JPH08242262A - Ｄｃオフセット補正回路 - Google Patents

Ｄｃオフセット補正回路

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JPH08242262A
JPH08242262A JP7329374A JP32937495A JPH08242262A JP H08242262 A JPH08242262 A JP H08242262A JP 7329374 A JP7329374 A JP 7329374A JP 32937495 A JP32937495 A JP 32937495A JP H08242262 A JPH08242262 A JP H08242262A
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offset
amplifier
digital
mixer
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JP7329374A
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Thomas W Baker
ウェスレイ ベイカー トーマス
Paul Cooper Davis
クーパー ディヴィス ポール
Douglas D Lopata
デー．ロパタ ダグラス
Owe George Petersen
ジョージ ピーターソン オー
Trudy Dawn Stetzler
ダウン ステッツラー トルディ
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 本発明は時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）シ
ステムに用いられる無線受信機に関する。 【解決手段】 この無線受信機は、無線周波（ＲＦ）復
調器をベースバンドチャンネルにＤＣ結合することによ
り受信データバーストの前にＤＣオフセットを相殺する
のに要する時間を減らすように構成されたＤＣ補正回路
を含む。また、この無線受信機は、ＡＣ結合沈降時間を
増加させかつＲＦ／ベースバンドインターフェースに低
い極を提供するために時間変更を有するＡＣ容量結合を
用いることもできる。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はＲＦ無線受信機に関
し、特に、デジタル無線受信機の入力信号のＤＣオフセ
ットを減少させるように構成された回路に関する。
【０００２】
【従来の技術及び発明が解決しようとする課題】デジタ
ル無線受信機は、無線周波信号を受信して電気的な無線
周波信号に変換するアンテナを含む。無線周波信号は、
次に、中間周波（ＩＦ）段で増幅するために低周波信号
に下げられる。中間周波段で、アンテナから受信した信
号は増幅され、バンドパスフィルタを通され、さらにベ
ースバンド部で処理される。ベースバンド部は、典型的
に、アナログ／デジタルコンバータ（Ａ／Ｄ）に接続さ
れた共通モードレベルシフト用増幅器とフィルタ部を含
む。上述のベースバンド部の前段にはＲＦ復調器があ
り、到来ＲＦ信号を中間周波範囲にダウンコンバートす
る。次いで、中間周波信号は分割され、クォドラチャ復
調器に入力される。このクォドラチャ復調器は入力信号
の周波数をそのベースバンド周波数に下げるように動作
し、その後、データ情報の抽出のためにその信号を準備
する。
【０００３】理想的には、ベースバンド部にはＤＣオフ
セットがなく、ベースバンド信号のＤＣ成分は送信信号
のＤＣ成分に起因する。しかしながら、実際の実行時、
無線構成要素の固有な不整合及び／または局部発振器の
漏洩に起因して、ＲＦ復調器にＤＣオフセットが存在す
る。さらに、ベースバンド部は、典型的に、その不整合
がチャンネルの全ＤＣオフセットを増加させるトランジ
スタ及び抵抗を用いて提供される。この好ましくないＤ
Ｃオフセットは従来のアナログ無線受信機で受け入れで
きることがあるが、デジタル無線受信機は、従来のアナ
ログ無線受信機と対照的にオフセットエラーに対してよ
り低い許容誤差を有する。デジタル無線受信機に固有の
ＤＣオフセットは、補正されないままだと、出力信号に
ＤＣエラーを加え、デジタル無線受信機のダイナミック
レンジを制限するように働く。
【０００４】ＲＦ復調器のＤＣオフセットは比較的大き
いことがあり、ベースバンド部の後段の利得でさらに増
加するので、ＲＦ復調器オフセットは遮断するかまたは
補正するかしなければならない。従来技術の１つは、Ｒ
Ｆ部からのＤＣオフセットの伝達を防ぐためにＲＦ部と
ベースバンド部間のインターフェースを容量結合するこ
とである。したがって、定常状態では、ＤＣ信号は通過
せず、ＲＦ復調器ＤＣオフセットは遮断される。しかし
ながら、この技術は、その最も基本的な形態において、
連続受信データバースト間で電力低下が起きるというシ
ステム実行上の過渡的沈降時間問題を生じる。データバ
ースト間の電力低下は、時分割多重アクセス（ＴＤＭ
Ａ）チャンネルを用いる同種のアプリケーションでは電
力を減らして会話時間を増やすのに好ましいことが注目
される。
【０００５】さらに、ＡＣ信号エネルギーのほとんどが
インターフェースを通過するのを保証するために、結合
コンデンサ及びベースバンド入力インピーダンス（それ
らの周波数で低いＲＦ出力段インピーダンスを消費す
る）から生じる最大極周波数は、せいぜい数百ヘルツに
制限しなければならない。したがって、有効なバースト
データの受信前にこれらのコンデンサを最終ＤＣ値まで
充電するのに要する沈降時間は、数十または数百ミリ秒
になることがある。しかしながら、ＧＳＭ規格（移動通
信規格用グローバルシステム）では、受信／モニターバ
ースト間は１ミリ秒以下である。したがって、このよう
なＧＳＭ規格では、ＤＣオフセットの伝達を防ぐために
従来技術で以前に達成されたのより早い沈降技術が要求
される。よって、特にＧＳＭデジタル無線受信機では、
好ましくないＤＣオフセットを非常に短時間で補正する
必要がある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明は、ＤＣオフセッ
トを伴う入力信号を受信して同相（Ｉ）及びクォドラチ
ャ（Ｑ）信号に復調する無線受信機に関する。この無線
受信機は、固定局送信機からの入力無線信号を受信する
アンテナと、該アンテナに接続され、前記入力信号から
中間周波（ＩＦ）信号を発生するミキサーを含む。ＡＣ
結合コンデンサはミキサーを復調回路に接続する。復調
回路は、ＩＦ信号をそれぞれ同相Ｉ）及びクォドラチャ
（Ｑ）信号に復調するように構成される。
【０００７】復調回路は、ＩＦ信号をそれぞれＩ及びＱ
信号に変換する第１及び第２のミキサーを含む。復調回
路はさらに第１及び第２のＤＣ補正回路を含み、各ＤＣ
回路は、それぞれ第１及び第１のミキサーに接続される
ローパスフィルタを含む。第１及び第２のＤＣ補正回路
は、入力無線信号の受信前に第１及び第２のミキサーと
関連するＤＣオフセットを蓄積するように適応される。
第１及び第２のＤＣ補正回路は、さらに、入力無線信号
の受信中、第１及び第２のミキサーのＩ及びＱ出力信号
から上述の蓄積されたＤＣオフセットを減算するように
適応される。
【０００８】本発明による無線受信機は、さらに、ベー
スバンド信号を増幅するように適応されたプログラマブ
ル利得増幅器と、増幅されたベースバンド信号の不十分
なサンプリングに起因する疑似エラー歪みを補正する疑
似防止フィルタを含む。アナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）
コンバータが疑似防止フィルタに接続され、疑似防止フ
ィルタのアナログ出力信号をデジタル信号に変換する。
さらに、デシメーション兼フィルタ回路がＡ／Ｄコンバ
ータに接続され、Ａ／Ｄコンバータからの出力デジタル
信号の１／１０を除く。ＤＣ補正回路は、プログラマブ
ル利得増幅器の入力端子に接続され、ベースバンド信号
と関連するＤＣオフセットを蓄積し、この蓄積されたＤ
Ｃオフセットをプログラマブル利得増幅器への入力ベー
スバンド信号から減算するように適応される。
【０００９】本発明の前記特徴は、添付図面と共に行わ
れる本発明による装置の実施例の以下の詳細な説明の記
載により、容易に明らかになり理解することができるだ
ろう。
【００１０】
【発明の実施の形態】次に図面を参照すると、同一参照
数字は同種または同一の構成要素を表わし、図１は、一
般に参照数字１０で表わされる本発明による単一中間周
波（ＩＦ）経路を示す。単一ＩＦ経路１０は、参照によ
りここに含まれる多数のデジタル無線受信機で好適に実
行されるように適応される。以下により詳細に説明され
るように、単一ＩＦ経路１０は、デジタル無線受信機の
ＲＦ復調部で実行されるように適応され、ＲＦ信号を単
一ＩＦ信号にダウンコンバートし、続いてこのＩＦ信号
をそのベースバンド同相（Ｉ）及びクォドラチャ（Ｑ）
信号に復調するように動作する。手短に言えば、単一Ｉ
Ｆ経路１０は、低雑音増幅器１２、ミキサー１６、局部
発振器（ＬＯ）１８、バンドパスフィルタ２０及び可変
利得増幅器２２を含む。この好適な実施例は、送信機５
０と本発明の単一ＩＦ経路１０を含む受信機６０との間
で無線周波信号を伝達する無線周波装置を包含すること
が注目される。好適には、送信機５０は固定局無線送信
機である。しかしながら、送信機５０はこのような固定
局無線送信機に限らず、むしろどんな送信機（すなわち
移動送信機）も含めることができることがわかる。
【００１１】単一ＩＦ経路が送信ＲＦ信号を単一ＩＦ信
号にダウンコンバートし、続いて、このＩＦ信号をベー
スバンドＩ及びＱ信号に復調する方法は、図１得お参照
して説明する。まず、アンテナ１１は無線周波信号を電
子的無線周波（ＲＦ信号に変換する。次いで、ＲＦ信号
は低雑音増幅器１２で増幅され、閉スイッチ１９を介し
てミキサー１６に結合される。第２のスイッチ２１は、
局部発振器（ＬＯ）１８信号をミキサー１６に結合でき
るように閉じられる。ミキサー１６は、局部発振器１８
周波数を到来無線周波信号と混合し、周波数データをＩ
Ｆ信号に下げるように動作する。ミキサー１６の出力は
ＩＦ信号となり、次いで、ミキサー１６に接続されたバ
ンドパスフィルタ２０でろ波される。次いで、上述のバ
ンドパスＩＦ信号は、バンドパスフィルタ２０に直列接
続された可変利得増幅器２２で増幅される。可変利得増
幅器２２は、ＩＦ信号を、飽和を避けかつ受信機６０の
残りの回路による実行に適するレベルにするべく補正電
圧レベルに増幅するように動作する。従来と同様に、可
変利得増幅器２２は到来無線周波信号の測定された電力
で制御される。さらに、ＩＦ信号はコンデンサ２８を介
してクォドラチャ復調回路にＡＣ結合される。コンデン
サ２８はバンドパスＩＦ信号のＤＣ成分を遮断するよう
に機能する。
【００１２】上述のクォドラチャ復調回路はミキサー３
０及び３２を含み、これらは共に、中間周波数（ＩＦ）
で動作する局部発振器３４に接続される。局部発振器３
４の周波数は、ミキサー３２に接続された位相シフター
３６で９０°シフトされる。したがって、ミキサー３０
及び３２と、局部発振器３４と、位相シフター３６の組
み合わせは、互いに位相が９０°ずれた２つの信号を発
生するように動作する。今後、２つの出力信号は同相
（Ｉ）信号及びクォドラチャ（Ｑ）信号と呼ばれる。さ
らに、それぞれＩまたはＱベースバンド信号は、情報信
号を含むＡＣ成分と、上述のＩＦ信号の搬送波成分の復
調であるＤＣ成分を伴う。Ｉ及びＱデータ信号は、受信
機６０のベースバンド回路で解明されて、無線電話シス
テムで用いられるべきデジタルデータを生成するベース
バンド信号である。Ｉ及びＱ回路は互いに同等なので、
繰り返しを避けるため、同相信号（Ｉ）回路のみがこの
時点から示される。
【００１３】従来と同様に、市販のＲＦ送信機は理想的
なものでないので、ＲＦ信号は典型的に情報成分と共に
わずかのＤＣ搬送波成分を有する。従来の一体的受信機
では、わずかな量の局部発振器３４中間周波信号が典型
的に可変利得増幅器２２に漏洩する。本発明では、上述
の漏洩局部発振器中間周波信号は可変利得増幅器２２で
増幅され、コンデンサ２８を介してミキサー３０に結合
される。ミキサー３０は局部発振器ＩＦ信号をＤＣレベ
ルに復調するように動作する。次いで、合成されたＤＣ
オフセットとＡＣ情報信号は、ＤＣ補正回路３８を介し
て増幅器４０に結合され、増幅器４０の出力はＡ／Ｄコ
ンバータ４２に直接結合される。上述の直接結合は従来
のＡＣ結合方法に比べて電力を節約する。なぜなら、上
述の直接結合構成により、増幅器４０及びＡ／Ｄコンバ
ータ４２は、本発明のＩＦ経路１０を実行するデジタル
受信機６０で受信されるデータパルス間でオフされるか
らである。さらに、上述のＤＣオフセットの振幅はＡＣ
情報信号の振幅に対してかなりなものになることがある
ので、Ａ／Ｄコンバータ４２のダイナミックレンジはか
なり減少する。ＤＣオフセットの振幅は可変利得増幅器
２２の利得設定に正比例し、増幅器２２の利得設定の変
化に応じて変化する。
【００１４】移動通信規格用グローバルシステム（ＧＳ
Ｍ）では、無線電話装置は時分割多重アクセスデータを
送受信する。ＴＤＭＡシステムでは、無線電話はいくつ
かの“バースト”（タイムスロット）状態で固定送信機
５０にデータを送信したりそれからデータを受信したり
するだけである。ＴＤＭＡ送受信方法の一例は図２に示
される。ＧＳＭにおいて、セルラー電話機の情報を運ぶ
“受信”バースト４４が受信される。“送信”バースト
４６は“受信”バーストに続き、あらかじめ定められた
タイムスロット（好適には０．５７７ｍｓｅｃ）でデー
タを送信する。あらゆる“受信”バーストの前及びあら
ゆる“送信”バーストの後には、周知のようにＲＦ電力
測定機能を実行する“モニター”機能４０がある。“モ
ニター”機能４０の直後は“沈黙”時間（０．５７７ｍ
ｓｅｃ）の期間であり、ここではＲＦ機能は実行されな
い。“モニター”機能４０及び“受信”バースト４４は
互いに０．５７７ｍｓｅｃだけ離れて生じ、この時間内
で、受信機５０は周波数及び利得を変更しなければなら
ないので、受信デーがひずむのを避けるために補正ＤＣ
バイアス電圧に素早く調整するということが受信機回路
の負担となる。連続するパルスは同一送信機からではな
いので、上述の単一ＩＦ経路１０は、可変利得増幅器２
２（図１）が相応じてＡ／Ｄコンバータ４２の最大ダイ
ナミックレンジを可能にするべく信号レベルを最適にす
るために調整されるように、校正しなければならない。
したがって、“受信”バースト４４タイムスロットのた
めの可変増幅器２２の利得は、“受信”バースト４４の
連続にわたってＤＣを含むベースバンド信号をモニター
し続けることにより一定に調整され維持される。さら
に、この利得は、“受信”バースト４４に関して上記に
説明した手順を用いて“モニター”機能４０の間異なる
値に一定に調整される。
【００１５】図１に戻ると、上述の各“受信”４４及び
“モニター”バースト４０の前に、ミキサー３０のＤＣ
出力は、ＤＣ補正回路３８（サンプルホールド回路を含
む）に蓄積され、上述の各データバーストの間ミキサー
３０の出力から減算される。単一ＩＦ経路１０の校正の
促進において、受信ＲＦ信号は各スイッチ１９及び２１
を開くことにより除去される。各スイッチ１９及び２１
は、ミキサー３０がアンテナ１１からの各信号を受信す
るのを防ぐばかりでなく、可変利得増幅器２２からの雑
音信号のピークを捕捉するために瞬間的なサンプリング
が可能になるように機能する。可変利得増幅器２２の雑
音帯域幅が大きくなってＩＦバンドパスフィルタ２０で
制限されないことがあるので、上述の雑音帯域幅を減ら
して誤ったサンプルを防止するために、ローパスフィル
タ（図示しない）をＤＣ補正回路３８に含めることがで
きることが注目される。上述のローパスフィルタは、好
適には校正バースト時間（約０．５ｍｓ）の間に沈降す
るように構成されるが、その帯域幅はまだ上述のベース
バンド（すなわち１００ＫＨｚ）より非常に小さくな
る。したがって、その結果生じる、チャンネル内の雑音
に起因する補正されたＤＣオフセットのエラーと（Ａ／
Ｄコンバータ４２の出力で）呼ばれる出力は、６０（デ
ジタル無線チャンネル全体）の最大利得で１ ＬＳＢ
（最下位ビット）以下になる。
【００１６】上記に説明されているデジタル無線受信機
６０のＲＦ部の単一ＩＦ経路１０に対して、説明は、次
に、本発明に従いかつ図３の概略ブロック図に示され、
一般に参照数字１００で表わされたＤＣ直接結合インタ
ーフェース回路に向ける。直接結合インターフェース回
路１００は、上記に説明した単一ＩＦ経路回路１０と共
にデジタル無線受信機６０のベースバンドコンバータ部
で実行されるように構成する。以下により詳細に説明さ
れるように、このインターフェース回路１００は、デジ
タル無線受信機６０において上述のデータバーストの間
にＤＣオフセットを相殺するために必要な時間を減少さ
せるように動作する。
【００１７】直接結合インターフェース回路１００は、
上記に説明した単一ＩＦ経路１０を含む受信機６０（図
１）のＲＦ復調部１０２に接続される。この直接結合イ
ンターフェース回路１００はレベルシフト増幅器１０４
を含む。レベルシフト増幅器１０４は、入力信号を公称
ＤＣバイアスレベルに調整するように機能し、プログラ
マブル利得増幅器１０８に接続される。プログラマブル
利得増幅器１０８は疑似防止フィルタ１１０に接続さ
れ、周知のように、アンテナ１１を介する入力信号の信
号利得を処理に適するレベルに調整するように機能する
が、疑似防止フィルタ１１０は、その不十分なサンプリ
ングに起因してベースバンド信号上に導入される疑似エ
ラーを補償するように機能する。アナログ／デジタルコ
ンバータ（Ａ／Ｄ）１１２は、疑似防止フィルタ１１０
とデジタルデジメーション兼フィルタ回路１１４の両方
に接続され、疑似防止フィルタ１１０の出力アナログ信
号を、デジタルデジメーション兼フィルタ回路１１４に
入力されるデジタル信号に変換する。デジタルデジメー
ション兼フィルタ回路１１４は、その出力がデジタル信
号処理装置（図示しない）に結合されるＲＸチャンネル
ワードバッファ１１６に接続され、周知のように、Ａ／
Ｄコンバータ１１２の出力をデジタルワードサンプルに
変換するように動作する。上述の構成要素は全て当業者
に容易にわかるものであり、上述のＧＳＭデジタル無線
受信機６０のベースバンドコンバータ部を形成するよう
に構成されることがわかる。
【００１８】どんなＤＣオフセット（すなわち残留ＤＣ
オフセット）も消去するために、直接結合インターフェ
ース回路１００はＤＣオフセット補正回路１１８，１２
０及び１２２を含む。ＤＣオフセット補正回路１１８
は、レベルシフト増幅器１０４とプログラマブル利得増
幅器１０８の中間に接続され、ＲＦ復調器１０２及びレ
ベルシフト増幅器１０４によって作り出されるまたは通
過するどんなＤＣオフセットも除去するように適応され
る。ＤＣオフセット補正回路１２０は、プログラマブル
利得増幅器１０８と疑似防止フィルタ１１０の中間に接
続され、プログラマブル利得増幅器１０８と疑似防止フ
ィルタ１１０により作り出されるまたは通過するどんな
ＤＣオフセットも除去すると共に、ＤＣオフセット補正
回路１２０からのどんな残留オフセットも除去するよう
に適応される。ＤＣオフセット補正回路１２２は、好適
には、デジタルデジメーション兼フィルタ回路１１４の
出力に結合されるデジタルオフセット蓄積レジスタを含
み、Ａ／Ｄコンバータ１１２により作り出されるまたは
通過するどんなＤＣオフセットも除去するように適応さ
れる。ＤＣオフセット補正回路１１８，１２０及び１２
２の動作は更に以下に説明される。プログラマブル利得
増幅器１０８のダイナミックレンジが制限されなけれ
ば、ＤＣオフセット補正回路１１８は必要ない。この構
成では、ＲＦ復調器１０２、共通モードレベルシフト増
幅器１０４、プログラマブル利得増幅器１０８及び疑似
防止フィルタ１１０のＤＣオフセットは、ＤＣ補正回路
１２０で蓄積して補正することができる。
【００１９】引き続き図３を参照すると、直接結合イン
ターフェース回路１００におけるＤＣオフセットの相殺
は実質的に２つの位相で発生する。第１の位相に関し
て、デジタル無線受信機６０の電力アップサイクルの間
またはユーザーの要求で、ＤＣオフセット補正回路１２
２のデジタルオフセット蓄積レジスタは、Ａ／Ｄコンバ
ータ１１２で発生するＤＣオフセットをデジタルワード
として蓄積する。上述のデジタルワード（Ａ／Ｄコンバ
ータ１１２のＤＣオフセット）は、ＲＸチャンネルワー
ドバッファ１１６に蓄積する前に、デジタルデジメーシ
ョン兼フィルタ回路１１４の各出力デジタル値から減算
される。したがって、Ａ／Ｄコンバータ１１２のＤＣオ
フセットは、ＤＣオフセット補正回路１２２を介してデ
ジタルデジメーションフィルタ回路１１４の出力信号か
ら相殺される。
【００２０】残りのＤＣオフセット補正回路１１８及び
１２０に関して、以下に説明されるＤＣオフセット相殺
位相は、ＤＣオフセット相殺がユーザーより要求された
時に、上記に説明したようなあらゆる“受信”バースト
４４または“モニター”機能４０の前に生じる。ベース
バンド受信機部６０（図１）は、以下に説明されるオフ
セット蓄積工程を終了するために“受信”バースト４４
前に約５００μｓ電力アップされる。さらに、長い事前
バースト電力アップが、ベースバンド プログラマブル
利得増幅器１０８への入力の正確な蓄積を可能にする十
分なレベルまで、到来復調器オフセット信号のピーク雑
音をろ波しかつ減らすために必要とされる。
【００２１】ＤＣオフセット補正回路１１８は、好適に
は、各々の“受信された”データバースト４４（図２）
の前にＲＦ復調器１０２及びレベルシフト増幅器１０４
の両方からのＤＣオフセットを蓄積するように適応され
る。上述したレベルシフト増幅器１０４及びＲＦ復調器
１０２のＤＣオフセットは、好適に、プログラマブル利
得増幅器１０８の入力の第２の差動対の両端に配置され
た入力コンデンサに蓄積される。したがって、この電圧
オフセットは、ＤＣオフセット補正回路１１８を介し
て、プログラマブル利得増幅器１０８の入力信号から減
算される。
【００２２】ＤＣオフセット補正回路１２０は、プログ
ラマブル利得増幅器１０８及び疑似防止フィルタ１１０
からのＤＣオフセットと、ＤＣオフセット補正回路１１
８からの残留オフセットとを蓄積するように適応され
る。ＤＣオフセット補正回路１１８及び１２０は同時に
能動蓄積形態になることが注目される。したがって、Ｃ
オフセット補正回路１１８が理想的なものでないことに
より生じるどんな残留エラーもＤＣオフセット補正回路
１２０で補正される。さらに、疑似防止フィルタ１１０
の出力ＤＣオフセットは、プログラマブル利得増幅器１
０８の出力ＤＣオフセットを含み、好適には疑似防止フ
ィルタ１１０の入力の第２の差動対の両端に配置された
入力コンデンサ（図示しない）を介して、ＤＣオフセッ
ト補正回路１２０に蓄積される。次いで、この上述のＤ
Ｃオフセット電圧は、ＤＣオフセット補正回路１２０を
介して、疑似防止フィルタ１１０の入力信号から減算さ
れる。
【００２３】本発明によるＤＣオフセット補正回路の他
の好適な実施例において、図４は、時定数変更を有する
容量結合インターフェース回路２００を示す。インター
フェース回路２００は、レベルシフト増幅器１０４及び
ＤＣオフセット補正回路１１８の除去と、コンデンサ２
０２，スイッチ２０４、抵抗２０６及び２０８の提供と
のほかは、インターフェース回路１００（図３）と実質
的に同等である。
【００２４】コンデンサ２０２は、インターフェース回
路２００が定常状態にある時、ベースバンドコンバータ
部２５０とＲＦ復調器１０２の間でＤＣ信号を遮断する
ように動作する。コンデンサ２０２と抵抗２０８間で形
成される合成極は、ＲＦ復調器１０２の低周波信号エネ
ルギーがインターフェース回路２００を通過するのに十
分なほど低くなるように構成される。しかしながら、上
述の低周波極は、固有的に、ＤＣオフセット信号沈降前
の長い時定数及び沈降時間を意味する。さらに、上述の
長い沈降時間は過渡的な電力アップ及びダウンをもたら
し、ＧＳＭ ＴＤＭＡフレームレートを達成するのが困
難になり、そのため、ＤＣオフセット及び共通モード電
圧は十分な沈降時間を持っていない。
【００２５】上述の沈降時間問題は、本発明のインター
フェース回路２００においてコンデンサ２０２と抵抗２
０８で形成されるＲＣ回路の時定数のタウ（τ）を変更
することにより未然に防がれる。好適には、抵抗２０８
は、さらに、プログラマブル利得増幅器１０８の入力抵
抗を表わすべきである。さらに、プログラマブル利得増
幅器１０８の入力インピーダンスは、スイッチ２０４を
閉じてコンデンサを抵抗２０６に接続することにより減
少する。ここで、抵抗２０６の抵抗値は抵抗２０８の抵
抗値より小さい値からなる。τは減少するので、ＲＦ復
調器１０２とベースバンドは、ＤＣ電圧を結合コンデン
サ２０２で沈降させるのを可能にするのに十分に早く電
力アップすることができ、ＲＦ復調器１０２からのＤＣ
信号の発生を遮断する。したがって、結合コンデンサ２
０２は、図１のＤＣオフセット補正回路１１８と対照的
に、ＤＣオフセット蓄積素子になる。さらに、抵抗２０
６は、雑音をコンデンサ２０２のＤＣオフセット蓄積中
ろ波するのを可能にするのに十分低い極周波数を発生す
る抵抗値とすることができ、さらに、共通モード基準点
（図示しない）に接続される。
【００２６】インターフェース回路２００のＤＣオフセ
ット相殺動作は、ＲＦ復調器１０２のＤＣオフセット相
殺を除いて上記に説明したインターフェース回路１００
（図１）と同じである。ＲＦ復調器１０２のＤＣオフセ
ットは、あらゆる受信データバースト（図２）の前にイ
ンターフェース回路２００に蓄積される。上記に説明し
た単一ＩＦ経路１０を含むＲＦ復調器１０２は、そのＤ
Ｃオフセットをプログラマブルゲート増幅器１０８に供
給するように構成される。スイッチ２０４は、上記に説
明したように、ＲＣ（２０２，２０８）時定数を減らす
ために閉じられる。
【００２７】本発明は好適な実施例に関してとく図示さ
れ説明されたが、本発明の範囲及び精神から逸脱するこ
となく形態及び詳細の種々の変更を行なうことができる
のは当業者にわかるだろう。例えば、当業者は以下に限
らない同様な実施例にここに開示された発明を適用する
ことができることがわかる。すなわち、受信入力信号を
直接ベースバンド周波数に変換する無線受信機や、いく
つかの可変利得ベースバンド回路を含む無線受信機であ
る。さらに、上記に説明した回路方式は、二重中間周波
システムの第２の中間周波段に用いることができるよう
にもくろまれている。したがって、上記に示唆されたよ
うな変更は、それに限らず、本発明の範囲内にあると考
えるべきである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるデジタル無線受信機の単一中間周
波信号経路の回路図である。
【図２】時分割多重アクセス（ＤＴＭＡ）送信装置に用
いられるタイムスロット構造図である。
【図３】本発明を具体化した図１のデジタル無線受信機
のベースバンドコンバータ部のブロック図である。
【図４】図３のベースバンドコンバータ部の他の実施例
である。
フロントページの続き (72)発明者 ポール クーパー ディヴィス アメリカ合衆国 19605 ペンシルヴァニ ア，リーディング，リヴァー ロード 3601 (72)発明者 ダグラス デー．ロパタ アメリカ合衆国 19512 ペンシルヴァニ ア，ボイヤータウン，ファーネス ラン ロード 70 (72)発明者 オー ジョージ ピーターソン アメリカ合衆国 53005 ウィスコンシン, ブルックフィールド，タリータウン ロー ド 3565 (72)発明者 トルディ ダウン ステッツラー アメリカ合衆国 19605 ペンシルヴァニ ア，リーディング，ストーズ フェリー ブリッジ ロード 3241

Claims (18)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 入力信号を受信する無線受信機であっ
    て、 （ａ）入力無線信号を受信する手段と、 （ｂ）前記受信手段に接続され、前記入力無線信号から
    中間周波（Ｉ）信号を発生する手段と、 （ｃ）前記中間周波手段に接続され、前記ＩＦ信号を同
    相（Ｉ）及びクォドラチャ（Ｑ）信号に復調する復調手
    段とからなり、前記復調手段は、 （ｉ）前記ＩＦ信号から前記Ｉ及びＱ出力信号をそれぞ
    れ供給する第１及び第２のミキサーと、 （ｉｉ）それぞれ前記第１及び第２のミキサーに接続さ
    れた第１及び第２のＤＣ補正回路とを含み、各ＤＣ補正
    回路は、それぞれローパスフィルタを含み、前記入力信
    号の受信前に前記第１のミキサーの第１のＤＣオフセッ
    トと前記第２のミキサーの第２のＤＣオフセットをそれ
    ぞれ蓄積し、前記入力信号の受信中に前記第１及び第２
    のミキサーの前記第１及び第２のＤＣオフセットを減算
    するように適応されていることを特徴とする無線受信
    機。
  2. 【請求項２】 請求項１記載の無線受信機において、前
    記復調手段はさらに、 （ｉｉｉ）それぞれ前記第１及び第２のＤＣ補正回路に
    接続され、前記第１及び第２のＤＣ補正回路のそれぞれ
    の出力Ｉ及びＱ信号を増幅する第１及び第２の増幅器手
    段を含む無線受信機。
  3. 【請求項３】 請求項２記載の無線受信機において、前
    記復調手段はさらに、 （ｉｖ）それぞれ前記第１及び第２の増幅器に接続さ
    れ、前記第１及び第２の増幅器の書く出力信号をデジタ
    ル信号に変換する第１及び第２のアナログ／デジタルコ
    ンバータを含む無線受信機。
  4. 【請求項４】 請求項３記載の無線受信機において、前
    記入力信号受信手段は、低雑音増幅器に接続されて前記
    入力無線信号を増幅するアンテナを含む無線受信機。
  5. 【請求項５】 請求項４記載の無線受信機において、前
    記中間周波手段は、前記低雑音増幅器及び局部発振器に
    接続された第３のミキサーを含み、前記復調手段はさら
    に、前記低雑音増幅器と前記ミキサーの中間に接続され
    た第１のスイッチと、前記ミキサーと前記発振器の中間
    に接続された第２のスイッチを含み、それにより、前記
    第１及び第２のスイッチが開位置にある時は、前記第１
    及び第２のＤＣ補正回路の前記ローパスフィルタは沈降
    せしめられる無線受信機。
  6. 【請求項６】 請求項５記載の無線受信機において、前
    記中間周波手段はさらに、前記第３のミキサーの出力信
    号を前記復調手段に結合するＡＣコンデンサを含む無線
    受信機。
  7. 【請求項７】 請求項６記載の無線受信機において、ク
    ォドラチャ復調方式無線受信機である無線受信機。
  8. 【請求項８】 無線受信機における実行に適応され、信
    号中のＤＣオフセットを補正する装置であって、 （ａ）受信した無線周波信号をベースバンド信号に復調
    する無線周波復調手段と、 （ｂ）前記復調手段に接続され、前記ベースバンド信号
    を増幅するプログラマブル利得増幅器と、 （ｃ）前記ベースバンド信号に起因する歪みを補正する
    疑似防止フィルタと、 （ｄ）前記疑似防止フィルタに接続され、前記疑似防止
    フィルタの出力信号をデジタル信号に変換するアナログ
    ／デジタルコンバータと、 （ｅ）前記アナログ／デジタルコンバータに接続された
    デジタルデシメーション兼フィルタ回路と、 （ｆ）前記復調手段及び前記プログラマブル利得増幅器
    に接続され、前記復調手段からのＤＣオフセットを蓄積
    して、前記蓄積されたＤＣオフセットを前記プログラマ
    ブル利得増幅器への前記受信無線信号から減算するよう
    に構成されていることを特徴とするＤＣオフセット補正
    装置。
  9. 【請求項９】 請求項８記載のＤＣオフセット補正装置
    において、さらに、前記プログラマブル利得増幅器及び
    前記疑似防止フィルタに接続された第２のＤＣ補正回路
    を含み、前記第２のＤＣ補正回路は、前記プログラマブ
    ル利得増幅器及び前記疑似防止フィルタからのＤＣオフ
    セットを蓄積し、前記蓄積されたＤＣオフセットを前記
    疑似防止フィルタへの入力信号から減算するように構成
    されているＤＣオフセット補正装置。
  10. 【請求項１０】 請求項９記載のＤＣオフセット補正装
    置において、さらに、前記アナログ／デジタルコンバー
    タに接続された第３のＤＣ補正回路を含み、前記第３の
    ＤＣ補正回路は、前記アナログ／デジタルコンバータか
    らのＤＣオフセットを蓄積し、前記蓄積されたＤＣオフ
    セットを前記デジタルデシメーション兼フィルタ回路の
    出力信号から減算するように構成されているＤＣオフセ
    ット補正装置。
  11. 【請求項１１】 請求項１０記載のＤＣオフセット補正
    装置において、さらに、前記復調手段と前記プログラマ
    ブル利得増幅器の中間に接続され、前記復調手段の前記
    ベースバンド出力信号を増幅するレベルシフト増幅器を
    含むＤＣオフセット補正装置。
  12. 【請求項１２】 請求項１１記載のＤＣオフセット補正
    装置において、前記第１のＤＣ補正回路は、レベルシフ
    ト増幅器に接続される追加回路であり、前記復調手段及
    び前記レベルシフト増幅器からのＤＣオフセットを蓄積
    し、前記蓄積されたＤＣオフセットを前記プログラマブ
    ル利得増幅器への前記入力信号から減算するように構成
    されているＤＣオフセット補正装置。
  13. 【請求項１３】 請求項１０記載のＤＣオフセット補正
    装置において、前記第１のＤＣ補正回路は、入力抵抗に
    直列に接続されたＡＣ結合コンデンサを含み、それによ
    り、前記ＡＣ結合コンデンサと前記入力抵抗は時定数を
    持ち、前記ＡＣ結合コンデンサはさらに前記復調手段に
    接続されると共に前記入力抵抗はさらに前記プログラマ
    ブル利得増幅器に接続され、前記ＤＣ補正回路はさらに
    第２の抵抗に直列に接続されたスイッチを含み、前記ス
    イッチと前記第２の抵抗は前記ＡＳＣ結合コンデンサと
    前記入力抵抗の中間に接続されているＤＣオフセット補
    正装置。
  14. 【請求項１４】 請求項１３記載のＤＣオフセット補正
    装置において、前記スイッチは、無線周波信号の受信中
    は閉位置にあり、無線周波信号の受信前は開位置にある
    ように構成され、それにより、前記スイッチが前記閉位
    置にある時は、前記時定数は前記ＡＣ結合コンデンサに
    関して減少するＤＣオフセット補正装置。
  15. 【請求項１５】 請求項８記載のＤＣオフセット補正装
    置において、前記無線受信機はクォドラチャ復調方式時
    分割多重アクセス無線受信機であるＤＣオフセット補正
    装置。
  16. 【請求項１６】 時分割多重アクセス無線受信機で受信
    した信号中のＤＣオフセットの補正方法であって、 （ａ）受信した無線周波信号をベースバンド信号に復調
    する工程と、 （ｂ）前記ベースバンド信号をデジタル信号に変換する
    工程と、 （ｃ）前記デジタル信号と関連するＤＣオフセットを蓄
    積する工程と、 （ｄ）前記デジタル信号をデシメートする工程と、 （ｅ）前記デジタル信号と関連する前記蓄積されたＤＣ
    オフセットを前記デシメートされたデジタル信号から減
    ずる工程とからなることを特徴とするＤＣオフセット補
    正方法。
  17. 【請求項１７】 請求項１６記載のＤＣオフセット補正
    方法において、さらに、 （ｆ）前記ベースバンド信号を増幅する工程と、 （ｇ）前記増幅されたベースバンド信号中の疑似エラー
    を補正する工程と、 （ｈ）前記増幅されたベースバンド信号と前記疑似補正
    された信号とに関連するＤＣオフセットを蓄積する工程
    と、 （ｉ）前記前記増幅されたベースバンド信号と前記疑似
    補正された信号とに関連する前記蓄積されたＤＣオフセ
    ットを前記増幅されたベースバンド信号から減ずる工程
    を含むＤＣオフセット補正方法。
  18. 【請求項１８】 請求項１７記載のＤＣオフセット補正
    方法において、さらに、 （ｊ）前記ベースバンド信号と関連するＤＣオフセット
    を蓄積する工程と、 （ｋ）前記ベースバンド信号と関連する前記蓄積された
    ＤＣオフセットを減ずる工程を含むＤＣオフセット補正
    方法。
JP7329374A 1994-12-20 1995-12-19 Ｄｃオフセット補正回路 Withdrawn JPH08242262A (ja)

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