路ＣＣは、インバータＩＮＶを構成するトランジスタＩＧＢＴに対してゲートパルスを与えることにより、その動作を制御する。
このようにして得られたＤＣ電源部ＤＣＰからのＤＣ出力は、振動電流生成部ＶＣＧと送電ケーブル１２０Ａ、１２０Ｂを介してチャンバに供給される。
振動電流生成部ＶＣＧは、振動電流生成用のコンデンサＣ１とインダクタンスＬ１とを有し、ＬＣ共振回路により振動電流を生成する。また、振動電流生成部ＶＣＧの電気成分には、チャンバ１０１及びターゲット１０４までの同軸送電ケーブル１２０Ａ、１２０Ｂも含まれる。すなわち、５０Ωの同軸ケーブルのインダクタンスは、０．２５μＨ／ｍであり、その容量は１００ｐＦ／ｍである。これに対して、ターゲット１０４の静電容量は、通常は３００ｐＦ以下である。
なお、ＤＣ電源部ＤＣＰのインダクタンスＬ０は、電源の出力フィルタ用のインダクタンスであり、振動電流生成部ＶＣＧのインダクタンスＬ１よりも充分大きな値（３０倍以上）を用いることが望ましい。
以上説明した構成によれば、ＤＣ電源部ＤＣＰの出力端にＬＣ共振回路を有する振動電流生成部ＶＣＧを設けることにより、アーク放電が生じた時に、そのスイッチ作用を利用して振動電流を発生させることができる。この振動電流が０Ａ（ゼロ・アンペア）をクロスして逆方向となった時、アーク放電の整流作用（ホット・スポットのみから熱電子が放出されているので、逆電圧がかかると電流は流れない）によって電流を止めてアークを消すことが可能である。
そして、本発明においては、この振動電流の振幅がスパッタ電流よりも大きくなるように、スパッタ電流を制御する。すなわち、アーク放電が振動電流によって確実に消去されるためには、振動電流生成部ＶＣＧにより生成される振動電流の下限が０Ａを下回ることが必須である。このためには、振動電流の振幅がスパッタ電流よりも大きいことが必要とされる。
そこで、本発明においては、振動電流生成部ＶＣＧが有するＬＣ定数に応じて、スパッタ電流がその振動電流の振幅よりも小さくなる範囲でスパッタリングを行うようにＤＣ電源部ＤＣＰの動作を制御する。この制御は、典型的には、制御回路ＣＣにより実行させることができる。
以下、スパッタリングの電圧・電流特性を参照しつつ、本発明による電源の動作メカニズムについて詳細に説明する。
第２図は、ＤＣスパッタリングにおける電圧・電流特性を表すグラフ図である。
ここで、同図の特性線Ａは、１５ｋＷ（キロワット）の定格電力線である。また、特性線Ｂ、Ｃ、Ｅ、Ｆは、それぞれ、振動電流生成部ＶＣＧにおける所定のＬＣ定数に対応した振動電流振幅から決定される、スパッタ電流の限界線である。また、特性線Ｄは、通常のスパッタリングの放電電圧・電流特性である。また、特性線Ｇは、アーク放電の特性線であり、２５Ａにおける一点鎖線Ｈは、６００Ｖ×２５Ａ＝１５ｋＷ電源の最大電流を表す。また、電圧２００Ｖにおいて縦方向に伸びる特性線１は、アルミニウム（Ａｌ）ターゲットの表面が酸化した時の放電特性を表す。
ここで、例えば、６００Ｖ×２５Ａの最大電力の点（特性線Ａと特性線Ｈとの交点）よりも、特性線Ｂは下側を通っている。つまり、特性線Ａと特性線Ｈとの交点は、特性線Ｂにより定義されるスパッタ電流の限界値を超えている。従って、特性線Ｂに対応したＬＣ定数を選択した場合には、この交点、すなわち２５Ａのスパッタ電流でスパッタリングすると、振動電流の振幅よりもスパッタ電流のほうが大きいために、アークが振動では消えないこととなる。
つまり、最大電力で安定したスパッタリングを実施したい場合には、その条件よりも上側に限界線がくるように、振動電流生成部ＶＣＧのＬＣ定数を選択する必要がある。
すなわち、特性線Ｃ、Ｅ、Ｆのように、立った（大きな勾配を有する）特性とすると、スパッタ電流よりも大きな振幅の振動電流が生成されるため、０Ａを確実に下回る振動電流を得ることができる。但し、特性線Ｄにより表される正常時のスパッタ特性の電流に対して、特性線ＣやＦの条件では、はるかに大きな振動電流を流してしまうことになり、ターゲットや電源を構成する電気部品に対するストレスが懸念される。
そこで、実用的な観点からは、特性線Ｅのように、最大電力条件よりもいくぶん上側にある特性線に対応するＬＣ定数を選ぶことが望ましい。しかし、この特性線Ｅを選んだ場合でも、表面が酸化したアルミニウム（Ａｌ）ターゲットの放電特性線Ｉとの交点は１０Ａであるので、それ以上の電流が流れる電力設定とすると、連続アークになってしまう。
これに対して、従来は、電力設定を可変とし、電力設定を絞った条件でアルミニウムの酸化面をスパッタリングにより除去して、酸化膜が少なくなって特性線Ｄに次第に近づくに従って、電力設定を大きくし、特性線Ｂや特性線ＥのＬＣ設定において通常のスパッタリングを行うという方法を採らざるを得なかった。
これに対して、本発明においては、電力設定を調節するのではなく、スパッタ電圧に応じて、スパッタ電流をＬＣ定数に対応した限界線以下に制御する。この制御は、第１図に例示した電源の制御回路ＣＣにおいて実行させることができる。
第３図は、本発明においてスパッタ電流を限界線以下に制御する回路の基本形を表すブロック図である。
すなわち、同図は、第１図に表した電源において、制御回路ＣＣのゲートパルス幅または周波数を決めるレベル信号を生成する部分を表したものである。
この回路は、フィードバック制御部１０と、限界電流制御部２０と、を有する。
フィードバック制御部１０には、出力電力の設定値Ｐｓｅｔと、スパッタリング装置のターゲット電流を表す信号Ｉ０とターゲット電圧を表す信号Ｖ０がそれぞれ入力される。
これら信号Ｉ０、Ｖ０は、例えば第１図に例示した如く、振動電流生成部ＶＣＧにおいて、電流検出器ＩＭと分圧回路ＶＭとから、それぞれ電圧信号として得ることが可能である。
フィードバック制御部１０は、出力電力の設定値Ｐｓｅｔと、信号Ｉ０、Ｖ０と比較することにより、これらをフィードバックして、ＤＣ電源部ＤＣＰのインバータＩＮＶのゲートパルス幅を制御するレベル信号ＬＳを出力する。
一方、限界電流制御部２０は、電源の振動電流生成部ＶＣＧのＬＣ定数に基づき、ターゲット電圧に応じた電流限界信号ＣＬを生成する。すなわち、第２図に例示したように、ＬＣ定数に基づく限界特性線（例えば、特性線Ｅ）を設定し、ターゲット電圧を表す信号Ｖ０を入力して、この限界特性線の上での電流値を演算する。そして、この電流値を表す信号を電流限界信号ＣＬとして出力する。
フィードバック制御部１０は、Ｉ０、Ｖ０をフィードバックして得られたレベル信号ＬＳと、この電流限界信号ＣＬとを比較する。そして、レベル信号ＬＳが電流限界信号ＣＬよりも小さい場合には、そのレベル信号ＬＳをそのまま出力する。一方、レベル信号ＬＳが電流限界信号ＣＬよりも大きい場合には、電流限界信号ＣＬをレベル信号ＬＳとして出力する。
以上説明したように、本発明によれば、限界電流制御部２０において、振動電流生成部ＶＣＧのＬＣ定数に基づく限界特性線を設定し、この限界特性線を超えないように、ターゲット電圧Ｖ０に応じた電流リミットを設定する。
第４図は、本発明の電源の動作範囲を例示するグラフ図である。すなわち、同図に表した具体例の場合、例えば、第２図の特性線Ｅを限界特性線として設定し、スパッタ電流がこの特性線Ｅを超えない範囲Ｚ（同図において淡色ハッチを施した）で、電流・電圧が出力される。
このようにすれば、スパッタ電力を高く設定した場合でも低く設定した場合でも、限界特性線を超えたスパッタ電流を流すことを防ぐことができる。その結果として、アーク放電が発生した場合でも、振動電流の振幅をスパッタ電流よりも常に大きくでき、振動電流が確実にゼロアンペアを下回ることにより、アークを確実に消去することができる。その結果として、第１１図に例示したようなスパッタ装置にこの電源を用いることにより、高いスパッタ電力から低いスパッタ電力まで、アーク放電が発生しても迅速に消去して安定したスパッタリングを行うことができる。
次に、本発明のさらに詳細な具体例について説明する。
第５図は、本発明においてスパッタ電流を限界特性線以下に制御する回路の一例を表すブロック図である。すなわち、同図も、第１図に表した電源において、制御回路ＣＣのゲートパルス幅または周波数を決めるレベル信号を生成する部分を表したものである。
この回路は、出力電力演算部１１と、電力制御部１２と、電流制御部１３と、最大電流信号生成部２１と、オフセット生成部２２と、を有する。これらのうち、出力電力演算部１１〜電流制御部１３までが、第３図のブロック図におけるフィードバック制御部１０に対応し、最大電流信号生成部２１とオフセット生成部２２が、第３図のブロック図における限界電流制御部２０に対応する。
出力電力演算部１１には、スパッタリング装置のターゲット電流を表す信号Ｉ０とターゲット電圧を表す信号Ｖ０がそれぞれ入力される。出力電力演算部１１は、これらの信号Ｉ０、Ｖ０とに基づいて、電源から出力されている電力を演算し、それに対応する出力電力信号ＯＳを出力する。
電力制御部１２は、電力フィードバック制御を実行する。すなわち、出力電力演算部１１から出力された出力電力信号ＯＳと、出力電力の設定値Ｐｓｅｔとを比較し、その差分に応じた電流設定値を演算する。そして、後に詳述するように、電流限界信号ＣＬ２と比較して、電流設定信号ＣＳを出力する。
電流制御部１３は、電流フィードバック制御を実行する。すなわち、電流設定信号ＣＳと、信号Ｉ０とを比較して、ＤＣ電源部ＤＣＰのインバータＩＮＶのゲートパルス幅を制御するレベル信号ＬＳを出力する。
以上説明した各ブロックにより、電流設定信号Ｐｓｅｔに対して、Ｉ０とＶ０とをフィードバック信号としたＤＣ電源部ＤＣＰのフィードバック制御が実行される。
本発明においてはさらに、最大電流信号生成部２１において、振動電流生成部ＶＣＧのＬＣ定数に基づき、ターゲット電圧に応じた電流限界信号ＣＬを生成する。すなわち、第２図に例示したように、ＬＣ定数に基づく限界特性線（例えば、特性線Ｅ）を設定し、ターゲット電圧を表す信号Ｖ０を入力して、この限界特性線の上での電流値を演算する。そして、この電流値を表す信号を電流限界信号ＣＬ１として出力する。
この電流限界信号ＣＬ１は、オフセット生成部２２に出力され、例えば、出力電圧がゼロボルトの場合でも電流設定がゼロアンペアよりも大きくなるようなオフセットが付与された電流限界信号ＣＬ２として、電力制御部１２に出力される。
電力制御部１２は、出力電力演算部１１から出力された出力電力信号ＯＳと、出力電力の設定値Ｐｓｅｔとを比較して、その差分に応じた電流設定値を演算するが、さらに、この電流設定値と電流限界信号ＣＬ２とを比較する。
そして、電流設定値が電流限界信号ＣＬ２よりも小さい場合、すなわち、流すべきスパッタ電流値がＬＣ定数により決定される限界特性線（例えば、第２図の特性線Ｅ）よりも小さい場合には、その電流設定値をそのまま電流設定信号ＣＳとして出力する。
一方、電力制御部１２は、電流設定値が電流限界信号ＣＬ２よりも大きい場合、すなわち、流すべきスパッタ電流値がＬＣ定数により決定される限界特性線（例えば、第２図の特性線Ｅ）よりも大きい場合には、その電流設定値に代えて、電流限界信号ＣＬ２を電流設定信号ＣＳとして出力する。
以上説明したように、本発明によれば、最大電流信号生成部２１において、振動電流生成部ＶＣＧのＬＣ定数に基づく限界特性線を設定し、ターゲット電圧Ｖ０に応じた電流リミットを設定する。つまり、第４図に例示したように、スパッタ電流が、予め定めた限界特性線を超えない範囲において、電源を動作させる。
このようにすれば、スパッタ電力を高く設定した場合でも低く設定した場合でも、限界特性線を超えたスパッタ電流を流すことを防ぐことができる。その結果として、アーク放電が発生した場合でも、振動電流の振幅をスパッタ電流よりも常に大きくでき、振動電流が確実にゼロアンペアを下回ることにより、アークを確実に消去することができる。
さらにまた、電源の構成や、スパッタリング装置の構造、スパッタする材料、条件などに応じて好適なＬＣ定数を選択することにより、過度に大きな振動電流を形成することなく、確実にアークを消去することができ、ターゲットや電気部品などにストレスを与える虞もなくなる。
ここで、オフセット生成部２２により電流設定値にオフセットを与えることにより、アーク電圧以下で、電流限界値の設定を定格の例えば５パーセント程度に固定することにより、最初の出力電圧が出るようにすることができる。
なお、本発明者の検討によれば、振動電流の振幅としては、通常のスパッタ電流の１．３倍乃至２倍程度とすることが適当であることが判明した。従って、スパッタリング装置の構造や用途に応じて、このような範囲の振動電流が得られるように、振動電流生成部ＶＣＧのＬＣ定数を決定し、これに対応した限界特性線に基づいて、最大電流信号生成部２１における演算処理を実行させればよい。
より具体的には、電源から出力される電流をＩ、電源から出力される電圧をＶ、振動電流生成部ＶＣＧのインダクタンスをＬ、振動電流生成部ＶＣＧのキャパシタンスをＣ、アーク電圧をＶａ、振幅の倍率をＫとした時に、次式が満足される範囲内とすることが望ましい。
Ｉ＝（Ｖ−Ｖａ）／｛Ｋ×（Ｃ／Ｌ）１／２｝
上記の式において、（Ｖ−Ｖａ）は、スパッタ電圧とアーク電圧との差である。振動電流生成部ＶＣＧにおいて生成される振動電流の振幅は、その電圧に振動回路のコンダクタンス（Ｃ／Ｌ）１／２を掛けた値となる。しかし、振動は減衰するので、スパッタ電流よりもＫ倍大きな値にしておかないと、０Ａを切ることができない。
つまり、電源から出力される電流を、上記の式により既定される電流Ｉを超えない範囲に制限すれば、アーク放電が生じた時に、振動電流が確実にゼロアンペアを下回り、アークを消去できる。
第６図は、第５図に表したブロック図を具体化した回路の一例を表す模式図である。同図については、第１図乃至第５図に関して前述したものと同様の要素には同一の符号を付して詳細な説明は省略する。
本具体例の回路の場合、スパッタ電流を表す信号Ｉ０とスパッタ電圧を表す信号Ｖ０は、それぞれ０〜５ボルト、０〜マイナス６．６６ボルトの電圧信号として与えられる。また、電力設定値を表す信号Ｐｓｅｔは、０〜１０ボルトの電圧信号として与えられる。
そして、信号Ｉ０とＶ０は、掛け算器Ｕ１に入力されて掛け算され、出力電力ＯＳが演算される。
この出力信号ＯＳは、電力フィードバック制御の誤差アンプＵ２に入力され、電力設定信号Ｐｓｅｔと比較することにより、電流設定信号が出力される。
Ｕ３は、電流フィードバック制御の誤差アンプで、誤差アンプＵ２で計算した電流設定値とＩ０とを比較してインバータＩＮＶのゲートパルス幅（または周波数）を決めるレベル信号を生成する。誤差アンプＵ２の最大出力が電流の最大値となるように定数設定しておけば、最大電流値（例えば、第２図の特性線Ｈ）でリミットをかけることができる。
そしてさらに、演算器Ｕ４において、ＬＣ定数により予め決定した限界特性線に基づいて、スパッタ電圧Ｖ０に比例した電流限界信号ＣＬ１を生成する。
そして、演算器Ｕ５において、出力電圧が０Ｖであっても電流設定が０Ａよりも上になるように、小さなオフセットを与えた電流限界信号ＣＬ２を生成する。
このような具体例により、第４図に表したように、限界特性線よりも下側の領域で動作する電源を実現できる。
第７図は、本発明の放電用電源の要部の変型例を表す模式図である。同図については、第１図乃至第６図に関して前述したものと同様の要素には同一の符号を付して詳細な説明は省略する。
前述した第６図の回路を用いることにより、本発明の電源は基本的な動作をするのであるが、例えば、出力電圧が８０Ｖ以下の場合、オフセットの関係で電流設定が０Ａにならない。
そこで、本変型例においては、第７図に表したように、コンパレータＵ６を追加している。コンパレータＵ６は、ヒステリシスを持ったコンパレータであり、出力電圧が第１の既定電圧、例えば２００Ｖを越えるとトランジスタＴｒをＯＮ（オン）して演算器Ｕ５で与えたオフセットを消去する。一方、出力電圧が第２の既定電圧、例えば１０Ｖ以下になると、ＣＲタイマーにより所定のタイミングでトランジスタＴｒをＯＦＦ（オフ）してオフセットを与える。
アーク電圧以下では、電流限界値の設定を定格の５パーセント程度に固定することにより最初の電圧が出るようにできるが、一方、一旦例えば２００ボルト以上の出力電圧が出た場合には、このオフセットを消去することにより、アーク放電が発生した場合に、電流設定をゼロとして、振動電流がより確実にゼロを下回るようにできる。
第８図は、本発明の放電用電源の要部のさらなる変型例を表す模式図である。同図についても、第１図乃至第７図に関して前述したものと同様の要素には同一の符号を付して詳細な説明は省略する。
本変型例は、アーク放電を検出して、ゲートパルスをただちに止める機能を追加したものである。具体的には、演算器Ｕ７、Ｕ８、Ｕ９を追加し、演算器Ｕ７で出力電圧の判定、演算器Ｕ８で出力電流の判定を行い、演算器Ｕ９でこれらの論理積（ＡＮＤ）をとってアーク判定して出力を止める信号を作っている。
演算器Ｕ７においては、信号Ｖ０と、既定の電圧とを比較して論理を出力する。この場合の既定の電圧は、例えば、１５０ボルト程度とすることができる。すなわち、この既定値よりもスパッタ電圧が低下したら、アーク放電の可能性があると判定する。
同様に、演算器Ｕ８においては、信号Ｉ０と、既定の電流値に対応する信号と、を比較する。ここで既定の電流値は、例えば、定格出力電流の１／５〜１／１０程度とすることが望ましい。
そして、これら演算器Ｕ７及びＵ８の論理積をとることにより、スパッタ電圧が既定値よりも低く、スパッタ電流が既定値よりも大きい時に、アーク放電と判定する。そして、この判定に基づいて、ゲートパルスを直ちに停止する。
またここで、演算器Ｕ７が判定する電圧信号にローパスフィルターＣ７が設けられているのは、１回の振動で消えるアークに対して動作しないようにするためである。ローパスフィルターＣ７の定数を適宜決定することにより、ゲートパルスを遮断するまでのアーク放電の振動回数（持続時間）を調節することができる。
また、本変型例の回路によれば、アークが消えると短時間で出力を復帰させ、無駄な待ち時間は最少で動作させることができる。
すなわち、連続アークの判定を付加して、連続アークの判定で、電力制御のスイッチングをただちに止め、電流限界値のオフセットも殺すことにより、連続アークの発生時にアーク電流と持続時間を短くして連続アークに入るエネルギーを小さくするとともに、休止時間も必要最小限に制御することができる。
（実施例）
以下、実施例を参照しつつ、本発明におけるアーク放電の消去の具体例について説明する。
第９図及び第１０図は、本発明の放電用電源の動作を例示するグラフ図である。すなわち、同図は、振動電流生成部ＶＣＧとアーク放電によって振動電流が発生し、アークが消去する波形を表す。
ここで、第９図及び第１０図の横軸は時間を表し、それぞれスパッタ状態Ｓ、アーク放電状態Ａ、休止状態Ｒに分類されている。そして、第９図の波形は、ターゲット１０４の電圧を表し、第１０図の波形は、ターゲット１０４の電流を表す。ここで、ターゲット電圧は、チャンバー１０１を基準にターゲット１０４を測定しているので、符号Ｂの位置を基準（ゼロボルト）としてマイナス側に表れる。また、ターゲット電流は、符号Ｃを基準（ゼロアンペア）してプラス側に表した。
電圧のスケールは、２００Ｖ／ｄｉｖ、電流のスケールは、２０Ａ／ｄｉｖで、時間軸は、１０μｓ／ｄｉｖとした。
第９図及び第１０図をその時間軸に沿って説明すると、最初、６００Ｖ、２２Ａで安定にスパッタリング状態（Ｓ）にあり、その後、放電電圧が８０Ｖ弱まで突然下がった時点がアーク発生（Ａ）である。この時、コンデンサＣ１にはスパッタ電圧６００Ｖが既にチャージされていて、ターゲット電圧が８０Ｖに下がった訳であるから、（Ｌ１）＋（同軸ケーブル１２０Ａ、１２０Ｂ）のインダクタンスＬにその差分の電圧（６００−８０）＝５２０Ｖが印加され、５２０Ｖ＝Ｌ×ｄｉ／ｄｔとなり、ターゲット電流は急上昇する。同時に、コンデンサＣ１の電圧は、このターゲット電流を供給するために下がっていく。
振動電流は、コンデンサＣ１の電荷がゼロになった時点で最大となり、その値は、ＣＶ２＝ＬＩ２のエネルギー保存式（注：式の両辺の１／２は省略）を満たす値となる。すなわち、アーク放電電圧８０Ｖを考慮して計算すると、次式の関係が得られる。
Ｃ１×（Ｖｓｐ−Ｖａｒｃ）２＝（Ｌ１＋Ｌｃａｂｌｅ）×Ｉｐ２
（１）
ここで、Ｖｓｐはスパッタ電圧、Ｖａｒｃ）はアーク放電電圧、Ｌｃａｂｌｅ）はケーブル１２０Ａ、１２０Ｂのインダクタンス、Ｉｐは振動電流をそれぞれ表す。この式を変形すると、次式が得られる。
（Ｖｓｐ−Ｖａｒｃ）／Ｉｐ＝（（Ｌ１＋Ｌｃａｂｌｅ）／Ｃ１）１／２
（２）
すなわち、振動電流Ｉｐは（Ｌ／Ｃ）１／２と直前のスパッタ電圧で決まる。振動の周期Ｔは、Ｔ＝２π（ＬＣ）１／２であるので、周期Ｔと電圧変化ｄＶと振動電流Ｉｐから、インダクタンスＬとコンデンサＣを逆算できる。
ｄｖ／Ｉｐ＝（Ｌ／Ｃ）１／２ （３）
Ｔ＝２π（ＬＣ）１／２ （４）
（３）式と（４）式の両辺をそれぞれかけると、次式が得られる。
Ｔ×ｄＶ／Ｉｐ＝（Ｌ／Ｃ）１／２×２π（ＬＣ）１／２
＝２πＬ （５）
一方、（４）式の両辺を（３）式の両辺で割ると次式が得られる。
Ｔ／（ｄＶ／Ｉｐ）＝２π（ＬＣ）１／２／（Ｌ／Ｃ）１／２
＝２πＣ （６）
（５）式よりＬを求めると以下の如くとなる。
Ｌ＝Ｔ×ｄＶ／Ｉｐ／２π
＝５２０（Ｖ）／３８（Ａ）×１０Ｅ−６（ｓ）／２π
＝２．１８Ｅ−５Ｈ
＝２１．８μＨ
また、（６）式よりＣを求めると以下の如くとなる。
Ｃ＝Ｔ／２π／（ｄＶ／Ｉｐ）
＝１０Ｅ−６（ｓ）／２π／（５２０（Ｖ）／３８（Ａ））
＝１．１６Ｅ−７Ｆ
＝０．１１６μＦ
これらの値は、実際の回路定数（Ｌ＝（２０＋２．５）μＨ、Ｃ＝０．１０２μＦ）に近い値である。ここで、ケーブル１２０Ａ、１２０Ｂとターゲット１０４のコンデンサ成分は、ケーブル１２０Ａ、１２０Ｂの長さを１０ｍとしても１００ｐＦ／ｍ×１０ｍ＋３００ｐＦ＝１３００ｐＦ＝０．００１３μＦ程度であるので、コンデンサＣ１の容量の１／１００程度となり、無視できる。
第９図及び第１０図において、点線Ｓで表した正弦波がアーク振動電流であり、この振動電流の中心がスパッタ電流である。また、破線ＶＣ１は、アーク開始時点以降のコンデンサＣ１の電圧の変化を表す。
振動電流Ｓがピークに向けて上昇する時に、コンデンサＣ１の電圧でＶＣ１は０ボルトを下回り、振動電流Ｓがピークを超えて再び低下してスパッタ電流Ｉｓｐのレベルを下回る時に、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１は最大の逆電圧まで上昇する。
振動電流が０Ａ（厳密にはアーク放電が維持される電圧レベル）を下回った以降は、アーク放電の整流作用により、アークに電流は流れない（すなわち、インダクタンスＬ１による電流が０Ａとなる）から、ＶＣ１電圧とターゲット電圧は同じになり、コンデンサＣ１はインダクタンスＬ０が定電流に保っていたスパッタ電流Ｉｓｐによってチャージされ２００Ｖを越えた時点からスパッタの放電電流が増加していく。
ここで、アーク放電が消えるのは、振動電流が０Ａを切ってからアーク維持電圧以上になる期間、アークにエネルギーが供給されないため、ホットスポットが冷却されて熱電子が出なくなるためと考えられる。第９図及び第１０図に例示した波形からは、この期間は３μｓ弱と読める。但し、この期間をどこまで短くしてもアークを消すことができるかについては、各種のパラメータを考慮する必要がある。
アーク消去期間を決定するパラメータとしては、例えば、以下のものを挙げることができる。
（１）ターゲット物性（仕事関数、熱伝導率、表面酸化：表面の仕事関数、表面温度など）
（２）スパッタ電力（電圧、電流）
（３）振動電流のピーク電流、振動周期（ＬＣ値）
（４）スパッタ雰囲気（アルゴン圧力、残留ガス分圧、添加ガスの種類など）
また、第９図及び第１０図においてスパッタの放電が止まっているのは、アークが発生してから、再び電圧が２００Ｖを越えるまでの、約１０マイクロ秒の期間である。アークが消えてスパッタに戻った時、電流がスパッタ電流Ｉｓｐにすぐ戻らないため、電圧がマイナス１３００Ｖ付近まで跳ね上がる。スパッタ電流は、この電圧の上昇に遅れてスパッタ電流が約５０Ａまで上昇してから、減衰振動して収まっている。ここで、アーク放電が消えてもスパッタ電流がすぐに戻らない理由としては、１０マイクロ秒の休止により、プラズマが希薄になったことや、インダクタンスＬ１による電流抑制効果などを挙げることができる。
以上、具体例を参照しつつ本発明の実施の形態について説明した。しかし、本発明は、これらの具体例に限定されるものではない。
例えば、本発明のＤＣ電源部、振動電流生成部、制御回路、その他スパッタリング装置における各部の構成、構造、数、配置、形状、材質などに関しては、上記具体例に限定されず、当業者が適宜選択採用したものも、本発明の要旨を包含する限り本発明の範囲に包含される。
より具体的には、例えば、スパッタリング用電源に設けられる各回路の具体的な構成や、ダイオード、抵抗、トランジスタをはじめとする各回路素子の数や配置関係などについても、当業者が適宜設計変更したものは本発明の範囲に包含される。
また、本発明の放電用電源は、スパッタリングのみならず、ＤＣ電圧を印加することにより、放電を生じさせる必要のある各種の用途に対して同様に適用して同様の作用効果を得ることができる。
その他、本発明の要素を具備し、当業者が適宜設計変更しうる全ての放電用電源、スパッタリング用電源及びスパッタリング装置は本発明の範囲に包含される。
産業上の利用可能性
以上説明したように、本発明によれば、振動電流生成部のＬＣ定数に基づく限界特性線を設定し、スパッタ電流が、この限界特性線を超えない範囲において、電源を動作させることにより、スパッタ電力を高く設定した場合でも低く設定した場合でも、限界特性線を超えたスパッタ電流を流すことを防ぐことができ、アーク放電が発生した場合でも、振動電流の振幅をスパッタ電流よりも常に大きくでき、振動電流が確実にゼロアンペアを下回ることにより、アークを確実に消去することができる。
その結果として、例えば、ターゲットが汚れたり酸化していて、従来であればクリーニング・モードに切り替えてスパッタしなければならないような場合でも、切替えずに運転できるのでクリーニング時間を短くできる。
また、ターゲットの消耗により、放電電圧が下がった場合でも、連続アークの発生頻度が激減するので安定なスパッタができる。
また、負荷の変動により、スパッタ電圧が短時間下がった場合でも確実に連続アーク発生頻度を下げられるので、安定なスパッタができる。
またさらに、運悪く連続アークになった場合でも、アークに入るエネルギーを最少にでき休止時間も必要最小限で済むので、プロセスに与えるダメージやスパッタ電力の誤差を小さくできる。
すなわち、本発明によれば、シンプルな構成によりアーク放電を迅速且つ確実に遮断できる放電用電源、スパッタリング用電源及びスパッタリング装置を提供することができ、産業上のメリットは多大である。
【図面の簡単な説明】
第１図は、本発明の実施の形態にかかる放電用電源及びそれを用いたスパッタリング装置を表す模式図であり、
第２図は、ＤＣスパッタリングにおける電圧・電流特性を表すグラフ図であり、
第３図は、本発明においてスパッタ電流を限界線以下に制御する回路の基本形を表すブロック図であり、
第４図は、本発明の電源の動作範囲を例示するグラフ図であり、
第５図は、本発明においてスパッタ電流を限界特性線以下に制御する回路の一例を表すブロック図であり、
第６図は、第５図に表したブロック図を具体化した回路の一例を表す模式図であり、
第７図は、本発明の放電用電源の要部の変型例を表す模式図であり、
第８図は、本発明の放電用電源の要部のさらなる変型例を表す模式図であり、
第９図は、本発明の放電用電源の動作を例示するグラフ図であり、
第１０図は、本発明の放電用電源の動作を例示するグラフ図であり、
第１１図は、ＤＣスパッタリング装置の要部構成を表す模式図である。
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明は、放電用電源、スパッタリング用電源及びスパッタリング装置に関し、特に、アーク放電の発生を防ぎつつＤＣ（direct current）電圧を印加して安定なプラズマ放電あるいはグロー放電が可能な放電用電源、スパッタリング用電源及びこれを用いたスパッタリング装置に関する。
背景技術
各種のプラズマ応用機器やグロー放電応用機器などにおいては、放電中にアーク放電が発生すると機器の動作に弊害が生ずる場合が多い。このため、アーク放電を確実且つ迅速に遮断することができる放電用電源が必要とされる場合が多い。以下、この具体例として、薄膜形成に用いられるスパッタリング装置を例に挙げて説明する。
第１１図は、ＤＣスパッタリング装置の要部構成を表す模式図である。このスパッタリング装置は、真空チャンバ１０１とスパッタリング用ＤＣ電源１１０とを有する。電源１１０の陽極は、接続ケーブル１２０Ａを介してチャンバ１０１に接続され、接地電位とされている。一方、電源１１０の陰極は、接続ケーブル１２０Ｂを介して、チャンバ１０１の内部に設けられたスパッタリング・ターゲット１０４に接続されている。そして、チャンバ１０１の内部には、薄膜を堆積する基板１００が設置される。
成膜に際しては、まず、真空排気ポンプ１０６によりチャンバ１０１内を真空状態にし、ガス供給源１０７からアルゴン（Ａｒ）などの放電ガスを導入してチャンバ内を所定の放電圧力に維持する。そして、電源１１０によりターゲット１０４とチャンバ１０１との間に電界を印加し、グロー放電１０８を発生させる。すると、放電空間において生成されたプラズマ中の正イオンがターゲット１０４の表面に衝突し、ターゲット１０４の原子をはじき出す。このようなスパッタ現象を利用することにより、ターゲット１０４の材料からなる薄膜を基板１００の上に形成することができる。
このようなスパッタリング装置は、半導体装置、ＣＤ（Compact Disc）、ＤＶＤ（Digital Versatile Disc）、液晶表示装置をはじめとする各種の製品の薄膜形成工程において広く用いられている。
しかし、このようなスパッタ動作中に、アーク放電１５０が生ずる場合がある。このようなアーク放電１５０は、ターゲット１０４の近傍において生ずる場合が比較的多い。そして、このようなアーク放電１５０が生ずると、局所的に大電流が流れるために、ターゲット１０４や基板１００に損傷が生ずる。
例えば、ターゲット１０４の側でアーク放電１５０が生ずると、ターゲット１０４の微小領域に大電流が集中するために、その部分から瞬間に大量の被着材料が放出される。この現象は「スプラッシュ」などと称され、基板１００の表面に被着材料の粒子が飛び散るために、被害を受けてしまう。
従って、このようなアーク放電による被害を防ぐために、電源１１０にアーク抑制手段を設ける必要がある。
ＤＣスパッタリングのアーク放電を抑制する方法としては、以下のようなものが挙げられる。
（１）周期的に電源出力を止め休止期間を設けることによってアーク放電を抑制する。
（２）アーク放電のスイッチ作用と電源の出力回路に設けたＬＣの振動によって電流を反転させることによりアーク放電を消去する。
（３）アーク放電を検出して、スイッチ素子でアーク電流を止める。この場合、負荷に直列にスイッチ素子を入れて止める方法と並列に入れる方法がある。
（４）アーク放電を検出してスイッチ素子を動作させ逆電圧をかけて消去する。
（５）周期的にスイッチ素子を動作させ逆電圧をかけてアーク放電を抑制する。
これらのうち、スイッチ素子を使う方法については、本発明者らは、日本国特許第２８３５３２２号公報や、日本国特許第２８３５３２３号公報において開示した。
一方、上記（１）の方法については、スパッタリングが中断されるために、スループットが低下するという問題がある。
これに対して、上記（２）の方法の場合、スイッチ素子などを用いることなくアーク放電を抑制しうる点で、装置構成を簡略にできる可能性がある。すなわち、ＤＣ電源の出力端にＬＣ共振回路を設けると、アーク放電が生じた時に、そのスイッチ作用を利用して振動電流を発生させることができる。この振動電流が０Ａ（ゼロ・アンペア）をクロスして逆方向となった時、アーク放電の整流作用(ホット・スポットからだけ熱電子が放出されているので、逆電圧がかかると電流は流れない）によって電流を止めてアークを消すことが可能である。
しかし、本発明者の独自の検討の結果、このような振動電流によるアーク消去機構を有する放電用電源の場合、その動作に関して改善の余地があることが判明した。
すなわち、このようなＬＣ共振回路を用いたＤＣ電源の場合、定電力制御動作と、定格電流リミット動作と、定格電圧リミット動作とを組み合わせて、何れか最も出力を小さくする信号を優先する動作制御を行うことが考えられる。
すなわち、このような動作制御の場合、スパッタ電圧が低いと、流れる電流は、定電力制御動作において見合う値と、定格電流リミット動作により制限される値の、いずれか小さい方に制御されてしまう。
これに対して、振動方式でアークが消えるためには、スパッタ電圧からアーク電圧に遷移した時に発生するＬＣ回路定数に依る振動電流の振幅が、スパッタ電流より大きくなり、０Ａを切る電流振動を発生させる必要がある。
このように大きな電流振動を生成するための方法としては、２つの方法を挙げることができる。
その１つめは、低いスパッタ電圧（例えば、２００ボルト）でも定格電流リミット動作に対応した、大きな電流振幅が得られるＬＣ定数を使う方法である。
２つめは、ＬＣ定数としては、通常のスパッタ電圧の範囲内での低めの値（例えば４００ボルト）で定格電流リミットに対応した電流振幅が得られるように設定し、それ以下のスパッタ電圧においては、電流の上限値を電圧に対応して下げるように電力定格を可変制御する方法である。
しかし、１つめの方法を使うと、通常のスパッタ電圧（例えば、６００ボルト）における運転時には、必要以上に大きな電流振動が発生してしまう。その結果、電源に使用している電気部品に大きなストレスを与えたり、ノイズが発生する場合がある。
このため、ＬＣ定数は、低めのスパッタ電圧に合わせて決定し、上記２つめの方法を用いざるを得ない。例えば、ターゲット１０４を取り付けた直後や、チャンバ１０１を大気に開放した後は、ターゲット１０４の表面が酸化物などにより覆われた状態となるために、放電電圧が大幅に低下することが多い。このため、スパッタ電力を十分に低く設定する必要がある。そこで、「ターゲット・クリーニング・モード」などと称して、最初は充分低い電力設定でスパッタリングを行う。そして、ターゲット１０４の表面から酸化物が除去されて放電電圧が上がるに従って、電力設定を上げ、通常のスパッタ電圧に移行する。
しかし、この方法による場合、スパッタ電圧に応じて電力設定を調節するために操作が煩雑になるという問題がある。
本発明は、かかる課題の認識に基づいてなされたものであり、その目的は、迅速且つ確実にアーク放電を消去でき、構造が簡素で操作も容易な放電用電源、スパッタリング用電源及びそれを用いたスパッタリング装置を提供することにある。
発明の開示
上記目的を達成するため、本発明の第１の放電用電源は、直流電源部と、前記直流電源部の出力を制御する制御部と、前記直流電源部からの一対の出力に並列に接続されたキャパシタンスと、前記一対の出力の少なくともいずれか一方に接続されたインダクタンスと、を有する振動電流生成部と、を備え、前記振動電流生成部を介して放電用電力を出力する放電用電源であって、前記制御部は、前記直流電源部から出力可能な電圧範囲の少なくとも一部の電圧範囲において、前記直流電源部から出力される電流が限界電流値を超えないように前記直流電源部を制御し、前記限界電流値は、前記少なくとも一部の電圧範囲において、前記電圧の絶対値に対して正の相関を有することを特徴とする。
上記構成によれば、放電電力を高く設定した場合でも低く設定した場合でも、限界特性線を超えた放電電流を流すことを防ぐことができ、アーク放電が発生した場合でも、振動電流の振幅を放電電流よりも常に大きくでき、振動電流が確実にゼロアンペアを下回ることにより、アークを確実に消去することができる。
また、本発明の第２の放電用電源は、直流電源部と、前記直流電源部の出力を制御する制御部と、前記直流電源部からの一対の出力に並列に接続されたキャパシタンスと、前記一対の出力の少なくともいずれか一方に接続されたインダクタンスと、を有する振動電流生成部と、を備え、前記振動電流生成部を介して放電用電力を出力する放電用電源であって、前記制御部は、前記直流電源部から出力可能な電圧範囲の少なくとも一部の電圧範囲において、前記直流電源部から出力される電流が限界電流値を超えないように前記直流電源部を制御し、前記限界電流値は、その電圧においてアーク放電が生ずることにより前記振動電流生成部において生成される振動電流の振幅が、その電圧における定常運転状態の電流の１．３倍以上となるように決定されていることを特徴とする。
上記構成においても、放電電力を高く設定した場合でも低く設定した場合でも、限界特性線を超えた放電電流を流すことを防ぐことができ、アーク放電が発生した場合でも、振動電流の振幅を放電電流よりも常に大きくでき、振動電流が確実にゼロアンペアを下回ることにより、アークを確実に消去することができる。
またここで、上記第１及び第２の放電用電源において、前記限界電流値は、前記直流電源部から出力される電流をＩ、前記直流電源部から出力される電圧をＶ、前記インダクタンスをＬ、前記キャパシタンスをＣ、アーク電圧をＶａ、振幅の倍率をＫとした時に、次式：
Ｉ＝（Ｖ−Ｖａ）×（Ｃ／Ｌ）１／２／Ｋ
を満たす上限の電流に対応するものとすれば、振動電流が確実にゼロアンペアを下回り、アークを確実に消去できる。
また、前記インダクタンスは、前記放電用電力が供給される被供給体までの接続ケーブルが有するインダクタンスも含むものとすることができる。
また、前記振動電流生成部を介して出力される電圧を検出する電圧検出手段と、前記振動電流生成部を介して出力される電流を検出する電流検出手段と、をさらに備え、前記制御部は、前記電圧検出手段による検出結果と、前記電流検出手段による検出結果と、に基づいたフィードバック制御を行うものとすれば、スパッタ電圧に応じた確実な電流制御が容易である。
また、前記振動電流生成部を介して出力される電圧を検出する電圧検出手段と、前記振動電流生成部を介して出力される電流を検出する電流検出手段と、をさらに備え、前記制御部は、前記電圧検出手段による検出結果と、前記電流検出手段による検出結果と、出力電力の設定値と、に基づいて出力電流の設定値を決定し、前記電圧検出手段による検出結果に応じて、その電圧における前記限界電流値を演算し、前記出力電流の設定値が前記限界電流値よりも小さい時は、その出力電流の設定値に基づいて前記直流電源部を制御し、前記出力電流の設定値が前記限界電流値よりも大きい時は、その限界電流値が出力されるように前記直流電源部を制御するものとすれば、限界電流を超えない範囲で出力電流を制御できる。
また、前記制御部は、
前記電圧検出手段による検出結果が、第１の所定の電圧よりも高い場合には、前記限界電流値としてオフセットを加算しない値を用い、前記電圧検出手段による検出結果が、第２の所定の電圧よりも低い場合には、前記限界電流値としてオフセットを加算した値を用いるものとすれば、出力電圧がゼロボルトの場合であっても、出力電流を流すことができ、且つ、電圧が高い状態で、限界特性線を超えることを防止できる。
また、前記制御部は、前記電圧検出手段による検出結果が、第３の所定の電圧よりも低く、且つ前記電流検出手段による検出結果が、第１の所定の電流よりも高い場合に、前記直流電源部の出力をゼロとするものとすれば、アーク放電を確実に遮断できる。
また、前記電圧検出手段による検出結果をローパスフィルタを介して判断するものとすれば、ローパスフィルターの定数を適宜決定することにより、ゲートパルスを遮断するまでのアーク放電の振動回数（持続時間）を調節することができる。
一方、本発明のスパッタリング用電源は、ターゲットをスパッタして薄膜を形成するスパッタリング用電源であって、上記のいずれかの放電用電源を備え、前記振動電流生成部を介して出力される放電用電力のうちの負出力を前記ターゲットに接続して前記スパッタを実施可能としたことを特徴とする。
また、本発明のスパッタリング装置は、上記のスパッタリング用電源と、前記ターゲットを収容可能とし大気圧よりも減圧された雰囲気を維持可能な真空チャンバと、を備えたことを特徴とする。
これらスパッタリング用電源及びスパッタリング装置においても、、スパッタ電力を高く設定した場合でも低く設定した場合でも、限界特性線を超えたスパッタ電流を流すことを防ぐことができ、アーク放電が発生した場合でも、振動電流の振幅をスパッタ電流よりも常に大きくでき、振動電流が確実にゼロアンペアを下回ることにより、アークを確実に消去することができる。
発明を実施するための最良の態様
本発明をより詳細に説述するために、添付の図面に従ってこれを説明する。
第１図は、本発明の実施の形態にかかる放電用電源及びそれを用いたスパッタリング装置を表す模式図である。
すなわち、同図に例示した電源は、ＤＣ電源部ＤＣＰと、振動電流生成部ＶＣＧと、を有する。
ＤＣ電源部ＤＣＰは、チャンバ１０１に正極、ターゲット１０４に負極の電圧を印加してスパッタリングを行うための電源である。その構成は、例えば第１図に例示した如く、Ｒ、Ｓ、Ｔの３相交流入力を受ける整流ダイオード群ＤＢ１、スイッチングトランジスタＩＧＢＴ及び還流ダイオードＦＷＤからなるインバータＩＮＶ、変圧トランスＴ１、整流ダイオード群ＤＢ２、及び平滑化インダクタＬ０を有する。
このＤＣ電源部ＤＣＰの出力は、制御回路ＣＣにより制御される。すなわち、制御回路ＣＣは、インバータＩＮＶを構成するトランジスタＩＧＢＴに対してゲートパルスを与えることにより、その動作を制御する。
このようにして得られたＤＣ電源部ＤＣＰからのＤＣ出力は、振動電流生成部ＶＣＧと送電ケーブル１２０Ａ、１２０Ｂを介してチャンバに供給される。
振動電流生成部ＶＣＧは、振動電流生成用のコンデンサＣ１とインダクタンスＬ１とを有し、ＬＣ共振回路により振動電流を生成する。また、振動電流生成部ＶＣＧの電気成分には、チャンバ１０１及びターゲット１０４までの同軸送電ケーブル１２０Ａ、１２０Ｂも含まれる。すなわち、５０Ωの同軸ケーブルのインダクタンスは、０．２５μＨ／ｍであり、その容量は１００ｐＦ／ｍである。これに対して、ターゲット１０４の静電容量は、通常は３００ｐＦ以下である。
なお、ＤＣ電源部ＤＣＰのインダクタンスＬ０は、電源の出力フィルタ用のインダクタンスであり、振動電流生成部ＶＣＧのインダクタンスＬ１よりも充分大きな値（３０倍以上）を用いることが望ましい。
以上説明した構成によれば、ＤＣ電源部ＤＣＰの出力端にＬＣ共振回路を有する振動電流生成部ＶＣＧを設けることにより、アーク放電が生じた時に、そのスイッチ作用を利用して振動電流を発生させることができる。この振動電流が０Ａ（ゼロ・アンペア）をクロスして逆方向となった時、アーク放電の整流作用(ホット・スポットのみから熱電子が放出されているので、逆電圧がかかると電流は流れない）によって電流を止めてアークを消すことが可能である。
そして、本発明においては、この振動電流の振幅がスパッタ電流よりも大きくなるように、スパッタ電流を制御する。すなわち、アーク放電が振動電流によって確実に消去されるためには、振動電流生成部ＶＣＧにより生成される振動電流の下限が０Ａを下回ることが必須である。このためには、振動電流の振幅がスパッタ電流よりも大きいことが必要とされる。
そこで、本発明においては、振動電流生成部ＶＣＧが有するＬＣ定数に応じて、スパッタ電流がその振動電流の振幅よりも小さくなる範囲でスパッタリングを行うようにＤＣ電源部ＤＣＰの動作を制御する。この制御は、典型的には、制御回路ＣＣにより実行させることができる。
以下、スパッタリングの電圧・電流特性を参照しつつ、本発明による電源の動作メカニズムについて詳細に説明する。
第２図は、ＤＣスパッタリングにおける電圧・電流特性を表すグラフ図である。
ここで、同図の特性線Ａは、１５ｋＷ（キロワット）の定格電力線である。また、特性線Ｂ、Ｃ、Ｅ、Ｆは、それぞれ、振動電流生成部ＶＣＧにおける所定のＬＣ定数に対応した振動電流振幅から決定される、スパッタ電流の限界線である。また、特性線Ｄは、通常のスパッタリングの放電電圧・電流特性である。また、特性線Ｇは、アーク放電の特性線であり、２５Ａにおける一点鎖線Ｈは、６００Ｖ×２５Ａ＝１５ｋＷ電源の最大電流を表す。また、電圧２００Ｖにおいて縦方向に伸びる特性線Ｉは、アルミニウム（Ａｌ）ターゲットの表面が酸化した時の放電特性を表す。
ここで、例えば、６００Ｖ×２５Ａの最大電力の点（特性線Ａと特性線Ｈとの交点）よりも、特性線Ｂは下側を通っている。つまり、特性線Ａと特性線Ｈとの交点は、特性線Ｂにより定義されるスパッタ電流の限界値を超えている。従って、特性線Ｂに対応したＬＣ定数を選択した場合には、この交点、すなわち２５Ａのスパッタ電流でスパッタリングすると、振動電流の振幅よりもスパッタ電流のほうが大きいために、アークが振動では消えないこととなる。
つまり、最大電力で安定したスパッタリングを実施したい場合には、その条件よりも上側に限界線がくるように、振動電流生成部ＶＣＧのＬＣ定数を選択する必要がある。
すなわち、特性線Ｃ、Ｅ、Ｆのように、立った（大きな勾配を有する）特性とすると、スパッタ電流よりも大きな振幅の振動電流が生成されるため、０Ａを確実に下回る振動電流を得ることができる。但し、特性線Ｄにより表される正常時のスパッタ特性の電流に対して、特性線ＣやＦの条件では、はるかに大きな振動電流を流してしまうことになり、ターゲットや電源を構成する電気部品に対するストレスが懸念される。
そこで、実用的な観点からは、特性線Ｅのように、最大電力条件よりもいくぶん上側にある特性線に対応するＬＣ定数を選ぶことが望ましい。しかし、この特性線Ｅを選んだ場合でも、表面が酸化したアルミニウム（Ａｌ）ターゲットの放電特性線Ｉとの交点は１０Ａであるので、それ以上の電流が流れる電力設定とすると、連続アークになってしまう。
これに対して、従来は、電力設定を可変とし、電力設定を絞った条件でアルミニウムの酸化面をスパッタリングにより除去して、酸化膜が少なくなって特性線Ｄに次第に近づくに従って、電力設定を大きくし、特性線Ｂや特性線ＥのＬＣ設定において通常のスパッタリングを行うという方法を採らざるを得なかった。
これに対して、本発明においては、電力設定を調節するのではなく、スパッタ電圧に応じて、スパッタ電流をＬＣ定数に対応した限界線以下に制御する。この制御は、第１図に例示した電源の制御回路ＣＣにおいて実行させることができる。
第３図は、本発明においてスパッタ電流を限界線以下に制御する回路の基本形を表すブロック図である。
すなわち、同図は、第１図に表した電源において、制御回路ＣＣのゲートパルス幅または周波数を決めるレベル信号を生成する部分を表したものである。
この回路は、フィードバック制御部１０と、限界電流制御部２０と、を有する。
フィードバック制御部１０には、出力電力の設定値Ｐｓｅｔと、スパッタリング装置のターゲット電流を表す信号Ｉ０とターゲット電圧を表す信号Ｖ０がそれぞれ入力される。
これら信号Ｉ０、Ｖ０は、例えば第１図に例示した如く、振動電流生成部ＶＣＧにおいて、電流検出器ＩＭと分圧回路ＶＭとから、それぞれ電圧信号として得ることが可能である。
フィードバック制御部１０は、出力電力の設定値Ｐｓｅｔと、信号Ｉ０、Ｖ０と比較することにより、これらをフィードバックして、ＤＣ電源部ＤＣＰのインバータＩＮＶのゲートパルス幅を制御するレベル信号ＬＳを出力する。
一方、限界電流制御部２０は、電源の振動電流生成部ＶＣＧのＬＣ定数に基づき、ターゲット電圧に応じた電流限界信号ＣＬを生成する。すなわち、第２図に例示したように、ＬＣ定数に基づく限界特性線（例えば、特性線Ｅ）を設定し、ターゲット電圧を表す信号Ｖ０を入力して、この限界特性線の上での電流値を演算する。そして、この電流値を表す信号を電流限界信号ＣＬとして出力する。
フィードバック制御部１０は、Ｉ０、Ｖ０をフィードバックして得られたレベル信号ＬＳと、この電流限界信号ＣＬとを比較する。そして、レベル信号ＬＳが電流限界信号ＣＬよりも小さい場合には、そのレベル信号ＬＳをそのまま出力する。一方、レベル信号ＬＳが電流限界信号ＣＬよりも大きい場合には、電流限界信号ＣＬをレベル信号ＬＳとして出力する。
以上説明したように、本発明によれば、限界電流制御部２０において、振動電流生成部ＶＣＧのＬＣ定数に基づく限界特性線を設定し、この限界特性線を超えないように、ターゲット電圧Ｖ０に応じた電流リミットを設定する。
第４図は、本発明の電源の動作範囲を例示するグラフ図である。すなわち、同図に表した具体例の場合、例えば、第２図の特性線Ｅを限界特性線として設定し、スパッタ電流がこの特性線Ｅを超えない範囲Ｚ（同図において淡色ハッチを施した）で、電流・電圧が出力される。
このようにすれば、スパッタ電力を高く設定した場合でも低く設定した場合でも、限界特性線を超えたスパッタ電流を流すことを防ぐことができる。その結果として、アーク放電が発生した場合でも、振動電流の振幅をスパッタ電流よりも常に大きくでき、振動電流が確実にゼロアンペアを下回ることにより、アークを確実に消去することができる。その結果として、第１１図に例示したようなスパッタ装置にこの電源を用いることにより、高いスパッタ電力から低いスパッタ電力まで、アーク放電が発生しても迅速に消去して安定したスパッタリングを行うことができる。
次に、本発明のさらに詳細な具体例について説明する。
第５図は、本発明においてスパッタ電流を限界特性線以下に制御する回路の一例を表すブロック図である。すなわち、同図も、第１図に表した電源において、制御回路ＣＣのゲートパルス幅または周波数を決めるレベル信号を生成する部分を表したものである。
この回路は、出力電力演算部１１と、電力制御部１２と、電流制御部１３と、
最大電流信号生成部２１と、オフセット生成部２２と、を有する。これらのうち、出力電力演算部１１〜電流制御部１３までが、第３図のブロック図におけるフィードバック制御部１０に対応し、最大電流信号生成部２１とオフセット生成部２２が、第３図のブロック図における限界電流制御部２０に対応する。
出力電力演算部１１には、スパッタリング装置のターゲット電流を表す信号Ｉ０とターゲット電圧を表す信号Ｖ０がそれぞれ入力される。出力電力演算部１１は、これらの信号Ｉ０、Ｖ０とに基づいて、電源から出力されている電力を演算し、それに対応する出力電力信号ＯＳを出力する。
電力制御部１２は、電力フィードバック制御を実行する。すなわち、出力電力演算部１１から出力された出力電力信号ＯＳと、出力電力の設定値Ｐｓｅｔとを比較し、その差分に応じた電流設定値を演算する。そして、後に詳述するように、電流限界信号ＣＬ２と比較して、電流設定信号ＣＳを出力する。
電流制御部１３は、電流フィードバック制御を実行する。すなわち、電流設定信号ＣＳと、信号Ｉ０とを比較して、ＤＣ電源部ＤＣＰのインバータＩＮＶのゲートパルス幅を制御するレベル信号ＬＳを出力する。
以上説明した各ブロックにより、電流設定信号Ｐｓｅｔに対して、Ｉ０とＶ０とをフィードバック信号としたＤＣ電源部ＤＣＰのフィードバック制御が実行される。
本発明においてはさらに、最大電流信号生成部２１において、振動電流生成部ＶＣＧのＬＣ定数に基づき、ターゲット電圧に応じた電流限界信号ＣＬを生成する。すなわち、第２図に例示したように、ＬＣ定数に基づく限界特性線（例えば、特性線Ｅ）を設定し、ターゲット電圧を表す信号Ｖ０を入力して、この限界特性線の上での電流値を演算する。そして、この電流値を表す信号を電流限界信号ＣＬ１として出力する。
この電流限界信号ＣＬ１は、オフセット生成部２２に出力され、例えば、出力電圧がゼロボルトの場合でも電流設定がゼロアンペアよりも大きくなるようなオフセットが付与された電流限界信号ＣＬ２として、電力制御部１２に出力される。
電力制御部１２は、出力電力演算部１１から出力された出力電力信号ＯＳと、出力電力の設定値Ｐｓｅｔとを比較して、その差分に応じた電流設定値を演算するが、さらに、この電流設定値と電流限界信号ＣＬ２とを比較する。
そして、電流設定値が電流限界信号ＣＬ２よりも小さい場合、すなわち、流すべきスパッタ電流値がＬＣ定数により決定される限界特性線（例えば、第２図の特性線Ｅ）よりも小さい場合には、その電流設定値をそのまま電流設定信号ＣＳとして出力する。
一方、電力制御部１２は、電流設定値が電流限界信号ＣＬ２よりも大きい場合、すなわち、流すべきスパッタ電流値がＬＣ定数により決定される限界特性線（例えば、第２図の特性線Ｅ）よりも大きい場合には、その電流設定値に代えて、電流限界信号ＣＬ２を電流設定信号ＣＳとして出力する。
以上説明したように、本発明によれば、最大電流信号生成部２１において、振動電流生成部ＶＣＧのＬＣ定数に基づく限界特性線を設定し、ターゲット電圧Ｖ０に応じた電流リミットを設定する。つまり、第４図に例示したように、スパッタ電流が、予め定めた限界特性線を超えない範囲において、電源を動作させる。
このようにすれば、スパッタ電力を高く設定した場合でも低く設定した場合でも、限界特性線を超えたスパッタ電流を流すことを防ぐことができる。その結果として、アーク放電が発生した場合でも、振動電流の振幅をスパッタ電流よりも常に大きくでき、振動電流が確実にゼロアンペアを下回ることにより、アークを確実に消去することができる。
さらにまた、電源の構成や、スパッタリング装置の構造、スパッタする材料、条件などに応じて好適なＬＣ定数を選択することにより、過度に大きな振動電流を形成することなく、確実にアークを消去することができ、ターゲットや電気部品などにストレスを与える虞もなくなる。
ここで、オフセット生成部２２により電流設定値にオフセットを与えることにより、アーク電圧以下で、電流限界値の設定を定格の例えば５パーセント程度に固定することにより、最初の出力電圧が出るようにすることができる。
なお、本発明者の検討によれば、振動電流の振幅としては、通常のスパッタ電流の１．３倍乃至２倍程度とすることが適当であることが判明した。従って、スパッタリング装置の構造や用途に応じて、このような範囲の振動電流が得られるように、振動電流生成部ＶＣＧのＬＣ定数を決定し、これに対応した限界特性線に基づいて、最大電流信号生成部２１における演算処理を実行させればよい。
より具体的には、電源から出力される電流をＩ、電源から出力される電圧をＶ、振動電流生成部ＶＣＧのインダクタンスをＬ、振動電流生成部ＶＣＧのキャパシタンスをＣ、アーク電圧をＶａ、振幅の倍率をＫとした時に、次式が満足される範囲内とすることが望ましい。
Ｉ＝（Ｖ−Ｖａ）／｛Ｋ×（Ｃ／Ｌ）１／２｝
上記の式において、（Ｖ−Ｖａ）は、スパッタ電圧とアーク電圧との差である。振動電流生成部ＶＣＧにおいて生成される振動電流の振幅は、その電圧に振動回路のコンダクタンス（Ｃ／Ｌ）１／２を掛けた値となる。しかし、振動は減衰するので、スパッタ電流よりもＫ倍大きな値にしておかないと、０Ａを切ることができない。
つまり、電源から出力される電流を、上記の式により既定される電流Ｉを超えない範囲に制限すれば、アーク放電が生じた時に、振動電流が確実にゼロアンペアを下回り、アークを消去できる。
第６図は、第５図に表したブロック図を具体化した回路の一例を表す模式図である。同図については、第１図乃至第５図に関して前述したものと同様の要素には同一の符号を付して詳細な説明は省略する。
本具体例の回路の場合、スパッタ電流を表す信号Ｉ０とスパッタ電圧を表す信号Ｖ０は、それぞれ０〜５ボルト、０〜マイナス６．６６ボルトの電圧信号として与えられる。また、電力設定値を表す信号Ｐｓｅｔは、０〜１０ボルトの電圧信号として与えられる。
そして、信号ＩｏとＶｏは、掛け算器Ｕ１に入力されて掛け算され、出力電力ＯＳが演算される。
この出力信号ＯＳは、電力フィードバック制御の誤差アンプＵ２に入力され、電力設定信号Ｐｓｅｔと比較することにより、電流設定信号が出力される。
Ｕ３は、電流フィードバック制御の誤差アンプで、誤差アンプＵ２で計算した電流設定値とＩｏとを比較してインバータＩＮＶのゲートパルス幅（または周波数）を決めるレベル信号を生成する。誤差アンプＵ２の最大出力が電流の最大値となるように定数設定しておけば、最大電流値（例えば、第２図の特性線Ｈ）でリミットをかけることができる。
そしてさらに、演算器Ｕ４において、ＬＣ定数により予め決定した限界特性線に基づいて、スパッタ電圧Ｖ０に比例した電流限界信号ＣＬ１を生成する。
そして、演算器Ｕ５において、出力電圧が０Ｖであっても電流設定が０Ａよりも上になるように、小さなオフセットを与えた電流限界信号ＣＬ２を生成する。
このような具体例により、第４図に表したように、限界特性線よりも下側の領域で動作する電源を実現できる。
第７図は、本発明の放電用電源の要部の変型例を表す模式図である。同図については、第１図乃至第６図に関して前述したものと同様の要素には同一の符号を付して詳細な説明は省略する。
前述した第６図の回路を用いることにより、本発明の電源は基本的な動作をするのであるが、例えば、出力電圧が８０Ｖ以下の場合、オフセットの関係で電流設定が０Ａにならない。
そこで、本変型例においては、第７図に表したように、コンパレータＵ６を追加している。コンパレータＵ６は、ヒステリシスを持ったコンパレータであり、出力電圧が第１の既定電圧、例えば２００Ｖを越えるとトランジスタＴｒをＯＮ（オン）して演算器Ｕ５で与えたオフセットを消去する。一方、出力電圧が第２の既定電圧、例えば１０Ｖ以下になると、ＣＲタイマーにより所定のタイミングでトランジスタＴｒをＯＦＦ（オフ）してオフセットを与える。
アーク電圧以下では、電流限界値の設定を定格の５パーセント程度に固定することにより最初の電圧が出るようにできるが、一方、一旦例えば２００ボルト以上の出力電圧が出た場合には、このオフセットを消去することにより、アーク放電が発生した場合に、電流設定をゼロとして、振動電流がより確実にゼロを下回るようにできる。
第８図は、本発明の放電用電源の要部のさらなる変型例を表す模式図である。同図についても、第１図乃至第７図に関して前述したものと同様の要素には同一の符号を付して詳細な説明は省略する。
本変型例は、アーク放電を検出して、ゲートパルスをただちに止める機能を追加したものである。具体的には、演算器Ｕ７、Ｕ８、Ｕ９を追加し、演算器Ｕ７で出力電圧の判定、演算器Ｕ８で出力電流の判定を行い、演算器Ｕ９でこれらの論理積（ＡＮＤ）をとってアーク判定して出力を止める信号を作っている。
演算器Ｕ７においては、信号Ｖ０と、既定の電圧とを比較して論理を出力する。この場合の既定の電圧は、例えば、１５０ボルト程度とすることができる。すなわち、この既定値よりもスパッタ電圧が低下したら、アーク放電の可能性があると判定する。
同様に、演算器Ｕ８においては、信号Ｉ０と、既定の電流値に対応する信号と、を比較する。ここで既定の電流値は、例えば、定格出力電流の１／５〜１／１０程度とすることが望ましい。
そして、これら演算器Ｕ７及びＵ８の論理積をとることにより、スパッタ電圧が既定値よりも低く、スパッタ電流が既定値よりも大きい時に、アーク放電と判定する。そして、この判定に基づいて、ゲートパルスを直ちに停止する。
またここで、演算器Ｕ７が判定する電圧信号にローパスフィルターＣ７が設けられているのは、１回の振動で消えるアークに対して動作しないようにするためである。ローパスフィルターＣ７の定数を適宜決定することにより、ゲートパルスを遮断するまでのアーク放電の振動回数（持続時間）を調節することができる。
また、本変型例の回路によれば、アークが消えると短時間で出力を復帰させ、無駄な待ち時間は最少で動作させることができる。
すなわち、連続アークの判定を付加して、連続アークの判定で、電力制御のスイッチングをただちに止め、電流限界値のオフセットも殺すことにより、連続アークの発生時にアーク電流と持続時間を短くして連続アークに入るエネルギーを小さくするとともに、休止時間も必要最小限に制御することができる。
（実施例）
以下、実施例を参照しつつ、本発明におけるアーク放電の消去の具体例について説明する。
第９図及び第１０図は、本発明の放電用電源の動作を例示するグラフ図である。すなわち、同図は、振動電流生成部ＶＣＧとアーク放電によって振動電流が発生し、アークが消去する波形を表す。
ここで、第９図及び第１０図の横軸は時間を表し、それぞれスパッタ状態Ｓ、アーク放電状態Ａ、休止状態Ｒに分類されている。そして、第９図の波形は、ターゲット１０４の電圧を表し、第１０図の波形は、ターゲット１０４の電流を表す。ここで、ターゲット電圧は、チャンバー１０１を基準にターゲット１０４を測定しているので、符号Ｂの位置を基準（ゼロボルト）としてマイナス側に表れる。また、ターゲット電流は、符号Ｃを基準（ゼロアンペア）してプラス側に表した。
電圧のスケールは、２００Ｖ／ｄｉｖ、電流のスケールは、２０Ａ／ｄｉｖで、時間軸は、１０μｓ／ｄｉｖとした。
第９図及び第１０図をその時間軸に沿って説明すると、最初、６００Ｖ、２２Ａで安定にスパッタリング状態（Ｓ）にあり、その後、放電電圧が８０Ｖ弱まで突然下がった時点がアーク発生（Ａ）である。この時、コンデンサＣ１にはスパッタ電圧６００Ｖが既にチャージされていて、ターゲット電圧が８０Ｖに下がった訳であるから、（Ｌ１）＋（同軸ケーブル１２０Ａ、１２０Ｂ）のインダクタンスＬにその差分の電圧（６００−８０）＝５２０Ｖが印加され、５２０Ｖ＝Ｌ×ｄｉ／ｄｔとなり、ターゲット電流は急上昇する。同時に、コンデンサＣ１の電圧は、このターゲット電流を供給するために下がっていく。
振動電流は、コンデンサＣ１の電荷がゼロになった時点で最大となり、その値は、ＣＶ２＝ＬＩ２のエネルギー保存式（注：式の両辺の１／２は省略）を満たす値となる。すなわち、アーク放電電圧８０Ｖを考慮して計算すると、次式の関係が得られる。
Ｃ１×（Ｖｓｐ−Ｖａｒｃ）２＝（Ｌ１＋Ｌｃａｂｌｅ）×Ｉｐ２ （１）
ここで、Ｖｓｐはスパッタ電圧、Ｖａｒｃ）はアーク放電電圧、Ｌｃａｂｌｅ）はケーブル１２０Ａ、１２０Ｂのインダクタンス、Ｉｐは振動電流をそれぞれ表す。この式を変形すると、次式が得られる。
（Ｖｓｐ−Ｖａｒｃ）／Ｉｐ ＝ （（Ｌ１＋Ｌｃａｂｌｅ）／Ｃ１）１／２ （２）
すなわち、振動電流Ｉｐは （Ｌ／Ｃ）１／２と直前のスパッタ電圧で決まる。振動の周期Ｔは、Ｔ＝２π（ＬＣ）１／２であるので、周期Ｔと電圧変化ｄＶと振動電流Ｉｐから、インダクタンスＬとコンデンサＣを逆算できる。
ｄＶ／Ｉｐ ＝ （Ｌ／Ｃ）１／２ （３）
Ｔ ＝ ２π（ＬＣ）１／２ （４）
（３）式と（４）式の両辺をそれぞれかけると、次式が得られる。
Ｔ×ｄＶ／Ｉｐ＝（Ｌ／Ｃ）１／２×２π（ＬＣ）１／２
＝２πＬ （５）
一方、（４）式の両辺を（３）式の両辺で割ると次式が得られる。
Ｔ／（ｄＶ／Ｉｐ）＝２π（ＬＣ）１／２／（Ｌ／Ｃ）１／２
＝２πＣ （６）
（５）式よりＬを求めると以下の如くとなる。
Ｌ＝Ｔ×ｄＶ／Ｉｐ／２π
＝ ５２０（Ｖ）／３８（Ａ）×１０Ｅ−６（ｓ）／２π
＝２．１８Ｅ−５Ｈ
＝２１．８μＨ
また、（６）式よりＣを求めると以下の如くとなる。
Ｃ＝Ｔ／２π／（ｄＶ／Ｉｐ）
＝１０Ｅ−６（ｓ）／２π／（５２０（Ｖ）／３８（Ａ））
＝１．１６Ｅ−７ Ｆ
＝０．１１６ μＦ
これらの値は、実際の回路定数（Ｌ＝（２０＋２．５）μＨ、Ｃ＝０．１０２μＦ）に近い値である。ここで、ケーブル１２０Ａ、１２０Ｂとターゲット１０４のコンデンサ成分は、ケーブル１２０Ａ、１２０Ｂの長さを１０ｍとしても １００ｐＦ／ｍ×１０ｍ＋３００ｐＦ＝１３００ｐＦ＝０．００１３μＦ程度であるので、コンデンサＣ１の容量の１／１００程度となり、無視できる。
第９図において、破線ＶＣ１は、アーク開始時点以降のコンデンサーＣ１の電圧の変化を表す。第１０図において、破線Ｊで表した正弦波はアーク振動電流である。この振動電流の中心がスパッタ電流である。
振動電流Ｊがピークに向けて上昇する時に、コンデンサＣ１の電圧でＶＣ１は０ボルトを下回り、振動電流Ｊがピークを超えて再び低下してスパッタ電流Ｉｓｐのレベルを下回る時に、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１は最大の逆電圧まで上昇する。
振動電流が０Ａ（厳密にはアーク放電が維持される電圧レベル）を下回った以降は、アーク放電の整流作用により、アークに電流は流れない（すなわち、インダクタンスＬ１による電流が０Ａとなる）から、ＶＣ１電圧とターゲット電圧は同じになり、コンデンサＣ１はインダクタンスＬ０が定電流に保っていたスパッタ電流Ｉｓｐによってチャージされ２００Ｖを越えた時点からスパッタの放電電流が増加していく。
ここで、アーク放電が消えるのは、振動電流が０Ａを切ってからアーク維持電圧以上になる期間、アークにエネルギーが供給されないため、ホットスポットが冷却されて熱電子が出なくなるためと考えられる。第９図及び第１０図に例示した波形からは、この期間は３μｓ弱と読める。但し、この期間をどこまで短くしてもアークを消すことができるかについては、各種のパラメータを考慮する必要がある。
アーク消去期間を決定するパラメータとしては、例えば、以下のものを挙げることができる。
（１）ターゲット物性（仕事関数、熱伝導率、表面酸化：表面の仕事関数、表面温度など）
（２）スパッタ電力（電圧、電流）
（３）振動電流のピーク電流、振動周期（ＬＣ値）
（４）スパッタ雰囲気（アルゴン圧力、残留ガス分圧、添加ガスの種類など）
また、第９図及び第１０図においてスパッタの放電が止まっているのは、アークが発生してから、再び電圧が２００Ｖを越えるまでの、約１０マイクロ秒の期間である。アークが消えてスパッタに戻った時、電流がスパッタ電流Ｉｓｐにすぐ戻らないため、電圧がマイナス１３００Ｖ付近まで跳ね上がる。スパッタ電流は、この電圧の上昇に遅れてスパッタ電流が約５０Ａまで上昇してから、減衰振動して収まっている。
ここで、アーク放電が消えてもスパッタ電流がすぐに戻らない理由としては、１０マイクロ秒の休止により、プラズマが希薄になったことや、インダクタンスＬ１による電流抑制効果などを挙げることができる。
以上、具体例を参照しつつ本発明の実施の形態について説明した。しかし、本発明は、これらの具体例に限定されるものではない。
例えば、本発明のＤＣ電源部、振動電流生成部、制御回路、その他スパッタリング装置における各部の構成、構造、数、配置、形状、材質などに関しては、上記具体例に限定されず、当業者が適宜選択採用したものも、本発明の要旨を包含する限り本発明の範囲に包含される。
より具体的には、例えば、スパッタリング用電源に設けられる各回路の具体的な構成や、ダイオード、抵抗、トランジスタをはじめとする各回路素子の数や配置関係などについても、当業者が適宜設計変更したものは本発明の範囲に包含される。
また、本発明の放電用電源は、スパッタリングのみならず、ＤＣ電圧を印加することにより、放電を生じさせる必要のある各種の用途に対して同様に適用して同様の作用効果を得ることができる。
その他、本発明の要素を具備し、当業者が適宜設計変更しうる全ての放電用電源、スパッタリング用電源及びスパッタリング装置は本発明の範囲に包含される。
産業上の利用可能性
以上説明したように、本発明によれば、振動電流生成部のＬＣ定数に基づく限界特性線を設定し、スパッタ電流が、この限界特性線を超えない範囲において、電源を動作させることにより、スパッタ電力を高く設定した場合でも低く設定した場合でも、限界特性線を超えたスパッタ電流を流すことを防ぐことができ、アーク放電が発生した場合でも、振動電流の振幅をスパッタ電流よりも常に大きくでき、振動電流が確実にゼロアンペアを下回ることにより、アークを確実に消去することができる。
その結果として、例えば、ターゲットが汚れたり酸化していて、従来であればクリーニング・モードに切り替えてスパッタしなければならないような場合でも、切替えずに運転できるのでクリーニング時間を短くできる。
また、ターゲットの消耗により、放電電圧が下がった場合でも、連続アークの発生頻度が激減するので安定なスパッタができる。
また、負荷の変動により、スパッタ電圧が短時間下がった場合でも確実に連続アーク発生頻度を下げられるので、安定なスパッタができる。
またさらに、運悪く連続アークになった場合でも、アークに入るエネルギーを最少にでき休止時間も必要最小限で済むので、プロセスに与えるダメージやスパッタ電力の誤差を小さくできる。
すなわち、本発明によれば、シンプルな構成によりアーク放電を迅速且つ確実に遮断できる放電用電源、スパッタリング用電源及びスパッタリング装置を提供することができ、産業上のメリットは多大である。
技術分野
本発明は、放電用電源、スパッタリング用電源及びスパッタリング装置に関し、特に、アーク放電の発生を防ぎつつＤＣ（direct current）電圧を印加して安定なプラズマ放電あるいはグロー放電が可能な放電用電源、スパッタリング用電源及びこれを用いたスパッタリング装置に関する。
背景技術
各種のプラズマ応用機器やグロー放電応用機器などにおいては、放電中にアーク放電が発生すると機器の動作に弊害が生ずる場合が多い。このため、アーク放電を確実且つ迅速に遮断することができる放電用電源が必要とされる場合が多い。以下、この具体例として、薄膜形成に用いられるスパッタリング装置を例に挙げて説明する。
第１１図は、ＤＣスパッタリング装置の要部構成を表す模式図である。このスパッタリング装置は、真空チャンバ１０１とスパッタリング用ＤＣ電源１１０とを有する。電源１１０の陽極は、接続ケーブル１２０Ａを介してチャンバ１０１に接続され、接地電位とされている。一方、電源１１０の陰極は、接続ケーブル１２０Ｂを介して、チャンバ１０１の内部に設けられたスパッタリング・ターゲット１０４に接続されている。そして、チャンバ１０１の内部には、薄膜を堆積する基板１００が設置される。
成膜に際しては、まず、真空排気ポンプ１０６によりチャンバ１０１内を真空状態にし、ガス供給源１０７からアルゴン（Ａｒ）などの放電ガスを導入してチャンバ内を所定の放電圧力に維持する。そして、電源１１０によりターゲット１０４とチャンバ１０１との間に電界を印加し、グロー放電１０８を発生させる。すると、放電空間において生成されたプラズマ中の正イオンがターゲット１０４の表面に衝突し、ターゲット１０４の原子をはじき出す。このようなスパッタ現象を利用することにより、ターゲット１０４の材料からなる薄膜を基板１００の上に形成することができる。
このようなスパッタリング装置は、半導体装置、ＣＤ（Compact Disc）、ＤＶＤ（Digital Versatile Disc）、液晶表示装置をはじめとする各種の製品の薄膜形成工程において広く用いられている。
しかし、このようなスパッタ動作中に、アーク放電１５０が生ずる場合がある。このようなアーク放電１５０は、ターゲット１０４の近傍において生ずる場合が比較的多い。そして、このようなアーク放電１５０が生ずると、局所的に大電流が流れるために、ターゲット１０４や基板１００に損傷が生ずる。
例えば、ターゲット１０４の側でアーク放電１５０が生ずると、ターゲット１０４の微小領域に大電流が集中するために、その部分から瞬間に大量の被着材料が放出される。この現象は「スプラッシュ」などと称され、基板１００の表面に被着材料の粒子が飛び散るために、被害を受けてしまう。
従って、このようなアーク放電による被害を防ぐために、電源１１０にアーク抑制手段を設ける必要がある。
ＤＣスパッタリングのアーク放電を抑制する方法としては、以下のようなものが挙げられる。
（１）周期的に電源出力を止め休止期間を設けることによってアーク放電を抑制する。
（２）アーク放電のスイッチ作用と電源の出力回路に設けたＬＣの振動によって電流を反転させることによりアーク放電を消去する。
（３）アーク放電を検出して、スイッチ素子でアーク電流を止める。この場合、負荷に直列にスイッチ素子を入れて止める方法と並列に入れる方法がある。
（４）アーク放電を検出してスイッチ素子を動作させ逆電圧をかけて消去する。
（５）周期的にスイッチ素子を動作させ逆電圧をかけてアーク放電を抑制する。
これらのうち、スイッチ素子を使う方法については、本発明者らは、日本国特許第２８３５３２２号公報や、日本国特許第２８３５３２３号公報において開示した。
一方、上記（１）の方法については、スパッタリングが中断されるために、スループットが低下するという問題がある。
これに対して、上記（２）の方法の場合、スイッチ素子などを用いることなくアーク放電を抑制しうる点で、装置構成を簡略にできる可能性がある。すなわち、ＤＣ電源の出力端にＬＣ共振回路を設けると、アーク放電が生じた時に、そのスイッチ作用を利用して振動電流を発生させることができる。この振動電流が０Ａ（ゼロ・アンペア）をクロスして逆方向となった時、アーク放電の整流作用(ホット・スポットからだけ熱電子が放出されているので、逆電圧がかかると電流は流れない）によって電流を止めてアークを消すことが可能である。
しかし、本発明者の独自の検討の結果、このような振動電流によるアーク消去機構を有する放電用電源の場合、その動作に関して改善の余地があることが判明した。
すなわち、このようなＬＣ共振回路を用いたＤＣ電源の場合、定電力制御動作と、定格電流リミット動作と、定格電圧リミット動作とを組み合わせて、何れか最も出力を小さくする信号を優先する動作制御を行うことが考えられる。
すなわち、このような動作制御の場合、スパッタ電圧が低いと、流れる電流は、定電力制御動作において見合う値と、定格電流リミット動作により制限される値の、いずれか小さい方に制御されてしまう。
これに対して、振動方式でアークが消えるためには、スパッタ電圧からアーク電圧に遷移した時に発生するＬＣ回路定数に依る振動電流の振幅が、スパッタ電流より大きくなり、０Ａを切る電流振動を発生させる必要がある。
このように大きな電流振動を生成するための方法としては、２つの方法を挙げることができる。
その１つめは、低いスパッタ電圧（例えば、２００ボルト）でも定格電流リミット動作に対応した、大きな電流振幅が得られるＬＣ定数を使う方法である。
２つめは、ＬＣ定数としては、通常のスパッタ電圧の範囲内での低めの値（例えば４００ボルト）で定格電流リミットに対応した電流振幅が得られるように設定し、それ以下のスパッタ電圧においては、電流の上限値を電圧に対応して下げるように電力定格を可変制御する方法である。
しかし、１つめの方法を使うと、通常のスパッタ電圧（例えば、６００ボルト）における運転時には、必要以上に大きな電流振動が発生してしまう。その結果、電源に使用している電気部品に大きなストレスを与えたり、ノイズが発生する場合がある。
このため、ＬＣ定数は、低めのスパッタ電圧に合わせて決定し、上記２つめの方法を用いざるを得ない。例えば、ターゲット１０４を取り付けた直後や、チャンバ１０１を大気に開放した後は、ターゲット１０４の表面が酸化物などにより覆われた状態となるために、放電電圧が大幅に低下することが多い。このため、スパッタ電力を十分に低く設定する必要がある。そこで、「ターゲット・クリーニング・モード」などと称して、最初は充分低い電力設定でスパッタリングを行う。そして、ターゲット１０４の表面から酸化物が除去されて放電電圧が上がるに従って、電力設定を上げ、通常のスパッタ電圧に移行する。
しかし、この方法による場合、スパッタ電圧に応じて電力設定を調節するために操作が煩雑になるという問題がある。
本発明は、かかる課題の認識に基づいてなされたものであり、その目的は、迅速且つ確実にアーク放電を消去でき、構造が簡素で操作も容易な放電用電源、スパッタリング用電源及びそれを用いたスパッタリング装置を提供することにある。
発明の開示
上記目的を達成するため、本発明の第１の放電用電源は、直流電源部と、前記直流電源部の出力を制御する制御部と、前記直流電源部からの一対の出力に並列に接続されたキャパシタンスと、前記一対の出力の少なくともいずれか一方に接続されたインダクタンスと、を有する振動電流生成部と、を備え、前記振動電流生成部を介して放電用電力を出力する放電用電源であって、前記制御部は、前記直流電源部から出力可能な電圧範囲の少なくとも一部の電圧範囲において、前記直流電源部から出力される電流が限界電流値を超えないように前記直流電源部を制御し、前記限界電流値は、前記少なくとも一部の電圧範囲において、前記電圧の絶対値に対して正の相関を有することを特徴とする。
上記構成によれば、放電電力を高く設定した場合でも低く設定した場合でも、限界特性線を超えた放電電流を流すことを防ぐことができ、アーク放電が発生した場合でも、振動電流の振幅を放電電流よりも常に大きくでき、振動電流が確実にゼロアンペアを下回ることにより、アークを確実に消去することができる。
また、本発明の第２の放電用電源は、直流電源部と、前記直流電源部の出力を制御する制御部と、前記直流電源部からの一対の出力に並列に接続されたキャパシタンスと、前記一対の出力の少なくともいずれか一方に接続されたインダクタンスと、を有する振動電流生成部と、を備え、前記振動電流生成部を介して放電用電力を出力する放電用電源であって、前記制御部は、前記直流電源部から出力可能な電圧範囲の少なくとも一部の電圧範囲において、前記直流電源部から出力される電流が限界電流値を超えないように前記直流電源部を制御し、前記限界電流値は、その電圧においてアーク放電が生ずることにより前記振動電流生成部において生成される振動電流の振幅が、その電圧における定常運転状態の電流の１．３倍以上となるように決定されていることを特徴とする。
上記構成においても、放電電力を高く設定した場合でも低く設定した場合でも、限界特性線を超えた放電電流を流すことを防ぐことができ、アーク放電が発生した場合でも、振動電流の振幅を放電電流よりも常に大きくでき、振動電流が確実にゼロアンペアを下回ることにより、アークを確実に消去することができる。
またここで、上記第１及び第２の放電用電源において、前記限界電流値は、前記直流電源部から出力される電流をＩ、前記直流電源部から出力される電圧をＶ、前記インダクタンスをＬ、前記キャパシタンスをＣ、アーク電圧をＶａ、振幅の倍率をＫとした時に、次式：
Ｉ＝（Ｖ−Ｖａ）×（Ｃ／Ｌ）１／２／Ｋ
を満たす上限の電流に対応するものとすれば、振動電流が確実にゼロアンペアを下回り、アークを確実に消去できる。
また、前記インダクタンスは、前記放電用電力が供給される被供給体までの接続ケーブルが有するインダクタンスも含むものとすることができる。
また、前記振動電流生成部を介して出力される電圧を検出する電圧検出手段と、前記振動電流生成部を介して出力される電流を検出する電流検出手段と、をさらに備え、前記制御部は、前記電圧検出手段による検出結果と、前記電流検出手段による検出結果と、に基づいたフィードバック制御を行うものとすれば、スパッタ電圧に応じた確実な電流制御が容易である。
また、前記振動電流生成部を介して出力される電圧を検出する電圧検出手段と、前記振動電流生成部を介して出力される電流を検出する電流検出手段と、をさらに備え、前記制御部は、前記電圧検出手段による検出結果と、前記電流検出手段による検出結果と、出力電力の設定値と、に基づいて出力電流の設定値を決定し、前記電圧検出手段による検出結果に応じて、その電圧における前記限界電流値を演算し、前記出力電流の設定値が前記限界電流値よりも小さい時は、その出力電流の設定値に基づいて前記直流電源部を制御し、前記出力電流の設定値が前記限界電流値よりも大きい時は、その限界電流値が出力されるように前記直流電源部を制御するものとすれば、限界電流を超えない範囲で出力電流を制御できる。
また、前記制御部は、
前記電圧検出手段による検出結果が、第１の所定の電圧よりも高い場合には、前記限界電流値としてオフセットを加算しない値を用い、前記電圧検出手段による検出結果が、第２の所定の電圧よりも低い場合には、前記限界電流値としてオフセットを加算した値を用いるものとすれば、出力電圧がゼロボルトの場合であっても、出力電流を流すことができ、且つ、電圧が高い状態で、限界特性線を超えることを防止できる。
また、前記制御部は、前記電圧検出手段による検出結果が、第３の所定の電圧よりも低く、且つ前記電流検出手段による検出結果が、第１の所定の電流よりも高い場合に、前記直流電源部の出力をゼロとするものとすれば、アーク放電を確実に遮断できる。
また、前記電圧検出手段による検出結果をローパスフィルタを介して判断するものとすれば、ローパスフィルターの定数を適宜決定することにより、ゲートパルスを遮断するまでのアーク放電の振動回数（持続時間）を調節することができる。
一方、本発明のスパッタリング用電源は、ターゲットをスパッタして薄膜を形成するスパッタリング用電源であって、上記のいずれかの放電用電源を備え、前記振動電流生成部を介して出力される放電用電力のうちの負出力を前記ターゲットに接続して前記スパッタを実施可能としたことを特徴とする。
また、本発明のスパッタリング装置は、上記のスパッタリング用電源と、前記ターゲットを収容可能とし大気圧よりも減圧された雰囲気を維持可能な真空チャンバと、を備えたことを特徴とする。
これらスパッタリング用電源及びスパッタリング装置においても、、スパッタ電力を高く設定した場合でも低く設定した場合でも、限界特性線を超えたスパッタ電流を流すことを防ぐことができ、アーク放電が発生した場合でも、振動電流の振幅をスパッタ電流よりも常に大きくでき、振動電流が確実にゼロアンペアを下回ることにより、アークを確実に消去することができる。
発明を実施するための最良の態様
本発明をより詳細に説述するために、添付の図面に従ってこれを説明する。
第１図は、本発明の実施の形態にかかる放電用電源及びそれを用いたスパッタリング装置を表す模式図である。
すなわち、同図に例示した電源は、ＤＣ電源部ＤＣＰと、振動電流生成部ＶＣＧと、を有する。
ＤＣ電源部ＤＣＰは、チャンバ１０１に正極、ターゲット１０４に負極の電圧を印加してスパッタリングを行うための電源である。その構成は、例えば第１図に例示した如く、Ｒ、Ｓ、Ｔの３相交流入力を受ける整流ダイオード群ＤＢ１、スイッチングトランジスタＩＧＢＴ及び還流ダイオードＦＷＤからなるインバータＩＮＶ、変圧トランスＴ１、整流ダイオード群ＤＢ２、及び平滑化インダクタＬ０を有する。
このＤＣ電源部ＤＣＰの出力は、制御回路ＣＣにより制御される。すなわち、制御回路ＣＣは、インバータＩＮＶを構成するトランジスタＩＧＢＴに対してゲートパルスを与えることにより、その動作を制御する。
このようにして得られたＤＣ電源部ＤＣＰからのＤＣ出力は、振動電流生成部ＶＣＧと送電ケーブル１２０Ａ、１２０Ｂを介してチャンバに供給される。
振動電流生成部ＶＣＧは、振動電流生成用のコンデンサＣ１とインダクタンスＬ１とを有し、ＬＣ共振回路により振動電流を生成する。また、振動電流生成部ＶＣＧの電気成分には、チャンバ１０１及びターゲット１０４までの同軸送電ケーブル１２０Ａ、１２０Ｂも含まれる。すなわち、５０Ωの同軸ケーブルのインダクタンスは、０．２５μＨ／ｍであり、その容量は１００ｐＦ／ｍである。これに対して、ターゲット１０４の静電容量は、通常は３００ｐＦ以下である。
なお、ＤＣ電源部ＤＣＰのインダクタンスＬ０は、電源の出力フィルタ用のインダクタンスであり、振動電流生成部ＶＣＧのインダクタンスＬ１よりも充分大きな値（３０倍以上）を用いることが望ましい。
以上説明した構成によれば、ＤＣ電源部ＤＣＰの出力端にＬＣ共振回路を有する振動電流生成部ＶＣＧを設けることにより、アーク放電が生じた時に、そのスイッチ作用を利用して振動電流を発生させることができる。この振動電流が０Ａ（ゼロ・アンペア）をクロスして逆方向となった時、アーク放電の整流作用(ホット・スポットのみから熱電子が放出されているので、逆電圧がかかると電流は流れない）によって電流を止めてアークを消すことが可能である。
そして、本発明においては、この振動電流の振幅がスパッタ電流よりも大きくなるように、スパッタ電流を制御する。すなわち、アーク放電が振動電流によって確実に消去されるためには、振動電流生成部ＶＣＧにより生成される振動電流の下限が０Ａを下回ることが必須である。このためには、振動電流の振幅がスパッタ電流よりも大きいことが必要とされる。
そこで、本発明においては、振動電流生成部ＶＣＧが有するＬＣ定数に応じて、スパッタ電流がその振動電流の振幅よりも小さくなる範囲でスパッタリングを行うようにＤＣ電源部ＤＣＰの動作を制御する。この制御は、典型的には、制御回路ＣＣにより実行させることができる。
以下、スパッタリングの電圧・電流特性を参照しつつ、本発明による電源の動作メカニズムについて詳細に説明する。
第２図は、ＤＣスパッタリングにおける電圧・電流特性を表すグラフ図である。
ここで、同図の特性線Ａは、１５ｋＷ（キロワット）の定格電力線である。また、特性線Ｂ、Ｃ、Ｅ、Ｆは、それぞれ、振動電流生成部ＶＣＧにおける所定のＬＣ定数に対応した振動電流振幅から決定される、スパッタ電流の限界線である。また、特性線Ｄは、通常のスパッタリングの放電電圧・電流特性である。また、特性線Ｇは、アーク放電の特性線であり、２５Ａにおける一点鎖線Ｈは、６００Ｖ×２５Ａ＝１５ｋＷ電源の最大電流を表す。また、電圧２００Ｖにおいて縦方向に伸びる特性線Ｉは、アルミニウム（Ａｌ）ターゲットの表面が酸化した時の放電特性を表す。
ここで、例えば、６００Ｖ×２５Ａの最大電力の点（特性線Ａと特性線Ｈとの交点）よりも、特性線Ｂは下側を通っている。つまり、特性線Ａと特性線Ｈとの交点は、特性線Ｂにより定義されるスパッタ電流の限界値を超えている。従って、特性線Ｂに対応したＬＣ定数を選択した場合には、この交点、すなわち２５Ａのスパッタ電流でスパッタリングすると、振動電流の振幅よりもスパッタ電流のほうが大きいために、アークが振動では消えないこととなる。
つまり、最大電力で安定したスパッタリングを実施したい場合には、その条件よりも上側に限界線がくるように、振動電流生成部ＶＣＧのＬＣ定数を選択する必要がある。
すなわち、特性線Ｃ、Ｅ、Ｆのように、立った（大きな勾配を有する）特性とすると、スパッタ電流よりも大きな振幅の振動電流が生成されるため、０Ａを確実に下回る振動電流を得ることができる。但し、特性線Ｄにより表される正常時のスパッタ特性の電流に対して、特性線ＣやＦの条件では、はるかに大きな振動電流を流してしまうことになり、ターゲットや電源を構成する電気部品に対するストレスが懸念される。
そこで、実用的な観点からは、特性線Ｅのように、最大電力条件よりもいくぶん上側にある特性線に対応するＬＣ定数を選ぶことが望ましい。しかし、この特性線Ｅを選んだ場合でも、表面が酸化したアルミニウム（Ａｌ）ターゲットの放電特性線Ｉとの交点は１０Ａであるので、それ以上の電流が流れる電力設定とすると、連続アークになってしまう。
これに対して、従来は、電力設定を可変とし、電力設定を絞った条件でアルミニウムの酸化面をスパッタリングにより除去して、酸化膜が少なくなって特性線Ｄに次第に近づくに従って、電力設定を大きくし、特性線Ｂや特性線ＥのＬＣ設定において通常のスパッタリングを行うという方法を採らざるを得なかった。
これに対して、本発明においては、電力設定を調節するのではなく、スパッタ電圧に応じて、スパッタ電流をＬＣ定数に対応した限界線以下に制御する。この制御は、第１図に例示した電源の制御回路ＣＣにおいて実行させることができる。
第３図は、本発明においてスパッタ電流を限界線以下に制御する回路の基本形を表すブロック図である。
すなわち、同図は、第１図に表した電源において、制御回路ＣＣのゲートパルス幅または周波数を決めるレベル信号を生成する部分を表したものである。
この回路は、フィードバック制御部１０と、限界電流制御部２０と、を有する。
フィードバック制御部１０には、出力電力の設定値Ｐｓｅｔと、スパッタリング装置のターゲット電流を表す信号Ｉ０とターゲット電圧を表す信号Ｖ０がそれぞれ入力される。
これら信号Ｉ０、Ｖ０は、例えば第１図に例示した如く、振動電流生成部ＶＣＧにおいて、電流検出器ＩＭと分圧回路ＶＭとから、それぞれ電圧信号として得ることが可能である。
フィードバック制御部１０は、出力電力の設定値Ｐｓｅｔと、信号Ｉ０、Ｖ０と比較することにより、これらをフィードバックして、ＤＣ電源部ＤＣＰのインバータＩＮＶのゲートパルス幅を制御するレベル信号ＬＳを出力する。
一方、限界電流制御部２０は、電源の振動電流生成部ＶＣＧのＬＣ定数に基づき、ターゲット電圧に応じた電流限界信号ＣＬを生成する。すなわち、第２図に例示したように、ＬＣ定数に基づく限界特性線（例えば、特性線Ｅ）を設定し、ターゲット電圧を表す信号Ｖ０を入力して、この限界特性線の上での電流値を演算する。そして、この電流値を表す信号を電流限界信号ＣＬとして出力する。
フィードバック制御部１０は、Ｉ０、Ｖ０をフィードバックして得られたレベル信号ＬＳと、この電流限界信号ＣＬとを比較する。そして、レベル信号ＬＳが電流限界信号ＣＬよりも小さい場合には、そのレベル信号ＬＳをそのまま出力する。一方、レベル信号ＬＳが電流限界信号ＣＬよりも大きい場合には、電流限界信号ＣＬをレベル信号ＬＳとして出力する。
以上説明したように、本発明によれば、限界電流制御部２０において、振動電流生成部ＶＣＧのＬＣ定数に基づく限界特性線を設定し、この限界特性線を超えないように、ターゲット電圧Ｖ０に応じた電流リミットを設定する。
第４図は、本発明の電源の動作範囲を例示するグラフ図である。すなわち、同図に表した具体例の場合、例えば、第２図の特性線Ｅを限界特性線として設定し、スパッタ電流がこの特性線Ｅを超えない範囲Ｚ（同図において淡色ハッチを施した）で、電流・電圧が出力される。
このようにすれば、スパッタ電力を高く設定した場合でも低く設定した場合でも、限界特性線を超えたスパッタ電流を流すことを防ぐことができる。その結果として、アーク放電が発生した場合でも、振動電流の振幅をスパッタ電流よりも常に大きくでき、振動電流が確実にゼロアンペアを下回ることにより、アークを確実に消去することができる。その結果として、第１１図に例示したようなスパッタ装置にこの電源を用いることにより、高いスパッタ電力から低いスパッタ電力まで、アーク放電が発生しても迅速に消去して安定したスパッタリングを行うことができる。
次に、本発明のさらに詳細な具体例について説明する。
第５図は、本発明においてスパッタ電流を限界特性線以下に制御する回路の一例を表すブロック図である。すなわち、同図も、第１図に表した電源において、制御回路ＣＣのゲートパルス幅または周波数を決めるレベル信号を生成する部分を表したものである。
この回路は、出力電力演算部１１と、電力制御部１２と、電流制御部１３と、
最大電流信号生成部２１と、オフセット生成部２２と、を有する。これらのうち、出力電力演算部１１〜電流制御部１３までが、第３図のブロック図におけるフィードバック制御部１０に対応し、最大電流信号生成部２１とオフセット生成部２２が、第３図のブロック図における限界電流制御部２０に対応する。
出力電力演算部１１には、スパッタリング装置のターゲット電流を表す信号Ｉ０とターゲット電圧を表す信号Ｖ０がそれぞれ入力される。出力電力演算部１１は、これらの信号Ｉ０、Ｖ０とに基づいて、電源から出力されている電力を演算し、それに対応する出力電力信号ＯＳを出力する。
電力制御部１２は、電力フィードバック制御を実行する。すなわち、出力電力演算部１１から出力された出力電力信号ＯＳと、出力電力の設定値Ｐｓｅｔとを比較し、その差分に応じた電流設定値を演算する。そして、後に詳述するように、電流限界信号ＣＬ２と比較して、電流設定信号ＣＳを出力する。
電流制御部１３は、電流フィードバック制御を実行する。すなわち、電流設定信号ＣＳと、信号Ｉ０とを比較して、ＤＣ電源部ＤＣＰのインバータＩＮＶのゲートパルス幅を制御するレベル信号ＬＳを出力する。
以上説明した各ブロックにより、電流設定信号Ｐｓｅｔに対して、Ｉ０とＶ０とをフィードバック信号としたＤＣ電源部ＤＣＰのフィードバック制御が実行される。
本発明においてはさらに、最大電流信号生成部２１において、振動電流生成部ＶＣＧのＬＣ定数に基づき、ターゲット電圧に応じた電流限界信号ＣＬを生成する。すなわち、第２図に例示したように、ＬＣ定数に基づく限界特性線（例えば、特性線Ｅ）を設定し、ターゲット電圧を表す信号Ｖ０を入力して、この限界特性線の上での電流値を演算する。そして、この電流値を表す信号を電流限界信号ＣＬ１として出力する。
この電流限界信号ＣＬ１は、オフセット生成部２２に出力され、例えば、出力電圧がゼロボルトの場合でも電流設定がゼロアンペアよりも大きくなるようなオフセットが付与された電流限界信号ＣＬ２として、電力制御部１２に出力される。
電力制御部１２は、出力電力演算部１１から出力された出力電力信号ＯＳと、出力電力の設定値Ｐｓｅｔとを比較して、その差分に応じた電流設定値を演算するが、さらに、この電流設定値と電流限界信号ＣＬ２とを比較する。
そして、電流設定値が電流限界信号ＣＬ２よりも小さい場合、すなわち、流すべきスパッタ電流値がＬＣ定数により決定される限界特性線（例えば、第２図の特性線Ｅ）よりも小さい場合には、その電流設定値をそのまま電流設定信号ＣＳとして出力する。
一方、電力制御部１２は、電流設定値が電流限界信号ＣＬ２よりも大きい場合、すなわち、流すべきスパッタ電流値がＬＣ定数により決定される限界特性線（例えば、第２図の特性線Ｅ）よりも大きい場合には、その電流設定値に代えて、電流限界信号ＣＬ２を電流設定信号ＣＳとして出力する。
以上説明したように、本発明によれば、最大電流信号生成部２１において、振動電流生成部ＶＣＧのＬＣ定数に基づく限界特性線を設定し、ターゲット電圧Ｖ０に応じた電流リミットを設定する。つまり、第４図に例示したように、スパッタ電流が、予め定めた限界特性線を超えない範囲において、電源を動作させる。
このようにすれば、スパッタ電力を高く設定した場合でも低く設定した場合でも、限界特性線を超えたスパッタ電流を流すことを防ぐことができる。その結果として、アーク放電が発生した場合でも、振動電流の振幅をスパッタ電流よりも常に大きくでき、振動電流が確実にゼロアンペアを下回ることにより、アークを確実に消去することができる。
さらにまた、電源の構成や、スパッタリング装置の構造、スパッタする材料、条件などに応じて好適なＬＣ定数を選択することにより、過度に大きな振動電流を形成することなく、確実にアークを消去することができ、ターゲットや電気部品などにストレスを与える虞もなくなる。
ここで、オフセット生成部２２により電流設定値にオフセットを与えることにより、アーク電圧以下で、電流限界値の設定を定格の例えば５パーセント程度に固定することにより、最初の出力電圧が出るようにすることができる。
なお、本発明者の検討によれば、振動電流の振幅としては、通常のスパッタ電流の１．３倍乃至２倍程度とすることが適当であることが判明した。従って、スパッタリング装置の構造や用途に応じて、このような範囲の振動電流が得られるように、振動電流生成部ＶＣＧのＬＣ定数を決定し、これに対応した限界特性線に基づいて、最大電流信号生成部２１における演算処理を実行させればよい。
より具体的には、電源から出力される電流をＩ、電源から出力される電圧をＶ、振動電流生成部ＶＣＧのインダクタンスをＬ、振動電流生成部ＶＣＧのキャパシタンスをＣ、アーク電圧をＶａ、振幅の倍率をＫとした時に、次式が満足される範囲内とすることが望ましい。
Ｉ＝（Ｖ−Ｖａ）／｛Ｋ×（Ｃ／Ｌ）１／２｝
上記の式において、（Ｖ−Ｖａ）は、スパッタ電圧とアーク電圧との差である。振動電流生成部ＶＣＧにおいて生成される振動電流の振幅は、その電圧に振動回路のコンダクタンス（Ｃ／Ｌ）１／２を掛けた値となる。しかし、振動は減衰するので、スパッタ電流よりもＫ倍大きな値にしておかないと、０Ａを切ることができない。
つまり、電源から出力される電流を、上記の式により既定される電流Ｉを超えない範囲に制限すれば、アーク放電が生じた時に、振動電流が確実にゼロアンペアを下回り、アークを消去できる。
第６図は、第５図に表したブロック図を具体化した回路の一例を表す模式図である。同図については、第１図乃至第５図に関して前述したものと同様の要素には同一の符号を付して詳細な説明は省略する。
本具体例の回路の場合、スパッタ電流を表す信号Ｉ０とスパッタ電圧を表す信号Ｖ０は、それぞれ０〜５ボルト、０〜マイナス６．６６ボルトの電圧信号として与えられる。また、電力設定値を表す信号Ｐｓｅｔは、０〜１０ボルトの電圧信号として与えられる。
そして、信号ＩｏとＶｏは、掛け算器Ｕ１に入力されて掛け算され、出力電力ＯＳが演算される。
この出力信号ＯＳは、電力フィードバック制御の誤差アンプＵ２に入力され、電力設定信号Ｐｓｅｔと比較することにより、電流設定信号が出力される。
Ｕ３は、電流フィードバック制御の誤差アンプで、誤差アンプＵ２で計算した電流設定値とＩｏとを比較してインバータＩＮＶのゲートパルス幅（または周波数）を決めるレベル信号を生成する。誤差アンプＵ２の最大出力が電流の最大値となるように定数設定しておけば、最大電流値（例えば、第２図の特性線Ｈ）でリミットをかけることができる。
そしてさらに、演算器Ｕ４において、ＬＣ定数により予め決定した限界特性線に基づいて、スパッタ電圧Ｖ０に比例した電流限界信号ＣＬ１を生成する。
そして、演算器Ｕ５において、出力電圧が０Ｖであっても電流設定が０Ａよりも上になるように、小さなオフセットを与えた電流限界信号ＣＬ２を生成する。
このような具体例により、第４図に表したように、限界特性線よりも下側の領域で動作する電源を実現できる。
第７図は、本発明の放電用電源の要部の変型例を表す模式図である。同図については、第１図乃至第６図に関して前述したものと同様の要素には同一の符号を付して詳細な説明は省略する。
前述した第６図の回路を用いることにより、本発明の電源は基本的な動作をするのであるが、例えば、出力電圧が８０Ｖ以下の場合、オフセットの関係で電流設定が０Ａにならない。
そこで、本変型例においては、第７図に表したように、コンパレータＵ６を追加している。コンパレータＵ６は、ヒステリシスを持ったコンパレータであり、出力電圧が第１の既定電圧、例えば２００Ｖを越えるとトランジスタＴｒをＯＮ（オン）して演算器Ｕ５で与えたオフセットを消去する。一方、出力電圧が第２の既定電圧、例えば１０Ｖ以下になると、ＣＲタイマーにより所定のタイミングでトランジスタＴｒをＯＦＦ（オフ）してオフセットを与える。
アーク電圧以下では、電流限界値の設定を定格の５パーセント程度に固定することにより最初の電圧が出るようにできるが、一方、一旦例えば２００ボルト以上の出力電圧が出た場合には、このオフセットを消去することにより、アーク放電が発生した場合に、電流設定をゼロとして、振動電流がより確実にゼロを下回るようにできる。
第８図は、本発明の放電用電源の要部のさらなる変型例を表す模式図である。同図についても、第１図乃至第７図に関して前述したものと同様の要素には同一の符号を付して詳細な説明は省略する。
本変型例は、アーク放電を検出して、ゲートパルスをただちに止める機能を追加したものである。具体的には、演算器Ｕ７、Ｕ８、Ｕ９を追加し、演算器Ｕ７で出力電圧の判定、演算器Ｕ８で出力電流の判定を行い、演算器Ｕ９でこれらの論理積（ＡＮＤ）をとってアーク判定して出力を止める信号を作っている。
演算器Ｕ７においては、信号Ｖ０と、既定の電圧とを比較して論理を出力する。この場合の既定の電圧は、例えば、１５０ボルト程度とすることができる。すなわち、この既定値よりもスパッタ電圧が低下したら、アーク放電の可能性があると判定する。
同様に、演算器Ｕ８においては、信号Ｉ０と、既定の電流値に対応する信号と、を比較する。ここで既定の電流値は、例えば、定格出力電流の１／５〜１／１０程度とすることが望ましい。
そして、これら演算器Ｕ７及びＵ８の論理積をとることにより、スパッタ電圧が既定値よりも低く、スパッタ電流が既定値よりも大きい時に、アーク放電と判定する。そして、この判定に基づいて、ゲートパルスを直ちに停止する。
またここで、演算器Ｕ７が判定する電圧信号にローパスフィルターＣ７が設けられているのは、１回の振動で消えるアークに対して動作しないようにするためである。ローパスフィルターＣ７の定数を適宜決定することにより、ゲートパルスを遮断するまでのアーク放電の振動回数（持続時間）を調節することができる。
また、本変型例の回路によれば、アークが消えると短時間で出力を復帰させ、無駄な待ち時間は最少で動作させることができる。
すなわち、連続アークの判定を付加して、連続アークの判定で、電力制御のスイッチングをただちに止め、電流限界値のオフセットも殺すことにより、連続アークの発生時にアーク電流と持続時間を短くして連続アークに入るエネルギーを小さくするとともに、休止時間も必要最小限に制御することができる。
（実施例）
以下、実施例を参照しつつ、本発明におけるアーク放電の消去の具体例について説明する。
第９図及び第１０図は、本発明の放電用電源の動作を例示するグラフ図である。すなわち、同図は、振動電流生成部ＶＣＧとアーク放電によって振動電流が発生し、アークが消去する波形を表す。
ここで、第９図及び第１０図の横軸は時間を表し、それぞれスパッタ状態Ｓ、アーク放電状態Ａ、休止状態Ｒに分類されている。そして、第９図の波形は、ターゲット１０４の電圧を表し、第１０図の波形は、ターゲット１０４の電流を表す。ここで、ターゲット電圧は、チャンバー１０１を基準にターゲット１０４を測定しているので、符号Ｂの位置を基準（ゼロボルト）としてマイナス側に表れる。また、ターゲット電流は、符号Ｃを基準（ゼロアンペア）してプラス側に表した。
電圧のスケールは、２００Ｖ／ｄｉｖ、電流のスケールは、２０Ａ／ｄｉｖで、時間軸は、１０μｓ／ｄｉｖとした。
第９図及び第１０図をその時間軸に沿って説明すると、最初、６００Ｖ、２２Ａで安定にスパッタリング状態（Ｓ）にあり、その後、放電電圧が８０Ｖ弱まで突然下がった時点がアーク発生（Ａ）である。この時、コンデンサＣ１にはスパッタ電圧６００Ｖが既にチャージされていて、ターゲット電圧が８０Ｖに下がった訳であるから、（Ｌ１）＋（同軸ケーブル１２０Ａ、１２０Ｂ）のインダクタンスＬにその差分の電圧（６００−８０）＝５２０Ｖが印加され、５２０Ｖ＝Ｌ×ｄｉ／ｄｔとなり、ターゲット電流は急上昇する。同時に、コンデンサＣ１の電圧は、このターゲット電流を供給するために下がっていく。
振動電流は、コンデンサＣ１の電荷がゼロになった時点で最大となり、その値は、ＣＶ２＝ＬＩ２のエネルギー保存式（注：式の両辺の１／２は省略）を満たす値となる。すなわち、アーク放電電圧８０Ｖを考慮して計算すると、次式の関係が得られる。
Ｃ１×（Ｖｓｐ−Ｖａｒｃ）２＝（Ｌ１＋Ｌｃａｂｌｅ）×Ｉｐ２ （１）
ここで、Ｖｓｐはスパッタ電圧、Ｖａｒｃ）はアーク放電電圧、Ｌｃａｂｌｅ）はケーブル１２０Ａ、１２０Ｂのインダクタンス、Ｉｐは振動電流をそれぞれ表す。この式を変形すると、次式が得られる。
（Ｖｓｐ−Ｖａｒｃ）／Ｉｐ ＝ （（Ｌ１＋Ｌｃａｂｌｅ）／Ｃ１）１／２ （２）
すなわち、振動電流Ｉｐは （Ｌ／Ｃ）１／２と直前のスパッタ電圧で決まる。振動の周期Ｔは、Ｔ＝２π（ＬＣ）１／２であるので、周期Ｔと電圧変化ｄＶと振動電流Ｉｐから、インダクタンスＬとコンデンサＣを逆算できる。
ｄＶ／Ｉｐ ＝ （Ｌ／Ｃ）１／２ （３）
Ｔ ＝ ２π（ＬＣ）１／２ （４）
（３）式と（４）式の両辺をそれぞれかけると、次式が得られる。
Ｔ×ｄＶ／Ｉｐ＝（Ｌ／Ｃ）１／２×２π（ＬＣ）１／２
＝２πＬ （５）
一方、（４）式の両辺を（３）式の両辺で割ると次式が得られる。
Ｔ／（ｄＶ／Ｉｐ）＝２π（ＬＣ）１／２／（Ｌ／Ｃ）１／２
＝２πＣ （６）
（５）式よりＬを求めると以下の如くとなる。
Ｌ＝Ｔ×ｄＶ／Ｉｐ／２π
＝ ５２０（Ｖ）／３８（Ａ）×１０Ｅ−６（ｓ）／２π
＝２．１８Ｅ−５Ｈ
＝２１．８μＨ
また、（６）式よりＣを求めると以下の如くとなる。
Ｃ＝Ｔ／２π／（ｄＶ／Ｉｐ）
＝１０Ｅ−６（ｓ）／２π／（５２０（Ｖ）／３８（Ａ））
＝１．１６Ｅ−７ Ｆ
＝０．１１６ μＦ
これらの値は、実際の回路定数（Ｌ＝（２０＋２．５）μＨ、Ｃ＝０．１０２μＦ）に近い値である。ここで、ケーブル１２０Ａ、１２０Ｂとターゲット１０４のコンデンサ成分は、ケーブル１２０Ａ、１２０Ｂの長さを１０ｍとしても １００ｐＦ／ｍ×１０ｍ＋３００ｐＦ＝１３００ｐＦ＝０．００１３μＦ程度であるので、コンデンサＣ１の容量の１／１００程度となり、無視できる。
第９図において、破線ＶＣ１は、アーク開始時点以降のコンデンサーＣ１の電圧の変化を表す。第１０図において、破線Ｊで表した正弦波はアーク振動電流である。この振動電流の中心がスパッタ電流である。
振動電流Ｊがピークに向けて上昇する時に、コンデンサＣ１の電圧でＶＣ１は０ボルトを下回り、振動電流Ｊがピークを超えて再び低下してスパッタ電流Ｉｓｐのレベルを下回る時に、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１は最大の逆電圧まで上昇する。
振動電流が０Ａ（厳密にはアーク放電が維持される電圧レベル）を下回った以降は、アーク放電の整流作用により、アークに電流は流れない（すなわち、インダクタンスＬ１による電流が０Ａとなる）から、ＶＣ１電圧とターゲット電圧は同じになり、コンデンサＣ１はインダクタンスＬ０が定電流に保っていたスパッタ電流Ｉｓｐによってチャージされ２００Ｖを越えた時点からスパッタの放電電流が増加していく。
ここで、アーク放電が消えるのは、振動電流が０Ａを切ってからアーク維持電圧以上になる期間、アークにエネルギーが供給されないため、ホットスポットが冷却されて熱電子が出なくなるためと考えられる。第９図及び第１０図に例示した波形からは、この期間は３μｓ弱と読める。但し、この期間をどこまで短くしてもアークを消すことができるかについては、各種のパラメータを考慮する必要がある。
アーク消去期間を決定するパラメータとしては、例えば、以下のものを挙げることができる。
（１）ターゲット物性（仕事関数、熱伝導率、表面酸化：表面の仕事関数、表面温度など）
（２）スパッタ電力（電圧、電流）
（３）振動電流のピーク電流、振動周期（ＬＣ値）
（４）スパッタ雰囲気（アルゴン圧力、残留ガス分圧、添加ガスの種類など）
また、第９図及び第１０図においてスパッタの放電が止まっているのは、アークが発生してから、再び電圧が２００Ｖを越えるまでの、約１０マイクロ秒の期間である。アークが消えてスパッタに戻った時、電流がスパッタ電流Ｉｓｐにすぐ戻らないため、電圧がマイナス１３００Ｖ付近まで跳ね上がる。スパッタ電流は、この電圧の上昇に遅れてスパッタ電流が約５０Ａまで上昇してから、減衰振動して収まっている。
ここで、アーク放電が消えてもスパッタ電流がすぐに戻らない理由としては、１０マイクロ秒の休止により、プラズマが希薄になったことや、インダクタンスＬ１による電流抑制効果などを挙げることができる。
以上、具体例を参照しつつ本発明の実施の形態について説明した。しかし、本発明は、これらの具体例に限定されるものではない。
例えば、本発明のＤＣ電源部、振動電流生成部、制御回路、その他スパッタリング装置における各部の構成、構造、数、配置、形状、材質などに関しては、上記具体例に限定されず、当業者が適宜選択採用したものも、本発明の要旨を包含する限り本発明の範囲に包含される。
より具体的には、例えば、スパッタリング用電源に設けられる各回路の具体的な構成や、ダイオード、抵抗、トランジスタをはじめとする各回路素子の数や配置関係などについても、当業者が適宜設計変更したものは本発明の範囲に包含される。
また、本発明の放電用電源は、スパッタリングのみならず、ＤＣ電圧を印加することにより、放電を生じさせる必要のある各種の用途に対して同様に適用して同様の作用効果を得ることができる。
その他、本発明の要素を具備し、当業者が適宜設計変更しうる全ての放電用電源、スパッタリング用電源及びスパッタリング装置は本発明の範囲に包含される。
産業上の利用可能性
以上説明したように、本発明によれば、振動電流生成部のＬＣ定数に基づく限界特性線を設定し、スパッタ電流が、この限界特性線を超えない範囲において、電源を動作させることにより、スパッタ電力を高く設定した場合でも低く設定した場合でも、限界特性線を超えたスパッタ電流を流すことを防ぐことができ、アーク放電が発生した場合でも、振動電流の振幅をスパッタ電流よりも常に大きくでき、振動電流が確実にゼロアンペアを下回ることにより、アークを確実に消去することができる。
その結果として、例えば、ターゲットが汚れたり酸化していて、従来であればクリーニング・モードに切り替えてスパッタしなければならないような場合でも、切替えずに運転できるのでクリーニング時間を短くできる。
また、ターゲットの消耗により、放電電圧が下がった場合でも、連続アークの発生頻度が激減するので安定なスパッタができる。
また、負荷の変動により、スパッタ電圧が短時間下がった場合でも確実に連続アーク発生頻度を下げられるので、安定なスパッタができる。
またさらに、運悪く連続アークになった場合でも、アークに入るエネルギーを最少にでき休止時間も必要最小限で済むので、プロセスに与えるダメージやスパッタ電力の誤差を小さくできる。
すなわち、本発明によれば、シンプルな構成によりアーク放電を迅速且つ確実に遮断できる放電用電源、スパッタリング用電源及びスパッタリング装置を提供することができ、産業上のメリットは多大である。
Claims (13)
- 直流電源部と、
前記直流電源部の出力を制御する制御部と、
前記直流電源部からの一対の出力に並列に接続されたキャパシタンスと、前記一対の出力の少なくともいずれか一方に接続されたインダクタンスと、を有する振動電流生成部と、
を備え、前記振動電流生成部を介して放電用電力を出力する放電用電源であって、
前記制御部は、前記直流電源部から出力可能な電圧範囲の少なくとも一部の電圧範囲において、前記直流電源部から出力される電流が限界電流値を超えないように前記直流電源部を制御し、
前記限界電流値は、前記少なくとも一部の電圧範囲において、電圧の絶対値に対して正の相関を有することを特徴とする放電用電源。 - 直流電源部と、
前記直流電源部の出力を制御する制御部と、
前記直流電源部からの一対の出力に並列に接続されたキャパシタンスと、前記一対の出力の少なくともいずれか一方に接続されたインダクタンスと、を有する振動電流生成部と、
を備え、前記振動電流生成部を介して放電用電力を出力する放電用電源であって、
前記制御部は、前記直流電源部から出力可能な電圧範囲の少なくとも一部の電圧範囲において、前記直流電源部から出力される電流が限界電流値を超えないように前記直流電源部を制御し、
前記限界電流値は、その電圧においてアーク放電が生ずることにより前記振動電流生成部において生成される振動電流の振幅が、その電圧における定常運転状態の電流の１．３倍以上となるように決定されていることを特徴とする放電用電源。 - 前記限界電流値は、前記直流電源部から出力される電流をＩ、前記直流電源部から出力される電圧をＶ、前記インダクタンスをＬ、前記キャパシタンスをＣ、アーク電圧をＶａ、振幅の倍率をＫとした時に、次式：
Ｉ＝（Ｖ−Ｖａ）×（Ｃ／Ｌ）１／２／Ｋ
を満たす上限の電流に対応することを特徴とする請求項１または２に記載の放電用電源。 - 前記インダクタンスは、前記放電用電力が供給される被供給体までの接続ケーブルが有するインダクタンスも含むことを特徴とする請求項１または２に記載の放電用電源。
- 前記振動電流生成部を介して出力される電圧を検出する電圧検出手段と、
前記振動電流生成部を介して出力される電流を検出する電流検出手段と、
をさらに備え、
前記制御部は、前記電圧検出手段による検出結果と、前記電流検出手段による検出結果と、に基づいたフィードバック制御を行うことを特徴とする請求項１または２に記載の放電用電源。 - 前記振動電流生成部を介して出力される電圧を検出する電圧検出手段と、
前記振動電流生成部を介して出力される電流を検出する電流検出手段と、
をさらに備え、
前記制御部は、
前記電圧検出手段による検出結果と、前記電流検出手段による検出結果と、出力電力の設定値と、に基づいて出力電流の設定値を決定し、
前記電圧検出手段による検出結果に応じて、その電圧における前記限界電流値を演算し、
前記出力電流の設定値が前記限界電流値よりも小さい時は、その出力電流の設定値に基づいて前記直流電源部を制御し、
前記出力電流の設定値が前記限界電流値よりも大きい時は、その限界電流値が出力されるように前記直流電源部を制御することを特徴とする請求項１または２に記載の放電用電源。 - 前記制御部は、
前記電圧検出手段による検出結果が、第１の所定の電圧よりも高い場合には、前記限界電流値としてオフセットを加算しない値を用い、
前記電圧検出手段による検出結果が、第２の所定の電圧よりも低い場合には、前記限界電流値としてオフセットを加算した値を用いることを特徴とする請求項６記載の放電用電源。 - 前記制御部は、前記電圧検出手段による検出結果が、第３の所定の電圧よりも低く、且つ前記電流検出手段による検出結果が、第１の所定の電流よりも高い場合に、前記直流電源部の出力をゼロとすることを特徴とする請求項１または２に記載の放電用電源。
- 前記電圧検出手段による検出結果をローパスフィルタを介して判断することを特徴とする請求項８記載の放電用電源。
- ターゲットをスパッタして薄膜を形成するためのスパッタリング用電源であって、
直流電源部と、
前記直流電源部の出力を制御する制御部と、
前記直流電源部からの一対の出力に並列に接続されたキャパシタンスと、前記一対の出力の少なくともいずれか一方に接続されたインダクタンスと、を有する振動電流生成部と、
を備え、
前記制御部は、前記直流電源部から出力可能な電圧範囲の少なくとも一部の電圧範囲において、前記直流電源部から出力される電流が限界電流値を超えないように前記直流電源部を制御し、
前記限界電流値は、前記少なくとも一部の電圧範囲において、電圧の絶対値に対して正の相関を有し、
前記振動電流生成部を介して出力される放電用電力のうちの負出力を前記ターゲットに接続して前記スパッタを実施可能としたことを特徴とするスパッタリング用電源。 - ターゲットをスパッタして薄膜を形成するためのスパッタリング用電源であって、
直流電源部と、
前記直流電源部の出力を制御する制御部と、
前記直流電源部からの一対の出力に並列に接続されたキャパシタンスと、前記一対の出力の少なくともいずれか一方に接続されたインダクタンスと、を有する振動電流生成部と、
を備え、
前記制御部は、前記直流電源部から出力可能な電圧範囲の少なくとも一部の電圧範囲において、前記直流電源部から出力される電流が限界電流値を超えないように前記直流電源部を制御し、
前記限界電流値は、その電圧においてアーク放電が生ずることにより前記振動電流生成部において生成される振動電流の振幅が、その電圧における定常運転状態の電流の１．３倍以上となるように決定され、
前記振動電流生成部を介して出力される放電用電力のうちの負出力を前記ターゲットに接続して前記スパッタを実施可能としたことを特徴とするスパッタリング用電源。 - スパッタリング用電源と、
前記ターゲットを収容可能とし大気圧よりも減圧された雰囲気を維持可能な真空チャンバと、
を備え、
前記スパッタリング用電源は、ターゲットをスパッタして薄膜を形成するスパッタリング用電源であって、
直流電源部と、
前記直流電源部の出力を制御する制御部と、
前記直流電源部からの一対の出力に並列に接続されたキャパシタンスと、前記一対の出力の少なくともいずれか一方に接続されたインダクタンスと、を有する振動電流生成部と、
を有し、
前記制御部は、前記直流電源部から出力可能な電圧範囲の少なくとも一部の電圧範囲において、前記直流電源部から出力される電流が限界電流値を超えないように前記直流電源部を制御し、
前記限界電流値は、前記少なくとも一部の電圧範囲において、電圧の絶対値に対して正の相関を有し、
前記振動電流生成部を介して出力される放電用電力のうちの負出力を前記ターゲットに接続して前記スパッタを実施可能としたことを特徴とするスパッタリング装置。 - スパッタリング用電源と、
前記ターゲットを収容可能とし大気圧よりも減圧された雰囲気を維持可能な真空チャンバと、
を備え、
前記スパッタリング用電源は、ターゲットをスパッタして薄膜を形成するスパッタリング用電源であって、
直流電源部と、
前記直流電源部の出力を制御する制御部と、
前記直流電源部からの一対の出力に並列に接続されたキャパシタンスと、前記一対の出力の少なくともいずれか一方に接続されたインダクタンスと、を有する振動電流生成部と、
を備え、
前記制御部は、前記直流電源部から出力可能な電圧範囲の少なくとも一部の電圧範囲において、前記直流電源部から出力される電流が限界電流値を超えないように前記直流電源部を制御し、
前記限界電流値は、その電圧においてアーク放電が生ずることにより前記振動電流生成部において生成される振動電流の振幅が、その電圧における定常運転状態の電流の１．３倍以上となるように決定され、
前記振動電流生成部を介して出力される放電用電力のうちの負出力を前記ターゲットに接続して前記スパッタを実施可能としたことを特徴とするスパッタリング装置。
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