JPWO2003092180A1 - ダイレクトコンバージョン受信機 - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、ダイレクトコンバージョン受信機に関し、特に、携帯電話端末等に用いられるダイレクトコンバージョン方式の受信機に関する。
背景技術
従来の携帯電話端末に用いられているスーパーヘテロダイン方式の受信機に代わり、ダイレクトコンバージョン方式の受信機が開発されている。
このダイレクトコンバージョン方式は中間周波数段を介さず、RF(高周波信号)から直接ベースバンドにダウンコンバートするため、実質的にイメージ妨害の問題がない。また、この方式ではIF(中間周波数)フィルタを使わないため、携帯電話端末の更なる小型化やコスト削減に対して有望である。
しかし、ダイレクトコンバージョン受信機を実現するには、克服しなければならない問題点がいくつか存在する。そのうちの一つとして、直流オフセットの問題が挙げられる。これは、ダイレクトコンバージョン方式においては受信周波数と局部発振周波数が等しいために起こる。
理想的には、ミキサのLO(局部発振信号)ポートとRFポート間のアイソレーションは無限大であるので、ミキサで局部発振信号がRFポートに漏れることはない。しかし実際のミキサではアイソレーションが完全ではないため、局部発振信号のエネルギーの一部がRFポート側に漏れ、それがミキサの前段のアンプ等で反射されて再びミキサに入力され、局部発振信号とミキシングされる。
ダイレクトコンバージョン方式ではRF周波数と局部発振周波数が等しいことから、この成分は直流オフセットと呼ばれる直流となる。これが所望のベースバンド信号に対して妨害成分となり、受信感度劣化を引き起こすことがある。
以下、これを式で説明する。ミキサに入力する信号は、次のように表される。ここで、第一項は希望波(周波数ωRFの成分のみを示す)、第二項はミキサのLOポートからRFポートに漏れてきた局部発振信号漏れ(LOリーク)を表している。第二項の係数AはLOリーク係数を表す。
sinωRFt+A・sinωLOt …(1)
これと、局部発振信号sinωLOtをミキシングすると、以下のようになる。
(sinωRFt+A・sinωLOt)×sinωLOt
=−1/2[cos(ωRF+ωLO)t]
+1/2[cos(ωRF−ωLO)t]
−A/2[cos(2ωLOt)]
+A/2[cos(ωLO−ωLO)t] …(2)
(2)式の右辺第一項と第三項は、ミキサ後段のLPFによって容易に除かれる。また、右辺第二項は所望のベースバンド信号である。右辺第四項がLOリークによる直流オフセットとしてミキサ出力に現れる。
従来は、この直流オフセット成分を除去するため、ミキサ後段のベースバンド領域において高域通過フィルタやACカップリングのためのキャパシタなどを接続する方法がある。これにより、直流付近の成分を除去し、直流オフセットの影響をなくすことができる。
図1は、一般的な携帯電話端末の一例のブロック図を示す。同図中、携帯電話端末は送信部と受信部から成る。アンテナ10の後段にはデュプレクサ12が設けられ、ここで送信波と受信波を分ける。
送信波について言えば、マイク14から入力される音声信号を信号処理部16にて符号化し、送信部18で変調し、デュプレクサ12を介しアンテナ10から送信する。また、受信波について言えば、アンテナ10から受信した信号をデュプレクサ12を介し受信部20に供給して復調し、信号処理部16で音声信号に変換し、スピーカ22から音声を出力する。
図2は、従来のダイレクトコンバージョン受信機の一例のブロック図を示す。同図中、破線で囲んだ部分24が図1に示す受信部20に相当する。なお、本発明では送信部、信号処理部等は関係していないので、以下の説明では省略している。
図2において、アンテナ10で受信されたQPSK(4位相偏移変調)変調信号のRF信号はRFフィルタ102を通過後、RFアンプ103で増幅され、その後2つの経路に分岐される。それぞれのRF信号はミキサ106a,106bにおいて、局部発振器104から供給される、RF信号と同じ周波数をもつ局部発振信号(キャリア)とミキシングされる。この局部発振器104は、90度移相器105を介して第一のミキサ106aに局部発振信号を供給すると共に、第二のミキサ106bに局部発振信号を供給する。
ミキサ106a,106bからはベースバンド信号(I信号、Q信号)が得られ、それぞれ後段の低域通過フィルタ107a,107bを通ることでチャネル選択が行われる。そして、低域通過フィルタ107a,107bの出力するベースバンド信号(I信号、Q信号)はキャパシタ110a,110bそれぞれで直流付近の成分を除去され、ベースバンドアンプ108a,108bで増幅されて制御部130に供給される。なお、キャパシタ110a,110bの代わりに、遮断周波数が十分小さい高域通過フィルタを用いることもできる。
しかし、従来のキャパシタによるACカップリングや高域通過フィルタを用いた直流オフセット除去方法では、直流に信号成分をもつ受信信号に対しては希望信号の一部も削除することになり、受信特性が劣化するという問題があった。
図3に示す周波数スペクトラムに、LOリークによる直流オフセット25、希望ベースバンド信号26、ACカップリングや高域通過フィルタによる周波数特性27を表す。
また、直流オフセットが時間とともに変動する場合には、ACカップリングや高域通過フィルタの時定数に対応した過渡応答が生じ、この過渡応答が収まるまでは所望の信号波はオフセットの影響を受け、受信特性の劣化を生じるという問題が生じる。図4(A)に直流オフセットが時刻t0で変化した場合の信号波形を示し、図4(B)にACカップリングで直流オフセットを除去したときの信号波形を示す。ここで、希望波28、システムに必要な直流成分29、妨害波となる直流オフセット成分30を示している。
図3に示す希望ベースバンド信号26をできるだけ除去しないためには、キャパシタの容量を大きくすることが必要であるが、容量が大きいと時定数が大きくなってしまう。
図2に示すような構成を用いてACカップリングや高域通過フィルタで直流オフセット30を除去しようとした場合、図4(A)に示すように直流オフセットの大きさが時間的に変化した場合、ACカップリングまたは高域通過フィルタの時定数の影響で、図4(B)に破線32に示すようになる。このため、時刻t0〜t1の期間は直流オフセットが除去されずに残ることになり、受信特性の劣化につながるという問題があった。なお、期間t0〜t1は時定数が大きいほど長くなる。
発明の開示
本発明は、直流オフセットを除去でき、かつ、直流オフセット変化時の過渡応答による悪影響を与えることのないダイレクトコンバージョン受信機を提供することを総括的な目的とする。
この目的を達成するため、本発明は、ミキサの受信RF信号の入力側に加算手段を設け、ミキサ入力前に分岐した信号の位相をシフトする位相シフト手段と、分岐後であって位相シフト手段の入力前または後に設けられた可変ゲイン増幅手段による位相シフト及び増幅後の信号を前記加算手段に与えるよう構成される。
このようなダイレクトコンバージョン受信機によれば、直流オフセットを除去でき、かつ、直流オフセット変化時の過渡応答による悪影響を与えることを防止できる。
発明を実施するための最良の形態
以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明する。
図5は、従来の受信部30内のミキサ周辺を抜き出して示す図である。同図中、ミキサ106は図2のミキサ106a,106bの双方に対応し、ミキサ106a,106bのどちらでも説明は変わらない。なお、RF信号と局部発振信号それぞれの位相は、AFC(自動周波数制御)により同期しているものとする。
ここで、入力RF信号をsinωRFtと表し、局部発振信号をsinωLOtと表す。ミキサ106のLOポートからRFポートにリークした成分(LOリーク成分)は、RFアンプ103等で反射され、ミキサ106に再び入力される。
図6は、本発明ダイレクトコンバージョン受信機の腰部であるミキサ周辺部の第1実施例のブロック図を示す。同図中、ミキサ106は図2のミキサ106a,106bの双方に対応し、ミキサ106a,106bのどちらでも説明は変わらない。なお、RF信号と局部発振信号それぞれの位相は、AFC(自動周波数制御)により同期しているものとする。
図6において、RFアンプ103の出力するRF信号を2分岐され、その一方を位相シフタ201に供給し、他方を加算器202に供給する。位相シフタ201でシフトされたRF信号は可変ゲインアンプ200を通した後、加算器202に供給して他方のRF信号と加算する。
なお、図6では位相シフタ201の後段に可変ゲインアンプ200を接続しているが、この順番は逆であっても良い。
位相シフタ201での移相量をφ、可変ゲインアンプ200のゲインをBとすると、図6において、ミキサのRFポートに供給される信号は以下に示す(1)式で表される。
sinωRFt+Asin(ωLOt+θ)+B{sin(ωRFt+φ)
+Asin(ωLOt+θ+φ)}] …(1)
(1)式の第1項は入力RF信号、第2項はLOリーク成分であり、LOリーク電圧をA、リークによって発生するRF信号に対する位相差をθと表している。第三項はBなるゲインとφなる位相シフトを付与した分岐信号の希望RF信号成分であり、第四項は同様の位相シフトとゲインを付与したLOリーク成分である。
(1)式で表される信号が、ミキサ106により局部発振信号αsinLOtと乗算されると、ミキサ出力は(2)式で表される。
[sinωRFt+Asin(ωLOt+θ)+B{sin(ωRFt+φ)
+Asin(ωLOt+θ+φ)}]×αsinωLOt
=−(α/2)cos(ωLO+ωRF)t
+(α/2)cos(ωLO−ωRF)t
−(Aα/2)cos(2ωLOt+θ)
+(Aα/2)cosθ
−(Bα/2)cos(ωRFt+ωLOt+φ)
+(Bα/2)cos(ωRFt+φ−ωLOt)
−(ABα/2)cos(ωLOt+θ+φ+ωLOt)
+(ABα/2)cos(θ+φ) …(2)
(2)式において、右辺第二項が所望のベースバンド信号である。第一項、第三項、第五項、第七項はミキサ106の下段に通常挿入される低域通過フィルタ107a,107bによって容易に除去することができる。従って、(2)式から残る信号は(3)式で表される。
(Aα/2)cosθ+(Bα/2)cosφ
+(ABα/2)cos(θ+φ) …(3)
(3)式では、Bとφは調整可能な量であり、Aとθは未知の量である。そこで、(3)式においてφ=90度とおくことにより、第2項を消去でき、第3項が−(ABα/2)sinθになる。また、Aとαは0ではないと考えているから、(3)式全体を0とするためには、(4)式で表される条件が必要となる。
B=1/tanθ …(4)
(4)式から判るように、(3)式で表される不要信号はAに依らない量となり、LOリークの移相量θのみ注目すれば良い。すなわち、分岐信号が通過する位相シフタの移相量は90度固定とし、ミキサ出力の直流電圧レベルをモニタしながら可変ゲインアンプのゲインBを調整する。
図6に示すように、ミキサ106の出力信号を制御電圧発生部300に供給し、制御電圧発生部300は出力信号レベルの測定結果に基づいて可変ゲインアンプ200のゲイン制御電圧を決定し可変ゲインアンプ200に与える。この制御電圧は、ミキサ106の出力信号の直流電圧値すなわち制御電圧発生部300で測定された直流電圧値が、システムに本来必要な既知の所定電圧になるような値に調整される。
従って、制御電圧発生部300は、(4)式を満たすような制御電圧を可変ゲインアンプ200に与え、LOリーク成分は分岐RF信号により打ち消され、ミキサ106の入力前にLOリーク成分がゼロになる。可変ゲインアンプ200のゲインBを調整する際は、図7に示すフローチャートに示す手順で行う。
図7において、ステップS1で可変ゲインアンプ200のゲインを最大値に設定する。次に、ステップS2でミキサ106の出力信号の直流電圧値が既知の所定電圧に収束したか否かを判別する。ここで、まだ収束していない場合にはステップS3で可変ゲインアンプ200のゲインを一定量減らしステップS2に進む。
上記ステップS3でゲインを徐々に減らし、ミキサ106の出力信号の直流電圧値が既知の所定電圧に収束するとステップS4に進んで、そのときの制御電圧維持しこの処理を終了する。このようにして、受信機の状態に最適な可変ゲインアンプ200のゲインを見つける。
図8は、本発明ダイレクトコンバージョン受信機の腰部であるミキサ周辺部の第2実施例のブロック図を示す。同図中、図6と同一部分には同一符号を付し、その説明を省略する。
図8においては、可変ゲインアンプ200のゲイン収束時間を短縮するために、常にある一定値を初期値として記憶部400に記憶保持させておき、携帯電話端末が電源オンになって、信号を受信し始めた時点で初期値記憶部400から初期値を読み出し可変ゲインアンプ200のゲインの調整を行う。
この一定値は、例えば、携帯電話端末の開発の段階で回路構成から予想されるLOリーク量から見積もり、決定した値である。
上記一定値を記憶させる他に、前回の携帯電話端末の電源オフ直前における可変ゲインアンプ200のゲインを記憶部400に制御電圧発生部300が記憶保持しておき、次に携帯電話端末が電源オンとなったとき、制御電圧発生部300が記憶部400からゲインを読み出して初期値として使用する構成であっても良い。
LOリークは、主にミキサ106のLOポートとRFポート間のアイソレーションの不完全さに依存し、時間的にLOリーク量は大きく変動しないと考えられるため、第2実施例の構成とすることで、電源オン時の直流オフセット除去完了までにかかる時間を短縮できる。
本発明によれば、ミキサ106のLOポートとRFポート間のアイソレーションが不完全であってLOポートから局部発振信号のエネルギーの一部がRFポートにリークしてきたとしても、希望ベースバンド信号の直流電圧値を測定し、その測定値に基づき適切なゲインを設定することで、そのリークを打ち消すような信号を発生させることができ、従ってLOリークによる直流オフセットがミキサ106の出力に現れない。
さらに、ミキサ106の後段のベースバンド信号に対してACカップリングや高域通過フィルタなどを付加する必要がなくなるため、それらが引き起こす過渡応答によるシステムへの悪影響を考慮する必要がなくなる。
また、本発明ではLOリークによる直流オフセットを除去できるため、付加的なLOリーク抑圧回路や、直流オフセット除去のためのデジタル処理等を行う必要がなくなり、受信機の特性向上及び負荷低減につながる。
このように、ミキサ106入力前に分岐したRF信号の位相をシフトする位相シフタ201と、位相シフト手段の入力前または後のRF信号に対するゲインを可変して増幅する可変ゲインアンプ200と、ミキサ入力前に分岐したRF信号に、位相シフタ201及び可変ゲインアンプ200を通したRF信号を加算してミキサ106に供給する加算器202とを有することにより、ダイレクトコンバージョンで発生する直流オフセットを除去でき、かつ、直流オフセット変化時の過渡応答による悪影響を与えることを防止できる。
また、位相シフタ201の移相量を90度に設定したことにより、簡単な回路構成で直流オフセットを除去できる。
また、ミキサ106の出力するベースバンド信号の直流電圧値が所定電圧になるよう可変ゲインアンプ200のゲインを制御する制御電圧発生部300を有することにより、自動的に直流オフセットを除去することが可能となる。
また、制御電圧発生部300は、可変ゲインアンプ200のゲインの初期値を最大値に設定し、ミキサの出力するベースバンド信号の直流電圧値が所定電圧になるまで可変ゲインアンプ200のゲインを減少させることにより、確実に直流オフセットを除去することが可能となる。
また、初期値を保持する記憶部400を有し、制御電圧発生部300は、可変ゲインアンプ200のゲインを記憶部400から読み出した初期値に設定し、ミキサの出力するベースバンド信号の直流電圧値が所定電圧になるまで可変ゲインアンプ200のゲインを減少させることにより、直流オフセットを除去するに要する時間を短縮することができる。
なお、位相シフタ201が請求項記載の位相シフト手段に対応し、可変ゲインアンプ200が可変ゲイン増幅手段に対応し、加算器202が加算手段に対応し、制御電圧発生部300がゲイン制御手段に対応し、記憶部400が記憶手段に対応する。
【図面の簡単な説明】
図1は、携帯電話端末の一例のブロック図である。
図2は、従来のダイレクトコンバージョン受信機の一例のブロック図である。
図3は、LOリークによる直流オフセット、希望ベースバンド信号、ACカップリングや高域通過フィルタによる周波数特性を示す周波数スペクトラムである。
図4は、LOリークによる直流オフセット及びACカップリングで直流オフセットを除去したときの信号波形図である。
図5は、従来の受信部内のミキサ周辺を抜き出して示す図である。
図6は、本発明ダイレクトコンバージョン受信機の腰部であるミキサ周辺部の第1実施例のブロック図である。
図7は、可変ゲインアンプのゲイン調整処理のフローチャートである。
図8は、本発明ダイレクトコンバージョン受信機の腰部であるミキサ周辺部の第2実施例のブロック図である。
Claims (7)
- ミキサで受信RF信号を希望波の中心周波数と同じ周波数である局部発振信号とミキシングしベースバンド信号にダウンコンバートするダイレクトコンバージョン受信機において、
前記ミキサの受信RF信号の入力側に加算手段を設け、
前記ミキサ入力前に分岐した信号の位相をシフトする位相シフト手段と、
前記分岐後であって位相シフト手段の入力前または後に設けられた可変ゲイン増幅手段による位相シフト及び増幅後の信号を前記加算手段に与えるダイレクトコンバージョン受信機。 - 請求項1記載のダイレクトコンバージョン受信機において、
前記位相シフト手段の移相量を90度に設定したダイレクトコンバージョン受信機。 - 請求項1または2記載のダイレクトコンバージョン受信機において、
前記ミキサの出力するベースバンド信号の直流電圧値が所定電圧になるよう前記可変ゲイン増幅手段のゲインを制御するゲイン制御手段を有するダイレクトコンバージョン受信機。 - 請求項3記載のダイレクトコンバージョン受信機において、
前記ゲイン制御手段は、前記可変ゲイン増幅手段のゲインの初期値を最大値に設定し、前記ミキサの出力するベースバンド信号の直流電圧値が所定電圧になるまで前記可変ゲイン増幅手段のゲインを減少させるダイレクトコンバージョン受信機。 - 請求項3記載のダイレクトコンバージョン受信機において、
初期値を保持する記憶手段を有し、
前記ゲイン制御手段は、前記可変ゲイン増幅手段のゲインを前記記憶手段から読み出した初期値に設定し、前記ミキサの出力するベースバンド信号の直流電圧値が所定電圧になるまで前記可変ゲイン増幅手段のゲインを減少させるダイレクトコンバージョン受信機。 - 請求項5記載のダイレクトコンバージョン受信機において、
前記記憶手段は、回路構成で予想される一定値を初期値として保持するダイレクトコンバージョン受信機。 - 請求項5記載のダイレクトコンバージョン受信機において、
前記記憶手段は、前回の電源オフ直前における回路構成で予想される前記可変ゲイン増幅手段のゲインを初期値として保持するダイレクトコンバージョン受信機。
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