JPWO2002056461A1 - 高周波用半導体装置 - Google Patents
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Abstract
この発明に係る高周波用半導体装置は、マルチフィンガＨＢＴの電流集中を抑制しながら、雑音特性の劣化や利得の低下、および電力効率の低下の改善を図ったもので、増幅器１０の初段及び出力段を構成するマルチフィンガＨＢＴにおいて、この初段のマルチフィンガＨＢＴ１２を構成する基本ＨＢＴ１４を、ＨＢＴ１４ａとこのＨＢＴ１４ａのエミッタに接続されたエミッタ抵抗１４ｂとで構成し、出力段のマルチフィンガＨＢＴ１６を構成する基本ＨＢＴ１８を、ＨＢＴ１８ａとこのＨＢＴ１８ａのベースに接続されたベース抵抗１８ｃとで構成したものである。この発明に係る高周波用半導体装置は衛星通信、地上マイクロ波通信、移動体通信等に使用する高出力電力増幅器として有用である。
Description
技術分野
この発明は、高周波用装置に関するもので、特にマルチフィンガヘテロ接合バイポーラトランジスタを用いた増幅器の電力効率と雑音特性と熱的安定性の改善に関する。
背景技術
最近の携帯端末機、例えば携帯電話の普及においては、小型軽量化が開発の重要なポイントとなっており、高出力電力増幅器がキーパーツになってきている。
ヘテロ接合バイポーラトランジスタ（Ｈｅｔｅｒｏｊｕｎｃｔｉｏｎ ｂｉｐｏｌａｒ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ、以下ＨＢＴという）は高い電流利得βを有し、エミッタをＡｌＧａＡｓで、ベースをＧａＡｓで構成したＧａＡｓ系のＨＢＴではその高速性と合わせて、携帯電話の高出力電力増幅器に多く用いられている。
高出力化を実現するためには、ＨＢＴでは所定の出力を得るために大きなエミッタサイズが必要になる。この大きなエミッタサイズを得るためには、ベース抵抗を低減するために幅の狭いエミッタで構成したＨＢＴを複数個並列に接続した、いわゆるマルチフィンガ構成とすることが必要である。以下このマルチフィンガ構成のＨＢＴをマルチフィンガＨＢＴ、このマルチフィンガＨＢＴを構成する個々のＨＢＴを基本ＨＢＴと呼ぶことにする。
第１１図は従来の高出力電力増幅器の構成を示すブロック図である。
第１１図において、１００は電力増幅器、１０２は電力増幅器１００の初段として働くマルチフィンガＨＢＴ、１０４はマルチフィンガＨＢＴ１０２の基本ＨＢＴで、Ｘ１１、Ｘ１２、・・・、Ｘ１ｍ、が並列に接続されている。個々の基本ＨＢＴ１０４は、ＨＢＴ１０４ａとこのＨＢＴ１０４ａのエミッタ電極に直列に接続されたエミッタ抵抗１０４ｂとから構成されている。基本ＨＢＴ１０４には信号電力がＨＢＴ１０４ａのベース電極に入力され、増幅された信号出力はＨＢＴ１０４ａのコレクタ電極から出力される。エミッタ電極はエミッタ抵抗１０４ｂを介して接地されている。
１０６は増幅器１００の出力段として働くマルチフィンガＨＢＴ、１０８はマルチフィンガＨＢＴ１０６の基本ＨＢＴで、Ｘ２１、Ｘ２２、・・・、Ｘ２ｎ、が並列に接続されている。個々の基本ＨＢＴ１０８の構成はマルチフィンガＨＢＴ１０２の基本ＨＢＴ１０４と同じ構成で、ＨＢＴ１０８ａとこのＨＢＴ１０８ａのエミッタ電極に直列に接続されたエミッタ抵抗１０８ｂとから構成されている。基本ＨＢＴ１０８には信号電力がＨＢＴ１０８ａのベース電極に入力され、増幅された信号出力はＨＢＴ１０８ａのコレクタ電極から出力される。エミッタ電極はエミッタ抵抗１０８ｂを介して接地されている。
１１０は入力端子、１１２は出力端子、１１４は電源電圧端子、１１６はベースバイアス回路、１１８，１２０，１２２，１２４，１２６，１２８，及び１３０はそれぞれ整合回路である。
ＨＢＴ１０４ａやＨＢＴ１０８ａは高温になると、ベースの順方向電圧ＶＢＥが低くなる。またＧａＡｓなどの化合物半導体基板では熱抵抗が高いために、多数のＨＢＴ１０４ａやＨＢＴ１０８ａが並列に接続されて配置されているときに、一つのＨＢＴ１０４ａやＨＢＴ１０８ａに何らかの原因で電流が集中すると、このＨＢＴ１０４ａやＨＢＴ１０８ａの熱が上昇しさらにＶＢＥが低下し、さらにこの部分に電流が集中するということが起きる。
ここで熱抵抗ΘＴＨは次式、ΘＴＨ＝ΔＴｊ／ΔＰで定義される。ただしＴｊはジャンクション温度、Ｐはパワーである。
基本ＨＢＴ相互間の熱的な不均一のために、ある一つの基本ＨＢＴへの電流集中が発生し、その結果として動作電流の急激な変化が起きることは、例えば、ＩＥＥＥ ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ ＯＮ ＥＬＥＣＴＲＯＮ ＤＥＶＩＣＥＳ，ＶＯＬ．４３，ＮＯ．２，ＦＥＢＲＵＡＲＹ １９９６，ｐｐ２２０−２２７に報告されている。
マルチフィンガＨＢＴ１０２や１０６において、特定のＨＢＴ１０４ａや１０８ａに電流集中が発生すると動作するＨＢＴ１０４や１０８が少なくなり、サイズに比例した電力が得られなくなる。このため特定のＨＢＴ１０４ａや１０８ａへの電流集中を防止するために、ＨＢＴ１０４ａや１０８ａのベースもしくはエミッタに直列に抵抗を挿入して電流増幅率を低下させ電流集中を抑制している。
電力増幅器１００においては、ＨＢＴ１０４ａや１０８ａのエミッタ電極に直列にエミッタ抵抗を挿入し、基本ＨＢＴ１０４や１０８を構成している。
しかしながら、ＨＢＴ１０４ａや１０８ａのベースもしくはエミッタに直列に抵抗を挿入した場合、電力増幅器１００の性能低下につながる。
すなわち、単にベース抵抗を挿入すると、入力に抵抗を挿入したことになるために損失が発生し、その損失分によって雑音特性が劣化する。さらに損失が発生したことによりＨＢＴの利得が低下する。
一方、基本ＨＢＴ１０４や１０８のように単にエミッタ抵抗を挿入すると、エミッタ抵抗１０４ｂや１０８ｂによる電圧低下によりＶｃｅが低下するために、電力効率が低下する。
このように基本ＨＢＴの熱的不均一を防ぐために、ベースもしくはエミッタに直列に抵抗を挿入して電流増幅率を低下させ電流集中を抑制することは有効ではあるが、単にベースもしくはエミッタに直列に抵抗を挿入した場合は雑音特性が劣化し、ＨＢＴの利得が低下したり、また電力効率が低下するという問題点があった。
また、公知例として特開平８−２７９５６１号公報にエミッタバラスト抵抗を用いたＨＢＴ素子やベースバラスト抵抗を用いたＨＢＴ素子の構成が記載されている。
また、１９９４ ＩＥＥＥ ＭＴＴ−Ｓ Ｄｉｇｅｓｔ ＷＥ２Ａ−６ ｐ６８７−ｐ６９０ にエミッタバラスト抵抗を用いたＨＢＴ素子の構成が記載されている。
第１２図はエミッタバラスト抵抗を用いたＨＢＴ素子のみを用いて構成した従来のＨＢＴ多段増幅器のブロック図である。
第１２図において、ＨＢＴ多段増幅器１４０の初段として働くマルチフィンガＨＢＴ１０２及び出力段として働くマルチフィンガＨＢＴ１０６は、第１１図と同様にエミッタ電極に直列に接続されたエミッタバラスト抵抗を有する基本ＨＢＴから構成されている。初段と出力段との間の中間段も全てエミッタ電極に直列に接続されたエミッタバラスト抵抗を有する基本ＨＢＴからなるマルチフィンガＨＢＴで構成される。
また第１３図はベースバラスト抵抗を用いたＨＢＴ素子のみを用いて構成した従来のＨＢＴ多段増幅器のブロック図である。
第１３図において、ＨＢＴ多段増幅器１４２は初段から出力段まで、中間段を含めて全てベースバラスト抵抗を有する基本ＨＢＴから構成されたマルチフィンガＨＢＴ１４４により構成されている。
このように従来のＨＢＴ多段増幅器１４０、１４２においては、エミッタバラスト抵抗を用いたマルチフィンガＨＢＴのみで構成されるか、もしくは、ベースバラスト抵抗を用いたマルチフィンガＨＢＴのみで構成されている。
一般にエミッタバラスト抵抗を用いたマルチフィンガＨＢＴは、エミッタ−グランド間に抵抗が挿入されるため、抵抗がない場合と比較して、増幅器の入力、出力側両方において損失が増加する。出力側にも損失が入るため、増幅器の出力電力、効率特性を低下させている。
またベースバラスト抵抗を用いたマルチフィンガＨＢＴはベースバイアス端子との間に抵抗が挿入されているため、出力側の損失は無い。そのため、出力電力、効率特性は、エミッタバラスト抵抗を用いたマルチフィンガＨＢＴと比較して良い。しかし、入力側に大きな損失が入るため、雑音特性はエミッタバラスト抵抗を用いたマルチフィンガＨＢＴと比較して悪い。
まとめると、エミッタバラスト抵抗を用いたマルチフィンガＨＢＴ１０２，１０６とベースバラスト抵抗を用いたマルチフィンガＨＢＴ１４４では、出力電力、効率特性においてはベースバラスト抵抗を用いたマルチフィンガＨＢＴ１４４の方が良く、雑音特性においては、エミッタバラスト抵抗を用いたマルチフィンガＨＢＴ１０２，１０６の方が良い。
このために、エミッタバラスト抵抗を用いたマルチフィンガＨＢＴのみで構成したＨＢＴ多段増幅器１４０の場合、雑音特性は良いが、出力電力、効率特性は悪くなるという問題がある。一方ベースバラスト抵抗を用いたマルチフィンガＨＢＴ１４４のみで構成したＨＢＴ多段増幅器１４２の場合、出力電力、効率特性は良いが、雑音特性は悪くなるという問題がある。
送信機に用いられる増幅器においては、高出力、高効率な特性だけでなく、受信帯雑音といった仕様があり、低雑音な特性も、求められている。したがって、高出力、高効率な特性と低雑音な特性を同時に実現する必要がある。従来の構成のＨＢＴ多段増幅器１４０または１４２では、高出力、高効率な特性と低雑音な特性を同時に実現できず、どちらか一方しか、実現することができないという問題があった。
この発明はこのような問題点を解消するためになされたもので、この発明の第１の目的は、マルチフィンガＨＢＴの電流集中を抑制しながら、雑音特性の劣化やＨＢＴの利得低下が少なく、かつ電力効率の低下の少ない増幅回路を構成することにより、高周波特性の劣化が少なく、熱的安定性の高い増幅回路を備えた高周波用半導体装置を提供することである。
この発明の第２の目的は、電流集中に対する安定性が高く信頼性の高い増幅回路を備えた高周波用半導体装置を提供することである。
この発明の第３の目的は、高出力、高効率な特性と低雑音な特性を同時に実現できるＨＢＴ多段増幅器を備えた高周波用半導体装置を提供することである。
なお、特開平１０−９８３３６号公報に、高周波増幅回路において増幅回路の出力トランジスタの動作電流を電源電圧に無関係に、かつベース−エミッタ間電圧にのみ比例して設定できるバイアス回路を用いることにより、電源電圧や周囲温度などの動作環境が変化しても飽和出力レベル、歪特性の変動の少なくする発明の記載があるが以下に述べる発明についての記載はない。
発明の開示
この発明に係る高周波用半導体装置は、ヘテロ接合構造の第１のバイポーラトランジスタとこの第１のバイポーラトランジスタのエミッタ電極に直列に接続された抵抗値がＲＥ１のエミッタ抵抗とを有する第１の基本トランジスタを、複数個並列接続して第１の半導体基板上に配設された増幅回路の第１の部分と、この第１の部分の出力信号を増幅するとともにヘテロ接合構造の第２のバイポーラトランジスタとこの第２のバイポーラトランジスタのベース電極に直列に接続された抵抗値がＲＢ２のベース抵抗とを有する第２の基本トランジスタを、複数個並列接続して第２の半導体基板上に配設された増幅回路の第２の部分と、を備えたもので、電流集中を抑制しながら、簡単な構成で雑音指数を低く利得の低下を少なくしさらに電力効率の低下を少なくすることができる。ひいては、信頼性が高く、増幅特性に優れ、電力効率の高い高周波用半導体装置とすることができる。
さらに、第２の基本トランジスタにさらに第２のバイポーラトランジスタのエミッタ電極に直列に接続されたエミッタ抵抗を配設するとともに、第２のバイポーラトランジスタのベース電極に直列に接続されたベース抵抗の抵抗値をＲＢ２よりも小さくしたもので、雑音特性を改善することができる。ひいては雑音特性に優れた高周波用半導体装置とすることができる。
さらに、増幅回路の第１の部分における第１の基本トランジスタ間のエミッタ間隔を増幅回路の第２の部分における第２の基本トランジスタ間のエミッタ間隔よりも広くしたもので、熱抵抗を小さくし、電流集中を起しにくくできる。ひいては電流集中に対する安定性が高く信頼性の高い高周波用半導体装置とすることができる。
さらに、増幅回路の第１の部分における第１の基本トランジスタのエミッタ抵抗の抵抗値をＲＥ１より小さくしたもので、第１の部分における効率の低下を少なくすることができる。ひいては電力効率の高い高周波用半導体装置とすることができる。
また、ヘテロ接合構造の第１のバイポーラトランジスタとこの第１のバイポーラトランジスタのベース電極に直列に接続された抵抗値がＲＢ１のベース抵抗と第１のバイポーラトランジスタのエミッタ電極に直列に接続された抵抗値がＲＥ１のエミッタ抵抗とを有する第１の基本トランジスタを、この第１の基本トランジスタのエミッタのエミッタ間隔Ｗ１で、複数個並列接続して第１の半導体基板上に配設された増幅回路の第１の部分と、この第１の部分の出力信号を増幅するとともにヘテロ接合構造の第２のバイポーラトランジスタとこの第２のバイポーラトランジスタのベース電極に直列に接続された抵抗値がＲＢ２のベース抵抗と第２のバイポーラトランジスタのエミッタ電極に直列に接続された抵抗値がＲＥ２のエミッタ抵抗とを有する第２の基本トランジスタを、この第２の基本トランジスタのエミッタのエミッタ間隔Ｗ２で、複数個並列接続して第２の半導体基板上に配設された増幅回路の第２の部分と、を備え、Ｗ１＞Ｗ２としたもので、熱抵抗を小さくし、電流集中を起こしにくくすることが出来る。ひいては電流集中に対する安定性が高く信頼性の高い高周波用半導体装置とすることができる。
さらに、第１の基本トランジスタのエミッタ抵抗の抵抗値ＲＥ１と第２の基本トランジスタのエミッタ抵抗の抵抗値ＲＥ２との関係を、ＲＥ１＜ＲＥ２とし、第１の基本トランジスタのベース抵抗の抵抗値ＲＢ１と第２の基本トランジスタのベース抵抗の抵抗値ＲＢ２との関係をＲＢ１＜ＲＢ２としたもので、電流集中を抑制しながら、雑音指数を低く利得の低下を少なくしさらに電力効率の低下を少なくすることができる。ひいては、信頼性が高く、増幅特性に優れ、電力効率の高い高周波用半導体装置とすることができる。
さらに、増幅回路の第１の部分を初段とし、増幅回路の第２の部分を出力段としたもので、雑音指数に最も寄与する初段で雑音指数を低くしさらに電力効率に最も寄与する出力段において電力効率の低下を少なくすることができる。ひいては、効果的に、増幅特性に優れ、電力効率の高い高周波用半導体装置とすることができる。
さらに、第１の半導体基板と第２の半導体基板とを一体的に構成したもので、小型化を図ることができる。ひいては小型で安価な高周波用半導体装置とすることができる。
また、エミッタバラスト抵抗と接続されたヘテロ接合構造の第１のバイポーラトランジスタ素子を有する初段増幅回路が含まれた第１の増幅回路部分と、この第１の増幅回路部分の出力信号を増幅するとともにベースバラスト抵抗と接続されたヘテロ接合構造の第２のバイポーラトランジスタ素子を有する最終段増幅回路が含まれた第２の増幅回路部分と、を備えたもので、初段増幅回路を含む第１の増幅回路部分の低雑音の特性を実現し、最終段増幅回路を含む第２の増幅回路部分の高出力・高効率特性を実現できる。ひいては、高出力、高効率な特性と低雑音な特性を同時に実現できるＨＢＴ多段増幅器を備えた高周波用半導体装置とすることができる。
さらに、第１のバイポーラトランジスタ素子がヘテロ接合構造の第１のバイポーラトランジスタとこの第１のバイポーラトランジスタに接続されたエミッタバラスト抵抗とを有する第１の基本トランジスタを複数個並列接続してなるとともに第２のバイポーラトランジスタ素子がヘテロ接合構造の第２のバイポーラトランジスタとこの第２のバイポーラトランジスタに接続されたベースバラスト抵抗とを有する第２の基本トランジスタを複数個並列接続してなるもので、高出力化が可能で熱暴走を抑制することができる。ひいては、高出力で信頼性の高いＨＢＴ多段増幅器を備えた高周波用半導体装置とすることができる。
発明を実施するための最良の形態
以下に記載の実施の形態１から３においては、例えば二段構成の電力増幅器について説明するが、必ずしも２段ではなくそれ以上の多段構成でもかまわない。
実施の形態１．
この実施の形態は、増幅器の初段及び出力段をマルチフィンガＨＢＴで構成し、この初段のマルチフィンガＨＢＴを構成する基本ＨＢＴをＨＢＴとこのＨＢＴのエミッタに接続されたエミッタ抵抗とで構成し、出力段のマルチフィンガＨＢＴを構成する基本ＨＢＴをＨＢＴとこのＨＢＴのベースに接続されたベース抵抗とで構成したものである。
第１図は実施の形態１に係る高出力電力増幅器の構成を示すブロック図である。
第１図において、１０は電力増幅器で、１２は電力増幅器１０の初段として働く第１の部分としてのマルチフィンガＨＢＴ、１４はマルチフィンガＨＢＴ１２の第１の基本トランジスタとしての基本ＨＢＴで、Ｃ１１、Ｃ１２、・・・、Ｃ１ｍ、としてｍ個並列に接続されている。
個々の基本ＨＢＴ１４は、ＨＢＴ１４ａとこのＨＢＴ１４ａのエミッタ電極に直列に接続されたエミッタ抵抗１４ｂとから構成されている。
基本ＨＢＴ１４のＣ１１、Ｃ１２、・・・、Ｃ１ｍは同一構造で、個々のＨＢＴ１４ａ、エミッタ抵抗１４ｂはそれぞれ同じ回路定数を有し、ＨＢＴ１４ａは電流増幅率β１を、エミッタ抵抗１４ｂは抵抗値ＲＥ１を有している。また基本ＨＢＴ１４はエミッタ間隔Ｗ１で配列されている。基本ＨＢＴ１４には、それぞれ信号電力が直接ＨＢＴ１４ａのベース電極に入力され、増幅された信号出力はＨＢＴ１４ａのコレクタ電極から出力される。エミッタ電極はエミッタ抵抗１４ｂを介して接地されている。
１６は電力増幅器１０の出力段として働く第２の部分としてのマルチフィンガＨＢＴ、１８はマルチフィンガＨＢＴ１６の第２の基本トランジスタとしての基本ＨＢＴで、Ｃ２１、Ｃ２２、・・・、Ｃ２ｎ、として並列にｎ個接続されている。
個々の基本ＨＢＴ１８は、ＨＢＴ１８ａとこのＨＢＴ１８ａのベース電極に直列に接続されたベース抵抗１８ｃから構成されている。
基本ＨＢＴ１８のＣ２１、Ｃ２２、・・・、Ｃ２ｎは同一構造で、個々のＨＢＴ１８ａ、ベース抵抗１８ｃはそれぞれ同じ回路定数を有し、個々のＨＢＴ１８ａは電流増幅率β２を、ベース抵抗１８ｃは抵抗値ＲＢ２を有している。また基本ＨＢＴ１８は、マルチフィンガＨＢＴ１２と同じエミッタ間隔Ｗ１で配列されている。基本ＨＢＴ１８には、それぞれ信号電力がベース抵抗１８ｃを介してＨＢＴ１８ａのベース電極に入力され、増幅された信号出力はＨＢＴ１８ａのコレクタ電極から出力される。エミッタ電極は直接接地されている。
エミッタ抵抗１４ｂやベース抵抗１８ｃは薄膜抵抗により構成される。エミッタ抵抗１４ｂは薄膜抵抗ではなくエミッタ層をエピタキシャル成長により形成するときに同時に形成してもよい。
２０は入力端子で信号電力が入力され、２２は出力端子で増幅された信号電力が出力される。２４は電源電圧端子でＶｃｃが印加される。２６はベースバイアス回路でベース電圧を発生する。
２８は初段のマルチフィンガＨＢＴ１２の入力側に接続された入力整合回路、３０は出力段のマルチフィンガＨＢＴ１６の出力側に接続された出力整合回路、３２は初段のマルチフィンガＨＢＴ１２と出力段のマルチフィンガＨＢＴ１６との間に接続された段間の整合回路、３４は初段のマルチフィンガＨＢＴ１２のベース電極とベースバイアス回路２６との間に接続された整合回路、３６は出力段のマルチフィンガＨＢＴ１６のベース電極とベースバイアス回路２６との間に接続された整合回路、３８は初段のマルチフィンガＨＢＴ１２のコレクタ電極と電源電圧端子２４との間に接続された整合回路、４０は出力段のマルチフィンガＨＢＴ１６のコレクタ電極と電源電圧端子２４との間に接続された整合回路である。
初段のマルチフィンガＨＢＴ１２は整合回路３４を介してベースバイアス回路２６から個々の基本ＨＢＴ１４のベース電極にベース電圧が印加され、整合回路３８を介して電源電圧端子２４から、個々の基本ＨＢＴ１４のコレクタ電極にＶｃｃが印加される。
また出力段のマルチフィンガＨＢＴ１６は整合回路３６を介してベースバイアス回路２６から個々の基本ＨＢＴ１８のベース電極にベース電圧が印加され、整合回路４０を介して電源電圧端子２４から、個々の基本ＨＢＴ１８のコレクタ電極にＶｃｃが印加される。
マルチフィンガＨＢＴ１２のベース電極は入力整合回路２８を介して入力端子２０に接続され、コレクタ電極は整合回路３２を介して出力段のマルチフィンガＨＢＴ１６のベース電極に接続される。出力段のマルチフィンガＨＢＴ１６のコレクタ電極は出力整合回路３０を介して出力端子２２に接続されている。
第２図は電力増幅器１０の初段を構成するマルチフィンガＨＢＴ１２の平面図である。第２図の鎖線で囲まれたＡ部は基本ＨＢＴ１４を示す。また第３図は第２図のＩＩＩ−ＩＩＩ断面の断面図である。第２図および第３図においてはエミッタ抵抗は図示していない。
第２図および第３図において、５０はコレクタ層で、ｎ＋ＧａＡｓ層で構成される。５２はコレクタ電極である。５４はベース層でコレクタ層５０の表面上に２本のコレクタ電極５２に挟まれて配設され、ｐ＋ＧａＡｓ層で構成される。５６はベース層５４の表面に配設されたベース電極である。５８はエミッタ層でベース層５４の表面上に２本のベース電極５６に挟まれて配設される。６０はエミッタ電極でエミッタ層５８の表面上に配設されている。Ｗ１はエミッタ間隔を示す。
第３図において、６２は第１の半導体基板としてのＧａＡｓ基板で、コレクタ層５０をその表面に配設している。６４は基本ＨＢＴ１４を分離するアイソレータで、水素イオンＨ＋等のイオン注入により形成される。アイソレータ６４はコレクタ層５０の表面から、コレクタ層５０を貫通しＧａＡｓ基板６２に達している。
電力増幅器１０の出力段を構成するマルチフィンガＨＢＴ１６も基本ＨＢＴの個数は異なるが、初段を構成するマルチフィンガＨＢＴ１２の平面図である第２図、及びマルチフィンガＨＢＴ１２の断面図である第３図と同様の構成である。
入力端子２０に印加された信号電力は入力整合回路２８を介して初段のマルチフィンガＨＢＴ１２に入力され分岐されて、個々の基本ＨＢＴ１４のベース電極に入力され増幅される。個々の基本ＨＢＴ１４で増幅された信号電力は個々の基本ＨＢＴ１４のコレクタ電極から出力し、合成されて初段のマルチフィンガＨＢＴ１２から出力される。
初段のマルチフィンガＨＢＴ１２で増幅された信号電力は段間の整合回路３２を介して出力段のマルチフィンガＨＢＴ１６に入力され分岐されて、個々の基本ＨＢＴ１８のベース電極にベース抵抗１８ｃを介して入力され再度増幅される。個々の基本ＨＢＴ１８で増幅された信号電力は個々の基本ＨＢＴ１８のコレクタ電極から出力し、合成されて出力段のマルチフィンガＨＢＴ１６から出力され、出力整合回路３０を介して、出力端子２２から出力される。
出力段のマルチフィンガＨＢＴ１６のサイズは、電力増幅器１０に要求される出力電力により決定される。例えば出力電力１Ｗを得るために、エミッタの面積が１００００μｍ２必要になるとすると、基本ＨＢＴ１８を構成するＨＢＴ１８ａのエミッタの面積が１００μｍ２とすると、基本ＨＢＴ１８が１００個必要である。すなわちマルチフィンガＨＢＴ１６は１００個の基本ＨＢＴ１８で構成されることになる。この出力段の利得が１１ｄＢであり、段間の整合回路３２でのロスが−１ｄＢであれば、初段のマルチフィンガＨＢＴ１２に要求される出力電力は０．１Ｗとなる。すなわち、
１Ｗ＝１０ｌｏｇ１０００ｄＢｍ＝３０ｄＢｍ，３０ｄＢｍ−１１ｄＢ＋１ｄＢ＝２０ｄＢｍ＝０．１Ｗ
この出力を得るための、初段のマルチフィンガＨＢＴ１２に必要なエミッタサイズは１０００μｍ２である。これをエミッタ面積１００μｍ２のＨＢＴ１４ａで構成すると基本ＨＢＴ１４が１０個必要となる。
一般に基本ＨＢＴを構成する抵抗の抵抗値はＧａＡｓ基板の熱抵抗により変化する。例えばＧａＡｓ基板の厚みを１００μｍとすると、基本ＨＢＴのベース電極に直列に接続されるベース抵抗はＲＢ＝１００Ω程度となる。エミッタ電極に直列に接続されるエミッタ抵抗は、ＨＢＴの電流増幅率βを１００とすると、エミッタ抵抗としてＲＥ＝１Ω（＝１００Ω／１００）が必要である。
マルチフィンガＨＢＴの電流集中による特性劣化を抑制するためには、基本ＨＢＴとしてこれらのベース抵抗またはエミッタ抵抗を付加することが必要である。
従来例においては、初段も出力段も同じ構成にし、基本ＨＢＴは初段も出力段も単にエミッタ抵抗を接続していたが、この実施の形態に係る電力増幅器においては、初段の基本ＨＢＴ１４にはエミッタ抵抗１４ｂのみを設け、出力段の基本ＨＢＴ１８にはベース抵抗のみを設けている。
例えば、１Ｗの出力電圧を電源電圧２Ｖで得るためには、出力段のマルチフィンガＨＢＴ１６の電力効率を５０パーセントとすると、コレクタ電流Ｉｃは
Ｉｃ＝１／２／０．５＝１Ａ
となる。基本ＨＢＴ１８一つ当たりのコレクタ電流は１０ｍＡとなる。
もし従来例のようにエミッタ抵抗を設けた場合、コレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅは
Ｖｃｅ＝２−０．１×１＝１．９９
となり、約１パーセント（＝１．９９／２）の効率低下となる。
しかしながらこの実施の形態１における電力増幅器１０においては、出力段のマルチフィンガＨＢＴ１６の基本ＨＢＴ１８にはベース抵抗のみ設け、エミッタ抵抗を付加していないので、この効率の低下は発生しない。
一方初段のマルチフィンガＨＢＴ１２の基本ＨＢＴ１４にはエミッタ抵抗１４ｂを付加しているので、１パーセントの効率低下が起きるが、出力段に比べて特に問題にならない。すなわち、出力段の電流は１０００ｍＡであり、これの１パーセントは１０ｍＡであるが、初段の電流は１００ｍＡであり、これの１パーセントは１ｍＡであるために、その増減による寄与は小さい。
一方、電力増幅器全体の雑音指数ＮＦｔは、ｉ段目の雑音指数をとし、利得をＧｉとすると、
ＮＦｔ＝ＮＦ１＋ＮＦ２／Ｇ１＋・・・＋ＮＦｉ／Ｇｉ＋・・・
で表されるため、出力段にベース抵抗を付加したことにより、入力損失が２ｄＢ増加し、出力段の雑音指数が２ｄＢ劣化しても、初段の利得が１０ｄＢであるために、電力増幅器１０全体としての雑音指数の劣化は、
２ｄＢ／１０ｄＢ＝０．２ｄＢ
に抑えられる。
この実施の形態１による電力増幅器１０においては、初段のマルチフィンガＨＢＴ１２の基本ＨＢＴ１４にはエミッタ抵抗１４ｂのみを付加し、出力段のマルチフィンガＨＢＴ１６の基本ＨＢＴ１８にはベース抵抗のみ設けたので、初段のマルチフィンガＨＢＴ１２では入力信号の損失がないため雑音指数の劣化が発生せず、出力段のマルチフィンガＨＢＴ１６ではコレクタ−エミッタ間電圧の低下が発生せず、電力効率の低下がない。
以上のように、この発明では、初段にはエミッタ抵抗を付加し出力段にはベース抵抗を採用することでマルチフィンガＨＢＴの電流集中を防ぎながら、電力増幅器総体として、雑音指数と利得の向上を図り、電力効率の改善を図っている。ひいては、信頼性が高く、増幅特性に優れ、電力効率の高い電力増幅器を構成することができる。
実施の形態２．
この実施の形態２は、実施の形態１の出力段において、ベース抵抗の抵抗値を少し小さくし、その分をエミッタ抵抗で補償したもので、実施の形態１の電力増幅器１０よりもさらに雑音特性の向上を図ったものである。
第４図は実施の形態２に係る高出力電力増幅器の構成を示すブロック図である。
第４図において、７０は電力増幅器で、７２は電力増幅器７０の出力段として働く第２の部分としてのマルチフィンガＨＢＴ、７４はマルチフィンガＨＢＴ７２の第２の基本トランジスタとしての基本ＨＢＴで、Ｃ２１、Ｃ２２、・・・、Ｃ２ｎ、として並列にｎ個接続されている。
個々の基本ＨＢＴ７４は、ＨＢＴ７４ａとこのＨＢＴ７４ａのベース電極に直列に接続されたベース抵抗７４ｃとＨＢＴ７４ａのエミッタ電極に直列に接続されたエミッタ抵抗７４ｂとから構成されている。
基本ＨＢＴ７４のＣ２１、Ｃ２２、・・・、Ｃ２ｎは同一構造で、個々のＨＢＴ７４ａ、エミッタ抵抗７４ｂ、ベース抵抗７４ｃはそれぞれ同じ回路定数を有し、個々のＨＢＴ７４ａは電流増幅率β３を、エミッタ抵抗７４ｂは抵抗値ＲＥ３、ベース抵抗７４ｃは抵抗値ＲＢ３を有している。また基本ＨＢＴ７４は、マルチフィンガＨＢＴ１２と同じエミッタ間隔Ｗ１で配列されている。
基本ＨＢＴ７４には、それぞれ信号電力がベース抵抗７４ｃを介してＨＢＴ７４ａのベース電極に入力され、増幅された信号出力はＨＢＴ７４ａのコレクタ電極から出力される。エミッタ電極はエミッタ抵抗７４ｂを介して接地されている。
第４図において、第１図と同じ符号は同じものか相当のものである。また以下の実施の形態においても同様である。
この電力増幅器７０は、初段は実施の形態１と同じ構成になっており、基本ＨＢＴ１４にはエミッタ抵抗１４ｂを用いているために、初段における雑音特性の劣化は少ない。問題となるのは出力段の回路構成である。
基本ＨＢＴのエミッタ抵抗の抵抗値ＲＥとベース抵抗ＲＢとの間には電流増幅率をβとすると、ＲＥ＝ＲＢ／βの関係がある。このため雑音特性に影響を与える出力段のベース抵抗を減らしその分をエミッタ抵抗で補償すれば、電流集中を防止しつつ雑音特性の劣化を少なくすることができる。
すなわち、実施の形態１の基本ＨＢＴ１８のベース抵抗の抵抗値をＲＢ２とすると、この実施の形態２の基本ＨＢＴ７４では、
ＲＢ２＝ＲＢ３＋ＲＥ３／β３
と設定すればよい。すなわち
ＲＢ３＝−ＲＥ３／β３
となり、ＲＢ３＜ＲＢ２となり、この実施の形態の電力増幅器７０は、実施の形態１の電力増幅器１０よりも、雑音特性が向上する。
実施の形態３．
この実施の形態３は、増幅器の初段及び出力段をマルチフィンガＨＢＴで構成し、このマルチフィンガＨＢＴを構成する基本ＨＢＴをＨＢＴとこのＨＢＴのベース電極に接続されたベース抵抗とＨＢＴのエミッタに接続されたエミッタ抵抗とで構成し、初段のマルチフィンガＨＢＴを構成する基本ＨＢＴのエミッタ間隔を出力段のマルチフィンガＨＢＴの基本ＨＢＴのエミッタ間隔より大きくするとともに初段のエミッタ抵抗を出力段のエミッタ抵抗より小さく、かつ初段のベース抵抗を出力段のベース抵抗より小さくしたものである。
第５図は実施の形態３に係る高出力電力増幅器の構成を示すブロック図である。
第５図において、７５は電力増幅器で、７６は電力増幅器７５の初段として働く第１の部分としてのマルチフィンガＨＢＴ、７８はマルチフィンガＨＢＴ１２の第１の基本トランジスタとしての基本ＨＢＴで、Ｃ１１、Ｃ１２、・・・、Ｃ１ｍ、としてｍ個並列に接続されている。
個々の基本ＨＢＴ７８は、ＨＢＴ７８ａとこのＨＢＴ７８ａのエミッタ電極に直列に接続されたエミッタ抵抗７８ｂとベース電極に直列に接続されたベース抵抗７８ｃとから構成されている。
基本ＨＢＴ７８のＣ１１、Ｃ１２、・・・、Ｃ１ｍは同一構造で、個々のＨＢＴ７８ａ、エミッタ抵抗７８ｂ、ベース抵抗７８ｃはそれぞれ同じ回路定数を有し、ＨＢＴ７８ａは電流増幅率β５を、エミッタ抵抗７８ｂは抵抗値ＲＥ５を、ベース抵抗は抵抗値ＲＢ５を有している。また基本ＨＢＴ７８はエミッタ間隔Ｗ５で配列されている。
基本ＨＢＴ７８には、それぞれ信号電力がベース抵抗７８ｃを介してＨＢＴ７８ａのベース電極に入力され、増幅された信号出力はＨＢＴ７８ａのコレクタ電極から出力される。エミッタ電極はエミッタ抵抗７８ｂを介して接地されている。
８０は電力増幅器７５の出力段として働く第２の部分としてのマルチフィンガＨＢＴ、８２はマルチフィンガＨＢＴ８０の第２の基本トランジスタとしての基本ＨＢＴで、Ｃ２１、Ｃ２２、・・・、Ｃ２ｎ、として並列にｎ個接続されている。
個々の基本ＨＢＴ８２は、ＨＢＴ８２ａとこのＨＢＴ８２ａのベース電極に直列に接続されたベース抵抗１８ｃとエミッタ電極に直列に接続されたエミッタ抵抗８２ｂとから構成されている。
基本ＨＢＴ８２のＣ２１、Ｃ２２、・・・、Ｃ２ｎは同一構造で、個々のＨＢＴ８２ａ、エミッタ抵抗８２ｂ、ベース抵抗８２ｃはそれぞれ同じ回路定数を有し、個々のＨＢＴ８２ａは電流増幅率β６を、エミッタ抵抗８２ｂは抵抗値ＲＥ６、ベース抵抗８２ｃは抵抗値ＲＢ６を有している。また基本ＨＢＴ８２は、マルチフィンガＨＢＴ７６より狭いエミッタ間隔Ｗ６で配列されている。
基本ＨＢＴ８２には、それぞれ信号電力がベース抵抗８２ｃを介してＨＢＴ１８ａのベース電極に入力され、増幅された信号出力はＨＢＴ８２ａのコレクタ電極から出力される。エミッタ電極はエミッタ抵抗８２ｂを介して接地されている。
基本ＨＢＴ７８，８２は、基本構成は実施の形態１のものと同様である。
出力段のマルチフィンガＨＢＴ８０において出力電圧が１Ｗで、この時の電力効率を５０パーセントとすると、熱に変換される電力は１Ｗとなり、同様に初段のマルチフィンガＨＢＴ７６において出力電圧が１００ｍＷで、この時の電力効率を５０パーセントとすると、熱に変換される電力は１００ｍＷとなる。このように初段で発生する熱量は出力段に比較して少ない。
また、マルチフィンガＨＢＴの面積は出力電力に比例するから、初段のマルチフィンガＨＢＴ７６の面積は、出力段のマルチフィンガＨＢＴ８０の面積の１／１０でよいことになる。
しかしながらその一方で、熱抵抗は発熱する部分の面積が小さいほど高くなる。このために初段のマルチフィンガＨＢＴ７６の面積を出力電圧に比例するように出力段のマルチフィンガＨＢＴ８０の面積の１／１０とすると、マルチフィンガＨＢＴ７６の発熱量は少ないが熱抵抗が大きくなるために、熱集中を抑制するための基本ＨＢＴ７６に要求されるベース抵抗やエミッタ抵抗の抵抗値は出力段のマルチフィンガＨＢＴ８０の基本ＨＢＴ８２のベース抵抗やエミッタ抵抗の抵抗値と同様の大きさになってしまう。
この実施の形態３の電力増幅器では、出力段の基本ＨＢＴ８２を通常どおりに許容される程度に稠密に、エミッタ間隔Ｗ６で配列するとともに、初段の基本ＨＢＴ７８を出力段のエミッタ間隔Ｗ６よりも広い間隔Ｗ５で配列している。
すなわち
Ｗ５＞Ｗ６
としている。
エミッタ間隔Ｗ５を出力段のエミッタ間隔Ｗ６よりも広くすることにより、熱抵抗が高くならず、初段の基本ＨＢＴ７８を構成するベース抵抗７８ｃの抵抗値ＲＢ５を、出力段の基本ＨＢＴ８２を構成するベース抵抗８２ｃの抵抗値よりも小さくすることが可能である。すなわち、
ＲＢ５＜ＲＢ６
とすることが出来る。
また初段の基本ＨＢＴ７８を構成するエミッタ抵抗７８ｂの抵抗値ＲＥ５を、出力段の基本ＨＢＴ８２を構成するエミッタ抵抗８２ｂの抵抗値ＲＥ６よりも小さくすることが可能である。すなわち
ＲＥ５＜ＲＥ６
とすることが出来る。
この実施の形態においては初段のエミッタ間隔を出力段のエミッタ間隔より広げるによりことにより、初段における電流集中を防止するための初段の基本ＨＢＴのエミッタ抵抗、ベース抵抗を小さくすることにより、マルチフィンガＨＢＴの電流集中を防ぎながら、電力増幅器総体として、雑音指数と利得の向上を図り、一層の電力効率の改善を図っている。
具体例
（ｉ）初段の基本ＨＢＴにはエミッタ抵抗のみとし、出力段の基本ＨＢＴにはベース抵抗のみとした場合
この場合は、実施の形態１の場合において、初段のエミッタ間隔を出力段のエミッタ間隔より広げたものである。
効率低下の抑制を考えるので、エミッタ抵抗を基に考えると、エミッタ抵抗ＲＥとベース抵抗ＲＢとの間には電流増幅率βにより、ＲＥ＝ＲＢ／βの関係があり、初段における発熱量が少ないため、ＲＢ５＜ＲＢ６およびＲＥ５＜ＲＥ６とすることができるので
ＲＥ５＋ＲＢ５／β５＜ＲＥ６＋ＲＢ６／β６
とすることができる。
ここで、初段の基本ＨＢＴをエミッタ抵抗のみとし、出力段の基本ＨＢＴをベース抵抗のみとすると、ＲＢ５＝０、ＲＥ６＝０となり、
ＲＥ５＜ＲＢ６／β６
となる。ここでＲＢ６／β６＝ＲＥ１であり、ＲＥ５＜ＲＥ１となる。すなわち実施の形態１の初段のマルチフィンガＨＢＴ１２のエミッタ間隔をＷ１からＷ５に広げることにより、初段のエミッタ抵抗の抵抗値をより小さくすることができ、初段での効率低下を抑制することができる。
（ｉｉ）初段の基本ＨＢＴにはエミッタ抵抗とベース抵抗を使用し、出力段の基本ＨＢＴにはベース抵抗のみとした場合
これは、雑音特性の劣化量には許容値が大きく、効率のさらなる向上を図る場合である。
例えば、実施の形態１では、初段の基本ＨＢＴ１４にはエミッタ抵抗１４ｂのみとし、出力段の基本ＨＢＴ１８にはベース抵抗１８ｃのみとして、構成しており、このため初段の効率低下による電力増幅器全体で効率低下が０．１パーセント（＝１ｍＡ／（１００ｍＡ＋１０００ｍＡ）あるが、雑音指数をある程度の下げる余裕がある場合には、これを基に効率低減の抑制を考慮することができる。
この場合も先の（ｉ）と同様に、
ＲＥ５＋ＲＢ５／β５＜ＲＥ６＋ＲＢ６／β６
とすることができる。
そして、出力段のエミッタ抵抗がないので、ＲＥ６＝０となる。すなわち
ＲＥ５＋ＲＢ５／β５＜ＲＢ６／β６
となる。従って、初段のエミッタ抵抗は、
ＲＥ５＜ＲＢ６／β５−ＲＢ５／β６
とすることができる。
これにより一層効率の低下を抑制することができる。
以上の実施の形態において、２段増幅器で説明したが、多段増幅器の前段と後段としても同様の効果を奏する。
実施の形態４．
第６図はこの発明に係るＨＢＴ多段増幅器を示すブロック図である。
第６図において、８５はＨＢＴ多段増幅器、２０は入力端子、２２は出力端子、２８は入力整合回路、３２は段間整合回路、３０は出力整合回路、８６は初段増幅回路を構成する第１のバイポーラトランジスタ素子としてのエミッタバラスト抵抗を用いた初段ＨＢＴ素子、８７は最終段増幅回路を構成する第２のバイポーラトランジスタ素子としてのベースバラスト抵抗を用いた最終段ＨＢＴ素子、８８，８９は初段増幅回路の初段ＨＢＴ素子８６と最終段増幅回路の最終段ＨＢＴ素子８７との間の中間段増幅回路として配設された中間段ＨＢＴ素子で、ベースバラスト抵抗を用いたＨＢＴ素子であっても、エミッタバラスト抵抗を用いたＨＢＴ素子であっても構わない。
９０は初段ＨＢＴ素子８６、中間段ＨＢＴ素子８８，８９、及び最終段ＨＢＴ素子８７のベースバイアス端子である。３２は段間の整合回路である。
９１は第１の増幅回路部分としての入力増幅回路で、入力整合回路２８、初段ＨＢＴ素子８６、段間の整合回路３２、及び中間段ＨＢＴ素子８８が含まれる。
９２は第２の増幅回路部分としての出力増幅回路で、中間段ＨＢＴ素子８９、段間の整合回路３２、最終段ＨＢＴ素子８７及び出力整合回路３０が含まれる。
第７図及び第８図は、この発明に係るエミッタバラスト抵抗を用いたマルチフィンガＨＢＴ１２、例えば第６図の初段ＨＢＴ素子８６、の等価回路を示す模式図である。１２ａはマルチフィンガＨＢＴ１２のベース端子、１２ｂはマルチフィンガＨＢＴ１２のコレクタ端子である。
第７図はベースバイアス端子９０がそれぞれのＨＢＴ１４毎にある場合、第８図はベースバイアス端子９０が全てのＨＢＴ１４に共通である場合である。各ＨＢＴ１４のエミッタ−グランド間にエミッタバラスト抵抗１４ｂが挿入されている。温度分布などにより、あるＨＢＴ１４ａの温度が高く、その結果としてエミッタ電流（コレクタ電流と比例）が増加した場合、エミッタバラスト抵抗１４ｂによって生じる電圧降下が増加する。それによって、そのＨＢＴ１４のベース−エミッタ間電圧が減少し、結果として、エミッタ電流の増加が抑えられる。
したがって、エミッタバラスト抵抗１４ｂによって、各ＨＢＴ１４ａの間の電流、温度の差を小さく抑えることができ、熱暴走を抑えることができるとともに、各ＨＢＴ１４ａを均一動作させることができる。したがって、各ＨＢＴ１４ａにおける信号の分配や合成が効率良く行われ、高出力、高効率な増幅特性が実現できる。
第９図及び第１０図は、この発明に係るベースバラスト抵抗を用いたマルチフィンガＨＢＴ１６、例えば第６図の最終段ＨＢＴ素子８７、の等価回路を示す模式図である。１６ａはマルチフィンガＨＢＴ１６のベース端子、１６ｂはマルチフィンガＨＢＴ１６のコレクタ端子である。
第９図はベースバラスト抵抗１８ｃがベース端子１６ａとそれぞれのＨＢＴ１８ａの間でベースバイアス端子９０よりもＨＢＴ１８ａ側に挿入されている場合、第１０図はベースバラスト抵抗１８ｃがベースバイアス端子９０とそれぞれのＨＢＴ１８ａの間に挿入されている場合である。いずれの場合も各ＨＢＴ１８ａとベースバイアス端子９０の間にベースバラスト抵抗１８ｃが挿入されている。
温度分布などにより、あるＨＢＴ１８ａのエミッタ電流が増加した場合、ベース電流も、エミッタ電流に比例して増加する。その結果、ベースバラスト抵抗１８ｃによって生じる電圧降下も増加する。それによって、そのＨＢＴ１８ａのベース−エミッタ間電圧が減少し、結果として、エミッタ電流の増加が抑えられる。したがってベースバラスト抵抗１８ｃによって、各ＨＢＴ１８ａの間の電流、温度の差を小さく抑えることができ、熱暴走を抑えることができるとともに、各ＨＢＴ１８ａに均一な動作をさせることができる。したがって、各ＨＢＴ１８ａにおける信号の分配や合成が効率良く行われ、高出力、高効率な増幅特性が実現できる。
なお、ベースバラスト抵抗は、第９図、第１０図に示した構成でも構わないし、第９図、第１０図に示したベースバラスト抵抗を両方とも用いる構成でも構わない。
次にＨＢＴ多段増幅器８５の動作について説明する。
入力端子２０から入力した信号は入力整合回路２８を介してエミッタバラスト抵抗を用いた初段ＨＢＴ素子８６によって増幅され、段間整合回路３２を介して、エミッタバラスト抵抗を用いたＨＢＴ素子もしくはベースバラスト抵抗を用いたＨＢＴ素子からなる中間段ＨＢＴ素子８８，８９により増幅される。そして最終的に、ベースバラスト抵抗を用いた最終段ＨＢＴ素子８７に入力されるとともに、ここで増幅され、出力整合回路３０を介して出力端子２２から出力される。このようにして信号は多段ＨＢＴ増幅器８５により増幅される。
また、増幅素子として、エミッタバラスト抵抗を用いた初段ＨＢＴ素子８６、エミッタバラスト抵抗もしくはベースバラスト抵抗を用いた中間ＨＢＴ素子８８、およびベースバラスト抵抗を用いた最終段ＨＢＴ素子８７を用いているため、熱的に安定であり、かつ各ＨＢＴ１４ａ，１８ａの均一動作が可能である。したがって、各ＨＢＴ１４ａ，１８ａにおける信号の分配や合成が効率良く行われ、高出力、高効率な特性が実現できる。
また、第６図において、初段増幅回路を含む入力増幅回路９１において、少なくとも増幅素子としてエミッタバラスト抵抗を用いた初段ＨＢＴ素子８６を用い、最終段増幅回路を含む出力増幅回路９２において、少なくとも増幅素子としてベースバラスト抵抗を用いた最終段ＨＢＴ素子８７を用いている。したがって、最も雑音特性に影響を与える初段増幅回路を含む入力増幅回路９１において、雑音特性において有利なエミッタバラスト抵抗を用いた初段ＨＢＴ素子８６を用いているため、低雑音な特性を実現することができる。一方、最も出力電力、効率特性に影響を与える最終段増幅回路を含む出力増幅回路９２において、出力電力、効率特性において有利なベースバラスト抵抗を用いた最終段ＨＢＴ素子８７を用いているため、高出力、高効率な特性を実現することができる。
従って、この発明に係るＨＢＴ多段増幅器８５は、入力増幅回路９１に少なくともエミッタバラスト抵抗を用いた初段ＨＢＴ素子８６を用い、出力増幅回路９２に少なくともベースバラスト抵抗を用いた最終段ＨＢＴ素子８７を用いているため、高出力、高効率な特性と低雑音な特性を同時に実現することが可能である。
なお、この発明のＨＢＴ多段増幅器８５は２段増幅器の場合は１段目がエミッタバラスト抵抗を用いたＨＢＴ素子を２段目がベースバラスト抵抗を用いたＨＢＴ素子を増幅素子として用いた構成となる。
また、３段以上の場合は初段はエミッタバラスト抵抗を用いたＨＢＴ素子、最終段はベースバラスト抵抗を用いたＨＢＴ素子を増幅素子として用い、それ以外の中間の増幅段については、エミッタバラスト抵抗、ベースバラスト抵抗のどちらを用いたＨＢＴ素子であっても構わない。
また、エミッタバラスト抵抗、ベースバラスト抵抗は、半導体基板上のエピ抵抗、薄膜抵抗、注入抵抗などで構成されていても構わない。
また、ベースバイアス端子９０は、ベース端子１２ａ，１６ａと共通であっても構わない。
ベースバラスト抵抗を用いたＨＢＴ素子は第９図、または第１０図の構成のものの他に、第９図、第１０図のベースバラスト抵抗を両方とも用いた構成でも構わない。
また、各実施の形態において示されたＨＢＴ素子の構成は１次元的に基本ＨＢＴを配置した構成であるが、２次元的に配置した構成でも、その他のレイアウトで並列に配置したものであっても構わない。
以上のように、この発明に係るＨＢＴ多段増幅器によれば多段増幅器を構成しているため信号を増幅することができる。
また、増幅素子としてエミッタもしくはベースバラスト抵抗を用いたＨＢＴ素子を用いているため、熱的に安定であり、かつ各ＨＢＴの均一動作可能である。したがって、各ＨＢＴにおける信号の分配・合成が効率良く、高出力、高効率な特性が実現できる。
また、初段増幅回路を含む入力増幅回路において、少なくとも増幅素子としてエミッタバラスト抵抗を用いた初段ＨＢＴ素子を用い、最終段増幅回路を含む出力増幅回路において、少なくとも増幅素子としてベースバラスト抵抗を用いた最終段ＨＢＴ素子を用いているため、高出力、高効率な特性と低雑音な特性を同時に実現することができる。
産業上の利用可能性
以上のように、この発明に係る高周波用半導体装置は衛星通信、地上マイクロ波通信、移動体通信等に使用する高出力電力増幅器として有用である。特にこれら通信分野の送信機のように高出力・高効率のみならず良好な雑音特性が要求される増幅器に適している。
【図面の簡単な説明】
第１図は、この発明に係る高出力電力増幅器の構成を示すブロック図である。
第２図は、この発明に係る高出力電力増幅器を構成するマルチフィンガＨＢＴの平面図である。
第３図は、第２図のＩＩＩ−ＩＩＩ断面におけるマルチフィンガＨＢＴの断面図である。
第４図は、この発明に係る高出力電力増幅器の構成を示すブロック図である。
第５図は、この発明に係る高出力電力増幅器の構成を示すブロック図である。
第６図は、この発明に係るＨＢＴ多段増幅器を示すブロック図である。
第７図は、この発明に係るエミッタバラスト抵抗を用いたマルチフィンガＨＢＴの等価回路を示す模式図である。
第８図、この発明に係るエミッタバラスト抵抗を用いたマルチフィンガＨＢＴの等価回路を示す模式図である。
第９図は、この発明に係るベースバラスト抵抗を用いたマルチフィンガＨＢＴの等価回路を示す模式図である。
第１０図、この発明に係るベースバラスト抵抗を用いたマルチフィンガＨＢＴの等価回路を示す模式図である。
第１１図は、従来の高出力電力増幅器の構成を示すブロック図である。
第１２図は、エミッタバラスト抵抗を用いたＨＢＴ素子のみを用いて構成した従来のＨＢＴ多段増幅器のブロック図である。
第１３図は、ベースバラスト抵抗を用いたＨＢＴ素子のみを用いて構成した従来のＨＢＴ多段増幅器のブロック図である。
この発明は、高周波用装置に関するもので、特にマルチフィンガヘテロ接合バイポーラトランジスタを用いた増幅器の電力効率と雑音特性と熱的安定性の改善に関する。
背景技術
最近の携帯端末機、例えば携帯電話の普及においては、小型軽量化が開発の重要なポイントとなっており、高出力電力増幅器がキーパーツになってきている。
ヘテロ接合バイポーラトランジスタ（Ｈｅｔｅｒｏｊｕｎｃｔｉｏｎ ｂｉｐｏｌａｒ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ、以下ＨＢＴという）は高い電流利得βを有し、エミッタをＡｌＧａＡｓで、ベースをＧａＡｓで構成したＧａＡｓ系のＨＢＴではその高速性と合わせて、携帯電話の高出力電力増幅器に多く用いられている。
高出力化を実現するためには、ＨＢＴでは所定の出力を得るために大きなエミッタサイズが必要になる。この大きなエミッタサイズを得るためには、ベース抵抗を低減するために幅の狭いエミッタで構成したＨＢＴを複数個並列に接続した、いわゆるマルチフィンガ構成とすることが必要である。以下このマルチフィンガ構成のＨＢＴをマルチフィンガＨＢＴ、このマルチフィンガＨＢＴを構成する個々のＨＢＴを基本ＨＢＴと呼ぶことにする。
第１１図は従来の高出力電力増幅器の構成を示すブロック図である。
第１１図において、１００は電力増幅器、１０２は電力増幅器１００の初段として働くマルチフィンガＨＢＴ、１０４はマルチフィンガＨＢＴ１０２の基本ＨＢＴで、Ｘ１１、Ｘ１２、・・・、Ｘ１ｍ、が並列に接続されている。個々の基本ＨＢＴ１０４は、ＨＢＴ１０４ａとこのＨＢＴ１０４ａのエミッタ電極に直列に接続されたエミッタ抵抗１０４ｂとから構成されている。基本ＨＢＴ１０４には信号電力がＨＢＴ１０４ａのベース電極に入力され、増幅された信号出力はＨＢＴ１０４ａのコレクタ電極から出力される。エミッタ電極はエミッタ抵抗１０４ｂを介して接地されている。
１０６は増幅器１００の出力段として働くマルチフィンガＨＢＴ、１０８はマルチフィンガＨＢＴ１０６の基本ＨＢＴで、Ｘ２１、Ｘ２２、・・・、Ｘ２ｎ、が並列に接続されている。個々の基本ＨＢＴ１０８の構成はマルチフィンガＨＢＴ１０２の基本ＨＢＴ１０４と同じ構成で、ＨＢＴ１０８ａとこのＨＢＴ１０８ａのエミッタ電極に直列に接続されたエミッタ抵抗１０８ｂとから構成されている。基本ＨＢＴ１０８には信号電力がＨＢＴ１０８ａのベース電極に入力され、増幅された信号出力はＨＢＴ１０８ａのコレクタ電極から出力される。エミッタ電極はエミッタ抵抗１０８ｂを介して接地されている。
１１０は入力端子、１１２は出力端子、１１４は電源電圧端子、１１６はベースバイアス回路、１１８，１２０，１２２，１２４，１２６，１２８，及び１３０はそれぞれ整合回路である。
ＨＢＴ１０４ａやＨＢＴ１０８ａは高温になると、ベースの順方向電圧ＶＢＥが低くなる。またＧａＡｓなどの化合物半導体基板では熱抵抗が高いために、多数のＨＢＴ１０４ａやＨＢＴ１０８ａが並列に接続されて配置されているときに、一つのＨＢＴ１０４ａやＨＢＴ１０８ａに何らかの原因で電流が集中すると、このＨＢＴ１０４ａやＨＢＴ１０８ａの熱が上昇しさらにＶＢＥが低下し、さらにこの部分に電流が集中するということが起きる。
ここで熱抵抗ΘＴＨは次式、ΘＴＨ＝ΔＴｊ／ΔＰで定義される。ただしＴｊはジャンクション温度、Ｐはパワーである。
基本ＨＢＴ相互間の熱的な不均一のために、ある一つの基本ＨＢＴへの電流集中が発生し、その結果として動作電流の急激な変化が起きることは、例えば、ＩＥＥＥ ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ ＯＮ ＥＬＥＣＴＲＯＮ ＤＥＶＩＣＥＳ，ＶＯＬ．４３，ＮＯ．２，ＦＥＢＲＵＡＲＹ １９９６，ｐｐ２２０−２２７に報告されている。
マルチフィンガＨＢＴ１０２や１０６において、特定のＨＢＴ１０４ａや１０８ａに電流集中が発生すると動作するＨＢＴ１０４や１０８が少なくなり、サイズに比例した電力が得られなくなる。このため特定のＨＢＴ１０４ａや１０８ａへの電流集中を防止するために、ＨＢＴ１０４ａや１０８ａのベースもしくはエミッタに直列に抵抗を挿入して電流増幅率を低下させ電流集中を抑制している。
電力増幅器１００においては、ＨＢＴ１０４ａや１０８ａのエミッタ電極に直列にエミッタ抵抗を挿入し、基本ＨＢＴ１０４や１０８を構成している。
しかしながら、ＨＢＴ１０４ａや１０８ａのベースもしくはエミッタに直列に抵抗を挿入した場合、電力増幅器１００の性能低下につながる。
すなわち、単にベース抵抗を挿入すると、入力に抵抗を挿入したことになるために損失が発生し、その損失分によって雑音特性が劣化する。さらに損失が発生したことによりＨＢＴの利得が低下する。
一方、基本ＨＢＴ１０４や１０８のように単にエミッタ抵抗を挿入すると、エミッタ抵抗１０４ｂや１０８ｂによる電圧低下によりＶｃｅが低下するために、電力効率が低下する。
このように基本ＨＢＴの熱的不均一を防ぐために、ベースもしくはエミッタに直列に抵抗を挿入して電流増幅率を低下させ電流集中を抑制することは有効ではあるが、単にベースもしくはエミッタに直列に抵抗を挿入した場合は雑音特性が劣化し、ＨＢＴの利得が低下したり、また電力効率が低下するという問題点があった。
また、公知例として特開平８−２７９５６１号公報にエミッタバラスト抵抗を用いたＨＢＴ素子やベースバラスト抵抗を用いたＨＢＴ素子の構成が記載されている。
また、１９９４ ＩＥＥＥ ＭＴＴ−Ｓ Ｄｉｇｅｓｔ ＷＥ２Ａ−６ ｐ６８７−ｐ６９０ にエミッタバラスト抵抗を用いたＨＢＴ素子の構成が記載されている。
第１２図はエミッタバラスト抵抗を用いたＨＢＴ素子のみを用いて構成した従来のＨＢＴ多段増幅器のブロック図である。
第１２図において、ＨＢＴ多段増幅器１４０の初段として働くマルチフィンガＨＢＴ１０２及び出力段として働くマルチフィンガＨＢＴ１０６は、第１１図と同様にエミッタ電極に直列に接続されたエミッタバラスト抵抗を有する基本ＨＢＴから構成されている。初段と出力段との間の中間段も全てエミッタ電極に直列に接続されたエミッタバラスト抵抗を有する基本ＨＢＴからなるマルチフィンガＨＢＴで構成される。
また第１３図はベースバラスト抵抗を用いたＨＢＴ素子のみを用いて構成した従来のＨＢＴ多段増幅器のブロック図である。
第１３図において、ＨＢＴ多段増幅器１４２は初段から出力段まで、中間段を含めて全てベースバラスト抵抗を有する基本ＨＢＴから構成されたマルチフィンガＨＢＴ１４４により構成されている。
このように従来のＨＢＴ多段増幅器１４０、１４２においては、エミッタバラスト抵抗を用いたマルチフィンガＨＢＴのみで構成されるか、もしくは、ベースバラスト抵抗を用いたマルチフィンガＨＢＴのみで構成されている。
一般にエミッタバラスト抵抗を用いたマルチフィンガＨＢＴは、エミッタ−グランド間に抵抗が挿入されるため、抵抗がない場合と比較して、増幅器の入力、出力側両方において損失が増加する。出力側にも損失が入るため、増幅器の出力電力、効率特性を低下させている。
またベースバラスト抵抗を用いたマルチフィンガＨＢＴはベースバイアス端子との間に抵抗が挿入されているため、出力側の損失は無い。そのため、出力電力、効率特性は、エミッタバラスト抵抗を用いたマルチフィンガＨＢＴと比較して良い。しかし、入力側に大きな損失が入るため、雑音特性はエミッタバラスト抵抗を用いたマルチフィンガＨＢＴと比較して悪い。
まとめると、エミッタバラスト抵抗を用いたマルチフィンガＨＢＴ１０２，１０６とベースバラスト抵抗を用いたマルチフィンガＨＢＴ１４４では、出力電力、効率特性においてはベースバラスト抵抗を用いたマルチフィンガＨＢＴ１４４の方が良く、雑音特性においては、エミッタバラスト抵抗を用いたマルチフィンガＨＢＴ１０２，１０６の方が良い。
このために、エミッタバラスト抵抗を用いたマルチフィンガＨＢＴのみで構成したＨＢＴ多段増幅器１４０の場合、雑音特性は良いが、出力電力、効率特性は悪くなるという問題がある。一方ベースバラスト抵抗を用いたマルチフィンガＨＢＴ１４４のみで構成したＨＢＴ多段増幅器１４２の場合、出力電力、効率特性は良いが、雑音特性は悪くなるという問題がある。
送信機に用いられる増幅器においては、高出力、高効率な特性だけでなく、受信帯雑音といった仕様があり、低雑音な特性も、求められている。したがって、高出力、高効率な特性と低雑音な特性を同時に実現する必要がある。従来の構成のＨＢＴ多段増幅器１４０または１４２では、高出力、高効率な特性と低雑音な特性を同時に実現できず、どちらか一方しか、実現することができないという問題があった。
この発明はこのような問題点を解消するためになされたもので、この発明の第１の目的は、マルチフィンガＨＢＴの電流集中を抑制しながら、雑音特性の劣化やＨＢＴの利得低下が少なく、かつ電力効率の低下の少ない増幅回路を構成することにより、高周波特性の劣化が少なく、熱的安定性の高い増幅回路を備えた高周波用半導体装置を提供することである。
この発明の第２の目的は、電流集中に対する安定性が高く信頼性の高い増幅回路を備えた高周波用半導体装置を提供することである。
この発明の第３の目的は、高出力、高効率な特性と低雑音な特性を同時に実現できるＨＢＴ多段増幅器を備えた高周波用半導体装置を提供することである。
なお、特開平１０−９８３３６号公報に、高周波増幅回路において増幅回路の出力トランジスタの動作電流を電源電圧に無関係に、かつベース−エミッタ間電圧にのみ比例して設定できるバイアス回路を用いることにより、電源電圧や周囲温度などの動作環境が変化しても飽和出力レベル、歪特性の変動の少なくする発明の記載があるが以下に述べる発明についての記載はない。
発明の開示
この発明に係る高周波用半導体装置は、ヘテロ接合構造の第１のバイポーラトランジスタとこの第１のバイポーラトランジスタのエミッタ電極に直列に接続された抵抗値がＲＥ１のエミッタ抵抗とを有する第１の基本トランジスタを、複数個並列接続して第１の半導体基板上に配設された増幅回路の第１の部分と、この第１の部分の出力信号を増幅するとともにヘテロ接合構造の第２のバイポーラトランジスタとこの第２のバイポーラトランジスタのベース電極に直列に接続された抵抗値がＲＢ２のベース抵抗とを有する第２の基本トランジスタを、複数個並列接続して第２の半導体基板上に配設された増幅回路の第２の部分と、を備えたもので、電流集中を抑制しながら、簡単な構成で雑音指数を低く利得の低下を少なくしさらに電力効率の低下を少なくすることができる。ひいては、信頼性が高く、増幅特性に優れ、電力効率の高い高周波用半導体装置とすることができる。
さらに、第２の基本トランジスタにさらに第２のバイポーラトランジスタのエミッタ電極に直列に接続されたエミッタ抵抗を配設するとともに、第２のバイポーラトランジスタのベース電極に直列に接続されたベース抵抗の抵抗値をＲＢ２よりも小さくしたもので、雑音特性を改善することができる。ひいては雑音特性に優れた高周波用半導体装置とすることができる。
さらに、増幅回路の第１の部分における第１の基本トランジスタ間のエミッタ間隔を増幅回路の第２の部分における第２の基本トランジスタ間のエミッタ間隔よりも広くしたもので、熱抵抗を小さくし、電流集中を起しにくくできる。ひいては電流集中に対する安定性が高く信頼性の高い高周波用半導体装置とすることができる。
さらに、増幅回路の第１の部分における第１の基本トランジスタのエミッタ抵抗の抵抗値をＲＥ１より小さくしたもので、第１の部分における効率の低下を少なくすることができる。ひいては電力効率の高い高周波用半導体装置とすることができる。
また、ヘテロ接合構造の第１のバイポーラトランジスタとこの第１のバイポーラトランジスタのベース電極に直列に接続された抵抗値がＲＢ１のベース抵抗と第１のバイポーラトランジスタのエミッタ電極に直列に接続された抵抗値がＲＥ１のエミッタ抵抗とを有する第１の基本トランジスタを、この第１の基本トランジスタのエミッタのエミッタ間隔Ｗ１で、複数個並列接続して第１の半導体基板上に配設された増幅回路の第１の部分と、この第１の部分の出力信号を増幅するとともにヘテロ接合構造の第２のバイポーラトランジスタとこの第２のバイポーラトランジスタのベース電極に直列に接続された抵抗値がＲＢ２のベース抵抗と第２のバイポーラトランジスタのエミッタ電極に直列に接続された抵抗値がＲＥ２のエミッタ抵抗とを有する第２の基本トランジスタを、この第２の基本トランジスタのエミッタのエミッタ間隔Ｗ２で、複数個並列接続して第２の半導体基板上に配設された増幅回路の第２の部分と、を備え、Ｗ１＞Ｗ２としたもので、熱抵抗を小さくし、電流集中を起こしにくくすることが出来る。ひいては電流集中に対する安定性が高く信頼性の高い高周波用半導体装置とすることができる。
さらに、第１の基本トランジスタのエミッタ抵抗の抵抗値ＲＥ１と第２の基本トランジスタのエミッタ抵抗の抵抗値ＲＥ２との関係を、ＲＥ１＜ＲＥ２とし、第１の基本トランジスタのベース抵抗の抵抗値ＲＢ１と第２の基本トランジスタのベース抵抗の抵抗値ＲＢ２との関係をＲＢ１＜ＲＢ２としたもので、電流集中を抑制しながら、雑音指数を低く利得の低下を少なくしさらに電力効率の低下を少なくすることができる。ひいては、信頼性が高く、増幅特性に優れ、電力効率の高い高周波用半導体装置とすることができる。
さらに、増幅回路の第１の部分を初段とし、増幅回路の第２の部分を出力段としたもので、雑音指数に最も寄与する初段で雑音指数を低くしさらに電力効率に最も寄与する出力段において電力効率の低下を少なくすることができる。ひいては、効果的に、増幅特性に優れ、電力効率の高い高周波用半導体装置とすることができる。
さらに、第１の半導体基板と第２の半導体基板とを一体的に構成したもので、小型化を図ることができる。ひいては小型で安価な高周波用半導体装置とすることができる。
また、エミッタバラスト抵抗と接続されたヘテロ接合構造の第１のバイポーラトランジスタ素子を有する初段増幅回路が含まれた第１の増幅回路部分と、この第１の増幅回路部分の出力信号を増幅するとともにベースバラスト抵抗と接続されたヘテロ接合構造の第２のバイポーラトランジスタ素子を有する最終段増幅回路が含まれた第２の増幅回路部分と、を備えたもので、初段増幅回路を含む第１の増幅回路部分の低雑音の特性を実現し、最終段増幅回路を含む第２の増幅回路部分の高出力・高効率特性を実現できる。ひいては、高出力、高効率な特性と低雑音な特性を同時に実現できるＨＢＴ多段増幅器を備えた高周波用半導体装置とすることができる。
さらに、第１のバイポーラトランジスタ素子がヘテロ接合構造の第１のバイポーラトランジスタとこの第１のバイポーラトランジスタに接続されたエミッタバラスト抵抗とを有する第１の基本トランジスタを複数個並列接続してなるとともに第２のバイポーラトランジスタ素子がヘテロ接合構造の第２のバイポーラトランジスタとこの第２のバイポーラトランジスタに接続されたベースバラスト抵抗とを有する第２の基本トランジスタを複数個並列接続してなるもので、高出力化が可能で熱暴走を抑制することができる。ひいては、高出力で信頼性の高いＨＢＴ多段増幅器を備えた高周波用半導体装置とすることができる。
発明を実施するための最良の形態
以下に記載の実施の形態１から３においては、例えば二段構成の電力増幅器について説明するが、必ずしも２段ではなくそれ以上の多段構成でもかまわない。
実施の形態１．
この実施の形態は、増幅器の初段及び出力段をマルチフィンガＨＢＴで構成し、この初段のマルチフィンガＨＢＴを構成する基本ＨＢＴをＨＢＴとこのＨＢＴのエミッタに接続されたエミッタ抵抗とで構成し、出力段のマルチフィンガＨＢＴを構成する基本ＨＢＴをＨＢＴとこのＨＢＴのベースに接続されたベース抵抗とで構成したものである。
第１図は実施の形態１に係る高出力電力増幅器の構成を示すブロック図である。
第１図において、１０は電力増幅器で、１２は電力増幅器１０の初段として働く第１の部分としてのマルチフィンガＨＢＴ、１４はマルチフィンガＨＢＴ１２の第１の基本トランジスタとしての基本ＨＢＴで、Ｃ１１、Ｃ１２、・・・、Ｃ１ｍ、としてｍ個並列に接続されている。
個々の基本ＨＢＴ１４は、ＨＢＴ１４ａとこのＨＢＴ１４ａのエミッタ電極に直列に接続されたエミッタ抵抗１４ｂとから構成されている。
基本ＨＢＴ１４のＣ１１、Ｃ１２、・・・、Ｃ１ｍは同一構造で、個々のＨＢＴ１４ａ、エミッタ抵抗１４ｂはそれぞれ同じ回路定数を有し、ＨＢＴ１４ａは電流増幅率β１を、エミッタ抵抗１４ｂは抵抗値ＲＥ１を有している。また基本ＨＢＴ１４はエミッタ間隔Ｗ１で配列されている。基本ＨＢＴ１４には、それぞれ信号電力が直接ＨＢＴ１４ａのベース電極に入力され、増幅された信号出力はＨＢＴ１４ａのコレクタ電極から出力される。エミッタ電極はエミッタ抵抗１４ｂを介して接地されている。
１６は電力増幅器１０の出力段として働く第２の部分としてのマルチフィンガＨＢＴ、１８はマルチフィンガＨＢＴ１６の第２の基本トランジスタとしての基本ＨＢＴで、Ｃ２１、Ｃ２２、・・・、Ｃ２ｎ、として並列にｎ個接続されている。
個々の基本ＨＢＴ１８は、ＨＢＴ１８ａとこのＨＢＴ１８ａのベース電極に直列に接続されたベース抵抗１８ｃから構成されている。
基本ＨＢＴ１８のＣ２１、Ｃ２２、・・・、Ｃ２ｎは同一構造で、個々のＨＢＴ１８ａ、ベース抵抗１８ｃはそれぞれ同じ回路定数を有し、個々のＨＢＴ１８ａは電流増幅率β２を、ベース抵抗１８ｃは抵抗値ＲＢ２を有している。また基本ＨＢＴ１８は、マルチフィンガＨＢＴ１２と同じエミッタ間隔Ｗ１で配列されている。基本ＨＢＴ１８には、それぞれ信号電力がベース抵抗１８ｃを介してＨＢＴ１８ａのベース電極に入力され、増幅された信号出力はＨＢＴ１８ａのコレクタ電極から出力される。エミッタ電極は直接接地されている。
エミッタ抵抗１４ｂやベース抵抗１８ｃは薄膜抵抗により構成される。エミッタ抵抗１４ｂは薄膜抵抗ではなくエミッタ層をエピタキシャル成長により形成するときに同時に形成してもよい。
２０は入力端子で信号電力が入力され、２２は出力端子で増幅された信号電力が出力される。２４は電源電圧端子でＶｃｃが印加される。２６はベースバイアス回路でベース電圧を発生する。
２８は初段のマルチフィンガＨＢＴ１２の入力側に接続された入力整合回路、３０は出力段のマルチフィンガＨＢＴ１６の出力側に接続された出力整合回路、３２は初段のマルチフィンガＨＢＴ１２と出力段のマルチフィンガＨＢＴ１６との間に接続された段間の整合回路、３４は初段のマルチフィンガＨＢＴ１２のベース電極とベースバイアス回路２６との間に接続された整合回路、３６は出力段のマルチフィンガＨＢＴ１６のベース電極とベースバイアス回路２６との間に接続された整合回路、３８は初段のマルチフィンガＨＢＴ１２のコレクタ電極と電源電圧端子２４との間に接続された整合回路、４０は出力段のマルチフィンガＨＢＴ１６のコレクタ電極と電源電圧端子２４との間に接続された整合回路である。
初段のマルチフィンガＨＢＴ１２は整合回路３４を介してベースバイアス回路２６から個々の基本ＨＢＴ１４のベース電極にベース電圧が印加され、整合回路３８を介して電源電圧端子２４から、個々の基本ＨＢＴ１４のコレクタ電極にＶｃｃが印加される。
また出力段のマルチフィンガＨＢＴ１６は整合回路３６を介してベースバイアス回路２６から個々の基本ＨＢＴ１８のベース電極にベース電圧が印加され、整合回路４０を介して電源電圧端子２４から、個々の基本ＨＢＴ１８のコレクタ電極にＶｃｃが印加される。
マルチフィンガＨＢＴ１２のベース電極は入力整合回路２８を介して入力端子２０に接続され、コレクタ電極は整合回路３２を介して出力段のマルチフィンガＨＢＴ１６のベース電極に接続される。出力段のマルチフィンガＨＢＴ１６のコレクタ電極は出力整合回路３０を介して出力端子２２に接続されている。
第２図は電力増幅器１０の初段を構成するマルチフィンガＨＢＴ１２の平面図である。第２図の鎖線で囲まれたＡ部は基本ＨＢＴ１４を示す。また第３図は第２図のＩＩＩ−ＩＩＩ断面の断面図である。第２図および第３図においてはエミッタ抵抗は図示していない。
第２図および第３図において、５０はコレクタ層で、ｎ＋ＧａＡｓ層で構成される。５２はコレクタ電極である。５４はベース層でコレクタ層５０の表面上に２本のコレクタ電極５２に挟まれて配設され、ｐ＋ＧａＡｓ層で構成される。５６はベース層５４の表面に配設されたベース電極である。５８はエミッタ層でベース層５４の表面上に２本のベース電極５６に挟まれて配設される。６０はエミッタ電極でエミッタ層５８の表面上に配設されている。Ｗ１はエミッタ間隔を示す。
第３図において、６２は第１の半導体基板としてのＧａＡｓ基板で、コレクタ層５０をその表面に配設している。６４は基本ＨＢＴ１４を分離するアイソレータで、水素イオンＨ＋等のイオン注入により形成される。アイソレータ６４はコレクタ層５０の表面から、コレクタ層５０を貫通しＧａＡｓ基板６２に達している。
電力増幅器１０の出力段を構成するマルチフィンガＨＢＴ１６も基本ＨＢＴの個数は異なるが、初段を構成するマルチフィンガＨＢＴ１２の平面図である第２図、及びマルチフィンガＨＢＴ１２の断面図である第３図と同様の構成である。
入力端子２０に印加された信号電力は入力整合回路２８を介して初段のマルチフィンガＨＢＴ１２に入力され分岐されて、個々の基本ＨＢＴ１４のベース電極に入力され増幅される。個々の基本ＨＢＴ１４で増幅された信号電力は個々の基本ＨＢＴ１４のコレクタ電極から出力し、合成されて初段のマルチフィンガＨＢＴ１２から出力される。
初段のマルチフィンガＨＢＴ１２で増幅された信号電力は段間の整合回路３２を介して出力段のマルチフィンガＨＢＴ１６に入力され分岐されて、個々の基本ＨＢＴ１８のベース電極にベース抵抗１８ｃを介して入力され再度増幅される。個々の基本ＨＢＴ１８で増幅された信号電力は個々の基本ＨＢＴ１８のコレクタ電極から出力し、合成されて出力段のマルチフィンガＨＢＴ１６から出力され、出力整合回路３０を介して、出力端子２２から出力される。
出力段のマルチフィンガＨＢＴ１６のサイズは、電力増幅器１０に要求される出力電力により決定される。例えば出力電力１Ｗを得るために、エミッタの面積が１００００μｍ２必要になるとすると、基本ＨＢＴ１８を構成するＨＢＴ１８ａのエミッタの面積が１００μｍ２とすると、基本ＨＢＴ１８が１００個必要である。すなわちマルチフィンガＨＢＴ１６は１００個の基本ＨＢＴ１８で構成されることになる。この出力段の利得が１１ｄＢであり、段間の整合回路３２でのロスが−１ｄＢであれば、初段のマルチフィンガＨＢＴ１２に要求される出力電力は０．１Ｗとなる。すなわち、
１Ｗ＝１０ｌｏｇ１０００ｄＢｍ＝３０ｄＢｍ，３０ｄＢｍ−１１ｄＢ＋１ｄＢ＝２０ｄＢｍ＝０．１Ｗ
この出力を得るための、初段のマルチフィンガＨＢＴ１２に必要なエミッタサイズは１０００μｍ２である。これをエミッタ面積１００μｍ２のＨＢＴ１４ａで構成すると基本ＨＢＴ１４が１０個必要となる。
一般に基本ＨＢＴを構成する抵抗の抵抗値はＧａＡｓ基板の熱抵抗により変化する。例えばＧａＡｓ基板の厚みを１００μｍとすると、基本ＨＢＴのベース電極に直列に接続されるベース抵抗はＲＢ＝１００Ω程度となる。エミッタ電極に直列に接続されるエミッタ抵抗は、ＨＢＴの電流増幅率βを１００とすると、エミッタ抵抗としてＲＥ＝１Ω（＝１００Ω／１００）が必要である。
マルチフィンガＨＢＴの電流集中による特性劣化を抑制するためには、基本ＨＢＴとしてこれらのベース抵抗またはエミッタ抵抗を付加することが必要である。
従来例においては、初段も出力段も同じ構成にし、基本ＨＢＴは初段も出力段も単にエミッタ抵抗を接続していたが、この実施の形態に係る電力増幅器においては、初段の基本ＨＢＴ１４にはエミッタ抵抗１４ｂのみを設け、出力段の基本ＨＢＴ１８にはベース抵抗のみを設けている。
例えば、１Ｗの出力電圧を電源電圧２Ｖで得るためには、出力段のマルチフィンガＨＢＴ１６の電力効率を５０パーセントとすると、コレクタ電流Ｉｃは
Ｉｃ＝１／２／０．５＝１Ａ
となる。基本ＨＢＴ１８一つ当たりのコレクタ電流は１０ｍＡとなる。
もし従来例のようにエミッタ抵抗を設けた場合、コレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅは
Ｖｃｅ＝２−０．１×１＝１．９９
となり、約１パーセント（＝１．９９／２）の効率低下となる。
しかしながらこの実施の形態１における電力増幅器１０においては、出力段のマルチフィンガＨＢＴ１６の基本ＨＢＴ１８にはベース抵抗のみ設け、エミッタ抵抗を付加していないので、この効率の低下は発生しない。
一方初段のマルチフィンガＨＢＴ１２の基本ＨＢＴ１４にはエミッタ抵抗１４ｂを付加しているので、１パーセントの効率低下が起きるが、出力段に比べて特に問題にならない。すなわち、出力段の電流は１０００ｍＡであり、これの１パーセントは１０ｍＡであるが、初段の電流は１００ｍＡであり、これの１パーセントは１ｍＡであるために、その増減による寄与は小さい。
一方、電力増幅器全体の雑音指数ＮＦｔは、ｉ段目の雑音指数をとし、利得をＧｉとすると、
ＮＦｔ＝ＮＦ１＋ＮＦ２／Ｇ１＋・・・＋ＮＦｉ／Ｇｉ＋・・・
で表されるため、出力段にベース抵抗を付加したことにより、入力損失が２ｄＢ増加し、出力段の雑音指数が２ｄＢ劣化しても、初段の利得が１０ｄＢであるために、電力増幅器１０全体としての雑音指数の劣化は、
２ｄＢ／１０ｄＢ＝０．２ｄＢ
に抑えられる。
この実施の形態１による電力増幅器１０においては、初段のマルチフィンガＨＢＴ１２の基本ＨＢＴ１４にはエミッタ抵抗１４ｂのみを付加し、出力段のマルチフィンガＨＢＴ１６の基本ＨＢＴ１８にはベース抵抗のみ設けたので、初段のマルチフィンガＨＢＴ１２では入力信号の損失がないため雑音指数の劣化が発生せず、出力段のマルチフィンガＨＢＴ１６ではコレクタ−エミッタ間電圧の低下が発生せず、電力効率の低下がない。
以上のように、この発明では、初段にはエミッタ抵抗を付加し出力段にはベース抵抗を採用することでマルチフィンガＨＢＴの電流集中を防ぎながら、電力増幅器総体として、雑音指数と利得の向上を図り、電力効率の改善を図っている。ひいては、信頼性が高く、増幅特性に優れ、電力効率の高い電力増幅器を構成することができる。
実施の形態２．
この実施の形態２は、実施の形態１の出力段において、ベース抵抗の抵抗値を少し小さくし、その分をエミッタ抵抗で補償したもので、実施の形態１の電力増幅器１０よりもさらに雑音特性の向上を図ったものである。
第４図は実施の形態２に係る高出力電力増幅器の構成を示すブロック図である。
第４図において、７０は電力増幅器で、７２は電力増幅器７０の出力段として働く第２の部分としてのマルチフィンガＨＢＴ、７４はマルチフィンガＨＢＴ７２の第２の基本トランジスタとしての基本ＨＢＴで、Ｃ２１、Ｃ２２、・・・、Ｃ２ｎ、として並列にｎ個接続されている。
個々の基本ＨＢＴ７４は、ＨＢＴ７４ａとこのＨＢＴ７４ａのベース電極に直列に接続されたベース抵抗７４ｃとＨＢＴ７４ａのエミッタ電極に直列に接続されたエミッタ抵抗７４ｂとから構成されている。
基本ＨＢＴ７４のＣ２１、Ｃ２２、・・・、Ｃ２ｎは同一構造で、個々のＨＢＴ７４ａ、エミッタ抵抗７４ｂ、ベース抵抗７４ｃはそれぞれ同じ回路定数を有し、個々のＨＢＴ７４ａは電流増幅率β３を、エミッタ抵抗７４ｂは抵抗値ＲＥ３、ベース抵抗７４ｃは抵抗値ＲＢ３を有している。また基本ＨＢＴ７４は、マルチフィンガＨＢＴ１２と同じエミッタ間隔Ｗ１で配列されている。
基本ＨＢＴ７４には、それぞれ信号電力がベース抵抗７４ｃを介してＨＢＴ７４ａのベース電極に入力され、増幅された信号出力はＨＢＴ７４ａのコレクタ電極から出力される。エミッタ電極はエミッタ抵抗７４ｂを介して接地されている。
第４図において、第１図と同じ符号は同じものか相当のものである。また以下の実施の形態においても同様である。
この電力増幅器７０は、初段は実施の形態１と同じ構成になっており、基本ＨＢＴ１４にはエミッタ抵抗１４ｂを用いているために、初段における雑音特性の劣化は少ない。問題となるのは出力段の回路構成である。
基本ＨＢＴのエミッタ抵抗の抵抗値ＲＥとベース抵抗ＲＢとの間には電流増幅率をβとすると、ＲＥ＝ＲＢ／βの関係がある。このため雑音特性に影響を与える出力段のベース抵抗を減らしその分をエミッタ抵抗で補償すれば、電流集中を防止しつつ雑音特性の劣化を少なくすることができる。
すなわち、実施の形態１の基本ＨＢＴ１８のベース抵抗の抵抗値をＲＢ２とすると、この実施の形態２の基本ＨＢＴ７４では、
ＲＢ２＝ＲＢ３＋ＲＥ３／β３
と設定すればよい。すなわち
ＲＢ３＝−ＲＥ３／β３
となり、ＲＢ３＜ＲＢ２となり、この実施の形態の電力増幅器７０は、実施の形態１の電力増幅器１０よりも、雑音特性が向上する。
実施の形態３．
この実施の形態３は、増幅器の初段及び出力段をマルチフィンガＨＢＴで構成し、このマルチフィンガＨＢＴを構成する基本ＨＢＴをＨＢＴとこのＨＢＴのベース電極に接続されたベース抵抗とＨＢＴのエミッタに接続されたエミッタ抵抗とで構成し、初段のマルチフィンガＨＢＴを構成する基本ＨＢＴのエミッタ間隔を出力段のマルチフィンガＨＢＴの基本ＨＢＴのエミッタ間隔より大きくするとともに初段のエミッタ抵抗を出力段のエミッタ抵抗より小さく、かつ初段のベース抵抗を出力段のベース抵抗より小さくしたものである。
第５図は実施の形態３に係る高出力電力増幅器の構成を示すブロック図である。
第５図において、７５は電力増幅器で、７６は電力増幅器７５の初段として働く第１の部分としてのマルチフィンガＨＢＴ、７８はマルチフィンガＨＢＴ１２の第１の基本トランジスタとしての基本ＨＢＴで、Ｃ１１、Ｃ１２、・・・、Ｃ１ｍ、としてｍ個並列に接続されている。
個々の基本ＨＢＴ７８は、ＨＢＴ７８ａとこのＨＢＴ７８ａのエミッタ電極に直列に接続されたエミッタ抵抗７８ｂとベース電極に直列に接続されたベース抵抗７８ｃとから構成されている。
基本ＨＢＴ７８のＣ１１、Ｃ１２、・・・、Ｃ１ｍは同一構造で、個々のＨＢＴ７８ａ、エミッタ抵抗７８ｂ、ベース抵抗７８ｃはそれぞれ同じ回路定数を有し、ＨＢＴ７８ａは電流増幅率β５を、エミッタ抵抗７８ｂは抵抗値ＲＥ５を、ベース抵抗は抵抗値ＲＢ５を有している。また基本ＨＢＴ７８はエミッタ間隔Ｗ５で配列されている。
基本ＨＢＴ７８には、それぞれ信号電力がベース抵抗７８ｃを介してＨＢＴ７８ａのベース電極に入力され、増幅された信号出力はＨＢＴ７８ａのコレクタ電極から出力される。エミッタ電極はエミッタ抵抗７８ｂを介して接地されている。
８０は電力増幅器７５の出力段として働く第２の部分としてのマルチフィンガＨＢＴ、８２はマルチフィンガＨＢＴ８０の第２の基本トランジスタとしての基本ＨＢＴで、Ｃ２１、Ｃ２２、・・・、Ｃ２ｎ、として並列にｎ個接続されている。
個々の基本ＨＢＴ８２は、ＨＢＴ８２ａとこのＨＢＴ８２ａのベース電極に直列に接続されたベース抵抗１８ｃとエミッタ電極に直列に接続されたエミッタ抵抗８２ｂとから構成されている。
基本ＨＢＴ８２のＣ２１、Ｃ２２、・・・、Ｃ２ｎは同一構造で、個々のＨＢＴ８２ａ、エミッタ抵抗８２ｂ、ベース抵抗８２ｃはそれぞれ同じ回路定数を有し、個々のＨＢＴ８２ａは電流増幅率β６を、エミッタ抵抗８２ｂは抵抗値ＲＥ６、ベース抵抗８２ｃは抵抗値ＲＢ６を有している。また基本ＨＢＴ８２は、マルチフィンガＨＢＴ７６より狭いエミッタ間隔Ｗ６で配列されている。
基本ＨＢＴ８２には、それぞれ信号電力がベース抵抗８２ｃを介してＨＢＴ１８ａのベース電極に入力され、増幅された信号出力はＨＢＴ８２ａのコレクタ電極から出力される。エミッタ電極はエミッタ抵抗８２ｂを介して接地されている。
基本ＨＢＴ７８，８２は、基本構成は実施の形態１のものと同様である。
出力段のマルチフィンガＨＢＴ８０において出力電圧が１Ｗで、この時の電力効率を５０パーセントとすると、熱に変換される電力は１Ｗとなり、同様に初段のマルチフィンガＨＢＴ７６において出力電圧が１００ｍＷで、この時の電力効率を５０パーセントとすると、熱に変換される電力は１００ｍＷとなる。このように初段で発生する熱量は出力段に比較して少ない。
また、マルチフィンガＨＢＴの面積は出力電力に比例するから、初段のマルチフィンガＨＢＴ７６の面積は、出力段のマルチフィンガＨＢＴ８０の面積の１／１０でよいことになる。
しかしながらその一方で、熱抵抗は発熱する部分の面積が小さいほど高くなる。このために初段のマルチフィンガＨＢＴ７６の面積を出力電圧に比例するように出力段のマルチフィンガＨＢＴ８０の面積の１／１０とすると、マルチフィンガＨＢＴ７６の発熱量は少ないが熱抵抗が大きくなるために、熱集中を抑制するための基本ＨＢＴ７６に要求されるベース抵抗やエミッタ抵抗の抵抗値は出力段のマルチフィンガＨＢＴ８０の基本ＨＢＴ８２のベース抵抗やエミッタ抵抗の抵抗値と同様の大きさになってしまう。
この実施の形態３の電力増幅器では、出力段の基本ＨＢＴ８２を通常どおりに許容される程度に稠密に、エミッタ間隔Ｗ６で配列するとともに、初段の基本ＨＢＴ７８を出力段のエミッタ間隔Ｗ６よりも広い間隔Ｗ５で配列している。
すなわち
Ｗ５＞Ｗ６
としている。
エミッタ間隔Ｗ５を出力段のエミッタ間隔Ｗ６よりも広くすることにより、熱抵抗が高くならず、初段の基本ＨＢＴ７８を構成するベース抵抗７８ｃの抵抗値ＲＢ５を、出力段の基本ＨＢＴ８２を構成するベース抵抗８２ｃの抵抗値よりも小さくすることが可能である。すなわち、
ＲＢ５＜ＲＢ６
とすることが出来る。
また初段の基本ＨＢＴ７８を構成するエミッタ抵抗７８ｂの抵抗値ＲＥ５を、出力段の基本ＨＢＴ８２を構成するエミッタ抵抗８２ｂの抵抗値ＲＥ６よりも小さくすることが可能である。すなわち
ＲＥ５＜ＲＥ６
とすることが出来る。
この実施の形態においては初段のエミッタ間隔を出力段のエミッタ間隔より広げるによりことにより、初段における電流集中を防止するための初段の基本ＨＢＴのエミッタ抵抗、ベース抵抗を小さくすることにより、マルチフィンガＨＢＴの電流集中を防ぎながら、電力増幅器総体として、雑音指数と利得の向上を図り、一層の電力効率の改善を図っている。
具体例
（ｉ）初段の基本ＨＢＴにはエミッタ抵抗のみとし、出力段の基本ＨＢＴにはベース抵抗のみとした場合
この場合は、実施の形態１の場合において、初段のエミッタ間隔を出力段のエミッタ間隔より広げたものである。
効率低下の抑制を考えるので、エミッタ抵抗を基に考えると、エミッタ抵抗ＲＥとベース抵抗ＲＢとの間には電流増幅率βにより、ＲＥ＝ＲＢ／βの関係があり、初段における発熱量が少ないため、ＲＢ５＜ＲＢ６およびＲＥ５＜ＲＥ６とすることができるので
ＲＥ５＋ＲＢ５／β５＜ＲＥ６＋ＲＢ６／β６
とすることができる。
ここで、初段の基本ＨＢＴをエミッタ抵抗のみとし、出力段の基本ＨＢＴをベース抵抗のみとすると、ＲＢ５＝０、ＲＥ６＝０となり、
ＲＥ５＜ＲＢ６／β６
となる。ここでＲＢ６／β６＝ＲＥ１であり、ＲＥ５＜ＲＥ１となる。すなわち実施の形態１の初段のマルチフィンガＨＢＴ１２のエミッタ間隔をＷ１からＷ５に広げることにより、初段のエミッタ抵抗の抵抗値をより小さくすることができ、初段での効率低下を抑制することができる。
（ｉｉ）初段の基本ＨＢＴにはエミッタ抵抗とベース抵抗を使用し、出力段の基本ＨＢＴにはベース抵抗のみとした場合
これは、雑音特性の劣化量には許容値が大きく、効率のさらなる向上を図る場合である。
例えば、実施の形態１では、初段の基本ＨＢＴ１４にはエミッタ抵抗１４ｂのみとし、出力段の基本ＨＢＴ１８にはベース抵抗１８ｃのみとして、構成しており、このため初段の効率低下による電力増幅器全体で効率低下が０．１パーセント（＝１ｍＡ／（１００ｍＡ＋１０００ｍＡ）あるが、雑音指数をある程度の下げる余裕がある場合には、これを基に効率低減の抑制を考慮することができる。
この場合も先の（ｉ）と同様に、
ＲＥ５＋ＲＢ５／β５＜ＲＥ６＋ＲＢ６／β６
とすることができる。
そして、出力段のエミッタ抵抗がないので、ＲＥ６＝０となる。すなわち
ＲＥ５＋ＲＢ５／β５＜ＲＢ６／β６
となる。従って、初段のエミッタ抵抗は、
ＲＥ５＜ＲＢ６／β５−ＲＢ５／β６
とすることができる。
これにより一層効率の低下を抑制することができる。
以上の実施の形態において、２段増幅器で説明したが、多段増幅器の前段と後段としても同様の効果を奏する。
実施の形態４．
第６図はこの発明に係るＨＢＴ多段増幅器を示すブロック図である。
第６図において、８５はＨＢＴ多段増幅器、２０は入力端子、２２は出力端子、２８は入力整合回路、３２は段間整合回路、３０は出力整合回路、８６は初段増幅回路を構成する第１のバイポーラトランジスタ素子としてのエミッタバラスト抵抗を用いた初段ＨＢＴ素子、８７は最終段増幅回路を構成する第２のバイポーラトランジスタ素子としてのベースバラスト抵抗を用いた最終段ＨＢＴ素子、８８，８９は初段増幅回路の初段ＨＢＴ素子８６と最終段増幅回路の最終段ＨＢＴ素子８７との間の中間段増幅回路として配設された中間段ＨＢＴ素子で、ベースバラスト抵抗を用いたＨＢＴ素子であっても、エミッタバラスト抵抗を用いたＨＢＴ素子であっても構わない。
９０は初段ＨＢＴ素子８６、中間段ＨＢＴ素子８８，８９、及び最終段ＨＢＴ素子８７のベースバイアス端子である。３２は段間の整合回路である。
９１は第１の増幅回路部分としての入力増幅回路で、入力整合回路２８、初段ＨＢＴ素子８６、段間の整合回路３２、及び中間段ＨＢＴ素子８８が含まれる。
９２は第２の増幅回路部分としての出力増幅回路で、中間段ＨＢＴ素子８９、段間の整合回路３２、最終段ＨＢＴ素子８７及び出力整合回路３０が含まれる。
第７図及び第８図は、この発明に係るエミッタバラスト抵抗を用いたマルチフィンガＨＢＴ１２、例えば第６図の初段ＨＢＴ素子８６、の等価回路を示す模式図である。１２ａはマルチフィンガＨＢＴ１２のベース端子、１２ｂはマルチフィンガＨＢＴ１２のコレクタ端子である。
第７図はベースバイアス端子９０がそれぞれのＨＢＴ１４毎にある場合、第８図はベースバイアス端子９０が全てのＨＢＴ１４に共通である場合である。各ＨＢＴ１４のエミッタ−グランド間にエミッタバラスト抵抗１４ｂが挿入されている。温度分布などにより、あるＨＢＴ１４ａの温度が高く、その結果としてエミッタ電流（コレクタ電流と比例）が増加した場合、エミッタバラスト抵抗１４ｂによって生じる電圧降下が増加する。それによって、そのＨＢＴ１４のベース−エミッタ間電圧が減少し、結果として、エミッタ電流の増加が抑えられる。
したがって、エミッタバラスト抵抗１４ｂによって、各ＨＢＴ１４ａの間の電流、温度の差を小さく抑えることができ、熱暴走を抑えることができるとともに、各ＨＢＴ１４ａを均一動作させることができる。したがって、各ＨＢＴ１４ａにおける信号の分配や合成が効率良く行われ、高出力、高効率な増幅特性が実現できる。
第９図及び第１０図は、この発明に係るベースバラスト抵抗を用いたマルチフィンガＨＢＴ１６、例えば第６図の最終段ＨＢＴ素子８７、の等価回路を示す模式図である。１６ａはマルチフィンガＨＢＴ１６のベース端子、１６ｂはマルチフィンガＨＢＴ１６のコレクタ端子である。
第９図はベースバラスト抵抗１８ｃがベース端子１６ａとそれぞれのＨＢＴ１８ａの間でベースバイアス端子９０よりもＨＢＴ１８ａ側に挿入されている場合、第１０図はベースバラスト抵抗１８ｃがベースバイアス端子９０とそれぞれのＨＢＴ１８ａの間に挿入されている場合である。いずれの場合も各ＨＢＴ１８ａとベースバイアス端子９０の間にベースバラスト抵抗１８ｃが挿入されている。
温度分布などにより、あるＨＢＴ１８ａのエミッタ電流が増加した場合、ベース電流も、エミッタ電流に比例して増加する。その結果、ベースバラスト抵抗１８ｃによって生じる電圧降下も増加する。それによって、そのＨＢＴ１８ａのベース−エミッタ間電圧が減少し、結果として、エミッタ電流の増加が抑えられる。したがってベースバラスト抵抗１８ｃによって、各ＨＢＴ１８ａの間の電流、温度の差を小さく抑えることができ、熱暴走を抑えることができるとともに、各ＨＢＴ１８ａに均一な動作をさせることができる。したがって、各ＨＢＴ１８ａにおける信号の分配や合成が効率良く行われ、高出力、高効率な増幅特性が実現できる。
なお、ベースバラスト抵抗は、第９図、第１０図に示した構成でも構わないし、第９図、第１０図に示したベースバラスト抵抗を両方とも用いる構成でも構わない。
次にＨＢＴ多段増幅器８５の動作について説明する。
入力端子２０から入力した信号は入力整合回路２８を介してエミッタバラスト抵抗を用いた初段ＨＢＴ素子８６によって増幅され、段間整合回路３２を介して、エミッタバラスト抵抗を用いたＨＢＴ素子もしくはベースバラスト抵抗を用いたＨＢＴ素子からなる中間段ＨＢＴ素子８８，８９により増幅される。そして最終的に、ベースバラスト抵抗を用いた最終段ＨＢＴ素子８７に入力されるとともに、ここで増幅され、出力整合回路３０を介して出力端子２２から出力される。このようにして信号は多段ＨＢＴ増幅器８５により増幅される。
また、増幅素子として、エミッタバラスト抵抗を用いた初段ＨＢＴ素子８６、エミッタバラスト抵抗もしくはベースバラスト抵抗を用いた中間ＨＢＴ素子８８、およびベースバラスト抵抗を用いた最終段ＨＢＴ素子８７を用いているため、熱的に安定であり、かつ各ＨＢＴ１４ａ，１８ａの均一動作が可能である。したがって、各ＨＢＴ１４ａ，１８ａにおける信号の分配や合成が効率良く行われ、高出力、高効率な特性が実現できる。
また、第６図において、初段増幅回路を含む入力増幅回路９１において、少なくとも増幅素子としてエミッタバラスト抵抗を用いた初段ＨＢＴ素子８６を用い、最終段増幅回路を含む出力増幅回路９２において、少なくとも増幅素子としてベースバラスト抵抗を用いた最終段ＨＢＴ素子８７を用いている。したがって、最も雑音特性に影響を与える初段増幅回路を含む入力増幅回路９１において、雑音特性において有利なエミッタバラスト抵抗を用いた初段ＨＢＴ素子８６を用いているため、低雑音な特性を実現することができる。一方、最も出力電力、効率特性に影響を与える最終段増幅回路を含む出力増幅回路９２において、出力電力、効率特性において有利なベースバラスト抵抗を用いた最終段ＨＢＴ素子８７を用いているため、高出力、高効率な特性を実現することができる。
従って、この発明に係るＨＢＴ多段増幅器８５は、入力増幅回路９１に少なくともエミッタバラスト抵抗を用いた初段ＨＢＴ素子８６を用い、出力増幅回路９２に少なくともベースバラスト抵抗を用いた最終段ＨＢＴ素子８７を用いているため、高出力、高効率な特性と低雑音な特性を同時に実現することが可能である。
なお、この発明のＨＢＴ多段増幅器８５は２段増幅器の場合は１段目がエミッタバラスト抵抗を用いたＨＢＴ素子を２段目がベースバラスト抵抗を用いたＨＢＴ素子を増幅素子として用いた構成となる。
また、３段以上の場合は初段はエミッタバラスト抵抗を用いたＨＢＴ素子、最終段はベースバラスト抵抗を用いたＨＢＴ素子を増幅素子として用い、それ以外の中間の増幅段については、エミッタバラスト抵抗、ベースバラスト抵抗のどちらを用いたＨＢＴ素子であっても構わない。
また、エミッタバラスト抵抗、ベースバラスト抵抗は、半導体基板上のエピ抵抗、薄膜抵抗、注入抵抗などで構成されていても構わない。
また、ベースバイアス端子９０は、ベース端子１２ａ，１６ａと共通であっても構わない。
ベースバラスト抵抗を用いたＨＢＴ素子は第９図、または第１０図の構成のものの他に、第９図、第１０図のベースバラスト抵抗を両方とも用いた構成でも構わない。
また、各実施の形態において示されたＨＢＴ素子の構成は１次元的に基本ＨＢＴを配置した構成であるが、２次元的に配置した構成でも、その他のレイアウトで並列に配置したものであっても構わない。
以上のように、この発明に係るＨＢＴ多段増幅器によれば多段増幅器を構成しているため信号を増幅することができる。
また、増幅素子としてエミッタもしくはベースバラスト抵抗を用いたＨＢＴ素子を用いているため、熱的に安定であり、かつ各ＨＢＴの均一動作可能である。したがって、各ＨＢＴにおける信号の分配・合成が効率良く、高出力、高効率な特性が実現できる。
また、初段増幅回路を含む入力増幅回路において、少なくとも増幅素子としてエミッタバラスト抵抗を用いた初段ＨＢＴ素子を用い、最終段増幅回路を含む出力増幅回路において、少なくとも増幅素子としてベースバラスト抵抗を用いた最終段ＨＢＴ素子を用いているため、高出力、高効率な特性と低雑音な特性を同時に実現することができる。
産業上の利用可能性
以上のように、この発明に係る高周波用半導体装置は衛星通信、地上マイクロ波通信、移動体通信等に使用する高出力電力増幅器として有用である。特にこれら通信分野の送信機のように高出力・高効率のみならず良好な雑音特性が要求される増幅器に適している。
【図面の簡単な説明】
第１図は、この発明に係る高出力電力増幅器の構成を示すブロック図である。
第２図は、この発明に係る高出力電力増幅器を構成するマルチフィンガＨＢＴの平面図である。
第３図は、第２図のＩＩＩ−ＩＩＩ断面におけるマルチフィンガＨＢＴの断面図である。
第４図は、この発明に係る高出力電力増幅器の構成を示すブロック図である。
第５図は、この発明に係る高出力電力増幅器の構成を示すブロック図である。
第６図は、この発明に係るＨＢＴ多段増幅器を示すブロック図である。
第７図は、この発明に係るエミッタバラスト抵抗を用いたマルチフィンガＨＢＴの等価回路を示す模式図である。
第８図、この発明に係るエミッタバラスト抵抗を用いたマルチフィンガＨＢＴの等価回路を示す模式図である。
第９図は、この発明に係るベースバラスト抵抗を用いたマルチフィンガＨＢＴの等価回路を示す模式図である。
第１０図、この発明に係るベースバラスト抵抗を用いたマルチフィンガＨＢＴの等価回路を示す模式図である。
第１１図は、従来の高出力電力増幅器の構成を示すブロック図である。
第１２図は、エミッタバラスト抵抗を用いたＨＢＴ素子のみを用いて構成した従来のＨＢＴ多段増幅器のブロック図である。
第１３図は、ベースバラスト抵抗を用いたＨＢＴ素子のみを用いて構成した従来のＨＢＴ多段増幅器のブロック図である。
Claims (14)
- ヘテロ接合構造の第１のバイポーラトランジスタとこの第１のバイポーラトランジスタのエミッタ電極に直列に接続された抵抗値がＲＥ１のエミッタ抵抗とを有する第１の基本トランジスタを、複数個並列接続して第１の半導体基板上に配設された増幅回路の第１の部分と、
この第１の部分の出力信号を増幅するとともにヘテロ接合構造の第２のバイポーラトランジスタとこの第２のバイポーラトランジスタのベース電極に直列に接続された抵抗値がＲＢ２のベース抵抗とを有する第２の基本トランジスタを、複数個並列接続して第２の半導体基板上に配設された増幅回路の第２の部分と、
を備えた高周波用半導体装置。 - 第２の基本トランジスタにさらに第２のバイポーラトランジスタのエミッタ電極に直列に接続されたエミッタ抵抗が配設されるとともに、第２のバイポーラトランジスタのベース電極に直列に接続されたベース抵抗の抵抗値をＲＢ２よりも小さくしたことを特徴とする請求の範囲第１項記載の高周波用半導体装置。
- 増幅回路の第１の部分における第１の基本トランジスタ間のエミッタ間隔を増幅回路の第２の部分における第２の基本トランジスタ間のエミッタ間隔よりも広くしたことを特徴とする請求の範囲第１項記載の高周波用半導体装置。
- 増幅回路の第１の部分における第１の基本トランジスタ間のエミッタ間隔を増幅回路の第２の部分における第２の基本トランジスタ間のエミッタ間隔よりも広くしたことを特徴とする請求の範囲第２項記載の高周波用半導体装置。
- 増幅回路の第１の部分における第１の基本トランジスタのエミッタ抵抗の抵抗値をＲＥ１より小さくしたことを特徴とする請求の範囲第３項記載の高周波用半導体装置。
- 増幅回路の第１の部分における第１の基本トランジスタのエミッタ抵抗の抵抗値をＲＥ１より小さくしたことを特徴とする請求の範囲第４項記載の高周波用半導体装置。
- ヘテロ接合構造の第１のバイポーラトランジスタとこの第１のバイポーラトランジスタのベース電極に直列に接続された抵抗値がＲＢ１のベース抵抗と上記第１のバイポーラトランジスタのエミッタ電極に直列に接続された抵抗値がＲＥ１のエミッタ抵抗とを有する第１の基本トランジスタを、この第１の基本トランジスタのエミッタのエミッタ間隔Ｗ１で、複数個並列接続して第１の半導体基板上に配設された増幅回路の第１の部分と、
この第１の部分の出力信号を増幅するとともにヘテロ接合構造の第２のバイポーラトランジスタとこの第２のバイポーラトランジスタのベース電極に直列に接続された抵抗値がＲＢ２のベース抵抗と上記第２のバイポーラトランジスタのエミッタ電極に直列に接続された抵抗値がＲＥ２のエミッタ抵抗とを有する第２の基本トランジスタを、この第２の基本トランジスタのエミッタのエミッタ間隔Ｗ２で、複数個並列接続して第２の半導体基板上に配設された増幅回路の第２の部分と、を備え、
Ｗ１＞Ｗ２ ・・・・・・・（１）
としたことを特徴とする高周波用半導体装置。 - 第１の基本トランジスタのエミッタ抵抗の抵抗値ＲＥ１と第２の基本トランジスタのエミッタ抵抗の抵抗値ＲＥ２との関係が、
ＲＥ１＜ＲＥ２・・・・・・・（２）
であって、
第１の基本トランジスタのベース抵抗の抵抗値ＲＢ１と第２の基本トランジスタのベース抵抗の抵抗値ＲＢ２との関係が、
ＲＢ１＜ＲＢ２・・・・・・・（３）
であることを特徴とする請求の範囲第７項記載の高周波用半導体装置。 - 増幅回路の第１の部分が初段で、増幅回路の第２の部分が出力段であることを特徴とする請求の範囲第１項記載の高周波用半導体装置。
- 増幅回路の第１の部分が初段で、増幅回路の第２の部分が出力段であることを特徴とする請求の範囲第７項記載の高周波用半導体装置。
- 第１の半導体基板と第２の半導体基板とを一体的に構成したことを特徴とする請求の範囲第１項記載の高周波用半導体装置。
- 第１の半導体基板と第２の半導体基板とを一体的に構成したことを特徴とする請求の範囲第７項記載の高周波用半導体装置。
- エミッタバラスト抵抗と接続されたヘテロ接合構造の第１のバイポーラトランジスタ素子を有する初段増幅回路が含まれた第１の増幅回路部分と、
この第１の増幅回路部分の出力信号を増幅するとともにベースバラスト抵抗と接続されたヘテロ接合構造の第２のバイポーラトランジスタ素子を有する最終段増幅回路が含まれた第２の増幅回路部分と、
を備えた高周波用半導体装置。 - 第１のバイポーラトランジスタ素子がヘテロ接合構造の第１のバイポーラトランジスタとこの第１のバイポーラトランジスタに接続されたエミッタバラスト抵抗とを有する第１の基本トランジスタを複数個並列接続してなるとともに第２のバイポーラトランジスタ素子がヘテロ接合構造の第２のバイポーラトランジスタとこの第２のバイポーラトランジスタに接続されたベースバラスト抵抗とを有する第２の基本トランジスタを複数個並列接続してなることを特徴とした請求の範囲第１３項記載の高周波用半導体装置。
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