JPS641803Y2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPS641803Y2 JPS641803Y2 JP2944380U JP2944380U JPS641803Y2 JP S641803 Y2 JPS641803 Y2 JP S641803Y2 JP 2944380 U JP2944380 U JP 2944380U JP 2944380 U JP2944380 U JP 2944380U JP S641803 Y2 JPS641803 Y2 JP S641803Y2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- converter
- analog signal
- dynamic range
- input analog
- stage
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 24
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 14
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000004044 response Effects 0.000 description 3
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】
本考案は、上位桁のデイジタル変換出力信号を
形成する前段A−D変換器と下位桁のデイジタル
変換出力信号を形成する後段A−D変換器とを縦
続接続してなるサブレンジ型A−D変換装置に関
し、特に、A−D変換装置の内部に発生した直流
応答特性の変動によつて生ずる変換誤差を簡単な
構成により容易に除去し得るように改良したもの
である。
形成する前段A−D変換器と下位桁のデイジタル
変換出力信号を形成する後段A−D変換器とを縦
続接続してなるサブレンジ型A−D変換装置に関
し、特に、A−D変換装置の内部に発生した直流
応答特性の変動によつて生ずる変換誤差を簡単な
構成により容易に除去し得るように改良したもの
である。
従来のサブレンジ型A−D変換装置において
は、その構成の一例を第1図に示し、その各部信
号波形を第2図に示すように、例えば鋸歯状波形
の入力アナログ信号をいずれも2ビツト、4レベ
ルの上位桁信号および下位桁信号よりなる4ビツ
トのデイジタル信号に変換する場合に、入力アナ
ログ信号aを、適切にサンプルしたうえで、前段
A−D変換器1により、例えば2ビツト構成にし
て粗く量子化して第2図の波形bに示すような2
様のデイジタル信号波形からなる上位桁2ビツト
の変換出力デイジタル信号を形成する。ついで、
その前段変換出力デイジタル信号をD−A変換器
2によりアナログ信号の形態に再変換して、第2
図の波形cに示すような4ステツプの階段波形を
有する再変換出力アナログ信号を形成する。この
再変換出力アナログ信号cと入力アナログ信号a
とを差算器3に供給して、第2図の波形dに示す
ような差分アナログ信号を形成すると、この差分
アナログ信号dは、前段A−D変換器1の量子化
の分解能以下の入力アナログ信号の微小なレベル
の成分であつて、下位桁のデイジタル信号に変換
されるべきものであるから、この差分アナログ信
号dを、増幅器5により適切なレベルに増幅した
うえで、その増幅率に対応した参照レベルと比較
して後段A−D変換器6により細密に量子化し、
第2図の波形fに示すような下位桁2ビツトの変
換出力デイジタル信号を形成する。これら上位桁
および下位桁の変換出力デイジタル信号bおよび
fを合成すれば、4ビツト構成の変換出力デイジ
タル信号が得られる。
は、その構成の一例を第1図に示し、その各部信
号波形を第2図に示すように、例えば鋸歯状波形
の入力アナログ信号をいずれも2ビツト、4レベ
ルの上位桁信号および下位桁信号よりなる4ビツ
トのデイジタル信号に変換する場合に、入力アナ
ログ信号aを、適切にサンプルしたうえで、前段
A−D変換器1により、例えば2ビツト構成にし
て粗く量子化して第2図の波形bに示すような2
様のデイジタル信号波形からなる上位桁2ビツト
の変換出力デイジタル信号を形成する。ついで、
その前段変換出力デイジタル信号をD−A変換器
2によりアナログ信号の形態に再変換して、第2
図の波形cに示すような4ステツプの階段波形を
有する再変換出力アナログ信号を形成する。この
再変換出力アナログ信号cと入力アナログ信号a
とを差算器3に供給して、第2図の波形dに示す
ような差分アナログ信号を形成すると、この差分
アナログ信号dは、前段A−D変換器1の量子化
の分解能以下の入力アナログ信号の微小なレベル
の成分であつて、下位桁のデイジタル信号に変換
されるべきものであるから、この差分アナログ信
号dを、増幅器5により適切なレベルに増幅した
うえで、その増幅率に対応した参照レベルと比較
して後段A−D変換器6により細密に量子化し、
第2図の波形fに示すような下位桁2ビツトの変
換出力デイジタル信号を形成する。これら上位桁
および下位桁の変換出力デイジタル信号bおよび
fを合成すれば、4ビツト構成の変換出力デイジ
タル信号が得られる。
なお、第1図示のA−D変換装置においては、
リサンブラ4を差算器3と増幅器5との間に介挿
し、差分アナログ信号dを適切にサンプルして、
前段A−D変換の際などに生ずる信号波形のグリ
ツチの影響を除去して差分アナログ信号dの量子
化を正確に行ない得るようにする。
リサンブラ4を差算器3と増幅器5との間に介挿
し、差分アナログ信号dを適切にサンプルして、
前段A−D変換の際などに生ずる信号波形のグリ
ツチの影響を除去して差分アナログ信号dの量子
化を正確に行ない得るようにする。
しかして、上述のような構成による従来のサブ
レンジ型A−D変換装置においては、上述の動作
説明から明らかなように、前段A−D変換器と後
段A−D変換器との間に直流的結合を有すること
が必須の要件であり、通常、前段のA−D変換器
1およびD−A変換器2は直流動作をし、また、
段間の差算器3および増幅器5からなる差動幅回
路も十分に安定な直流動作をするものを製作し得
る、と考えられていた。しかしながら、例えばテ
レビジヨン画像信号をデイジタル化する場合のよ
うに、A−D変換およびD−A変換の変換速度を
極めて高くする必要がある場合には、例えば高速
動作に適してしかも直流的に安定な素子が得難い
などのために、各部回路の直流安定性を十分に確
保するのが極めて困難となる。すなわち、例えば
段間の増幅器5などにおいては、直流成分に対し
てのみ高率のフイードバツクをかけるなどの工夫
をすれば、極めて広帯域の増幅器であつても、十
分に高度の直流安定性を確保することができる
が、これに反し、例えばA−D変換器1において
は、たとえ、最も直流安定性が高い、とされてい
る並列型A−D変換器を用いても、クロツクパル
ス列の周波数あるいは位相のわずかな変化によつ
て、直流応答特性が変動するので、高度の直流安
定性を確保するのは極めて困難である。かかる高
度の直流安定性の確保が困難であることはその他
の回路、例えばサンプラ等においても同様であ
る。
レンジ型A−D変換装置においては、上述の動作
説明から明らかなように、前段A−D変換器と後
段A−D変換器との間に直流的結合を有すること
が必須の要件であり、通常、前段のA−D変換器
1およびD−A変換器2は直流動作をし、また、
段間の差算器3および増幅器5からなる差動幅回
路も十分に安定な直流動作をするものを製作し得
る、と考えられていた。しかしながら、例えばテ
レビジヨン画像信号をデイジタル化する場合のよ
うに、A−D変換およびD−A変換の変換速度を
極めて高くする必要がある場合には、例えば高速
動作に適してしかも直流的に安定な素子が得難い
などのために、各部回路の直流安定性を十分に確
保するのが極めて困難となる。すなわち、例えば
段間の増幅器5などにおいては、直流成分に対し
てのみ高率のフイードバツクをかけるなどの工夫
をすれば、極めて広帯域の増幅器であつても、十
分に高度の直流安定性を確保することができる
が、これに反し、例えばA−D変換器1において
は、たとえ、最も直流安定性が高い、とされてい
る並列型A−D変換器を用いても、クロツクパル
ス列の周波数あるいは位相のわずかな変化によつ
て、直流応答特性が変動するので、高度の直流安
定性を確保するのは極めて困難である。かかる高
度の直流安定性の確保が困難であることはその他
の回路、例えばサンプラ等においても同様であ
る。
上述のような直流安定性確保の困難性に基づ
き、サブレンジ型A−D変換装置において直流応
答特性のずれが生ずると、後段のA−D変換器6
においては、その入力アナログ信号がA−D変換
器のダイナミツクレンジの域外に飛び出してしま
い、最早、正確なA−D変換動作をすることがで
きなくなる。したがつて、後段A−D変換器6よ
り前段に接続されたすべての回路部分に十分に安
定な高度の直流動作を行なわせる必要があるが、
前述したとおり、各部回路の改良など尋常の手段
によつてはその実現が極めて困難であつた。
き、サブレンジ型A−D変換装置において直流応
答特性のずれが生ずると、後段のA−D変換器6
においては、その入力アナログ信号がA−D変換
器のダイナミツクレンジの域外に飛び出してしま
い、最早、正確なA−D変換動作をすることがで
きなくなる。したがつて、後段A−D変換器6よ
り前段に接続されたすべての回路部分に十分に安
定な高度の直流動作を行なわせる必要があるが、
前述したとおり、各部回路の改良など尋常の手段
によつてはその実現が極めて困難であつた。
本考案の目的は、上述した従来の問題を解決し
てその欠点を除去し、単に各部回路の直流安定性
を改善することによらず、後段A−D変換器の入
力アナログ信号がそのダイナミツクレンジから逸
脱しないように、自動的に直流分を制御して直流
レベルのずれを補正するように構成し、もつて、
誤り変換出力信号を生ずることのないサブレンジ
型A−D変換装置を提供することにある。
てその欠点を除去し、単に各部回路の直流安定性
を改善することによらず、後段A−D変換器の入
力アナログ信号がそのダイナミツクレンジから逸
脱しないように、自動的に直流分を制御して直流
レベルのずれを補正するように構成し、もつて、
誤り変換出力信号を生ずることのないサブレンジ
型A−D変換装置を提供することにある。
すなわち、本考案サブレンジ型A−D変換装置
は、上位桁のデイジタル変換出力信号を形成する
前段A−D変換器と下位桁のデイジタル変換出力
信号を形成する後段A−D変換器とを縦続接続し
てなるサブレンジ型A−D変換装置において、前
記後段A−D変換器の入力アナログ信号がその後
段A−D変換器のダイナミツクレンジをいずれの
側に外れたかを検出するオーバレンジ検出回路
と、そのオーバレンジ検出回路の検出結果により
前記入力アナログ信号の直流レベルを継続的に負
帰還制御していずれか一方にシフトさせる直流レ
ベル制御回路とを備え、前記オーバレンジ検出回
路の新たな検出結果に応じ前記直流レベル制御回
路の出力を縦続して保持させることにより、前記
入力アナログ信号が前記後段A−D変換器のダイ
ナミツクレンジ内に安定におさまるようにしたこ
とを特徴とするものである。
は、上位桁のデイジタル変換出力信号を形成する
前段A−D変換器と下位桁のデイジタル変換出力
信号を形成する後段A−D変換器とを縦続接続し
てなるサブレンジ型A−D変換装置において、前
記後段A−D変換器の入力アナログ信号がその後
段A−D変換器のダイナミツクレンジをいずれの
側に外れたかを検出するオーバレンジ検出回路
と、そのオーバレンジ検出回路の検出結果により
前記入力アナログ信号の直流レベルを継続的に負
帰還制御していずれか一方にシフトさせる直流レ
ベル制御回路とを備え、前記オーバレンジ検出回
路の新たな検出結果に応じ前記直流レベル制御回
路の出力を縦続して保持させることにより、前記
入力アナログ信号が前記後段A−D変換器のダイ
ナミツクレンジ内に安定におさまるようにしたこ
とを特徴とするものである。
以下に図面を参照して実施例につき本考案を詳
細に説明する。
細に説明する。
まず、本考案サブレンジ型A−D変換装置の基
本的構成の要部を第3図に示す。なお、本考案A
−D変換装置は、原理的には第1図に示した従来
装置とほぼ同様に構成し、前段において前述した
ように十分に高度の直流安定性が得られないこと
に基づく後段A−D変換器における入力アナログ
信号のダイナミツクレンジからの逸脱を抑制して
誤り変換出力の発生を除去するようにした要部の
みを第3図に示すように構成する。すなわち、図
示の基本的構成においては、第1図におけると同
様に構成配置したリサンプラ4と増幅器5との間
に、後述するように例えば直流和算器よりなる可
変レベルシフタ7を介挿し、そのレベルシフタ7
におけるレベルシフト量を制御することにより、
後段A−D変換器6に増幅器5から供給する入力
アナログ信号が後段A−D変換器6のダイナミツ
クレンジから外れないように直流レベルの補正を
行なう。なお、可変レベルシフタ7におけるレベ
ルシフト量の制御の態様としては、例えば、図示
のように、増幅器5の出力側にダイナミツクレン
ジ検出器8を設けて、入力アナログ信号が後段A
−D変換器6のダイナミツクレンジの上限を超
え、あるいは、逆に、ダイナミツクレンジの下限
を下廻るときに、それぞれ可変レベルシフタ7に
おけるレベルシフト量を調整し、そのレベルシフ
トにより直流レベルを補正した入力アナログ信号
が後段A−D変換器6のダイナミツクレンジ内に
おさまるようにする。
本的構成の要部を第3図に示す。なお、本考案A
−D変換装置は、原理的には第1図に示した従来
装置とほぼ同様に構成し、前段において前述した
ように十分に高度の直流安定性が得られないこと
に基づく後段A−D変換器における入力アナログ
信号のダイナミツクレンジからの逸脱を抑制して
誤り変換出力の発生を除去するようにした要部の
みを第3図に示すように構成する。すなわち、図
示の基本的構成においては、第1図におけると同
様に構成配置したリサンプラ4と増幅器5との間
に、後述するように例えば直流和算器よりなる可
変レベルシフタ7を介挿し、そのレベルシフタ7
におけるレベルシフト量を制御することにより、
後段A−D変換器6に増幅器5から供給する入力
アナログ信号が後段A−D変換器6のダイナミツ
クレンジから外れないように直流レベルの補正を
行なう。なお、可変レベルシフタ7におけるレベ
ルシフト量の制御の態様としては、例えば、図示
のように、増幅器5の出力側にダイナミツクレン
ジ検出器8を設けて、入力アナログ信号が後段A
−D変換器6のダイナミツクレンジの上限を超
え、あるいは、逆に、ダイナミツクレンジの下限
を下廻るときに、それぞれ可変レベルシフタ7に
おけるレベルシフト量を調整し、そのレベルシフ
トにより直流レベルを補正した入力アナログ信号
が後段A−D変換器6のダイナミツクレンジ内に
おさまるようにする。
しかして、サブレンジ型A−D変換装置におけ
る後段A−D変換器のダイナミツクレンジは、通
常、入力アナログ信号のレベル範囲に対して多少
の余裕をもたせて設定してあるので、入力アナロ
グ信号に直流分のずれがなく正常に動作している
ときには、上限あるいは下限を超えてダイナミツ
クレンジを逸脱するような入力アナログ信号が後
段A−D変換器6に供給されるような状態は生じ
ない。したがつて、ダイナミツクレンジ検出器8
は、かかる正常動作時には、レベルシフタ7にお
けるその正常動作時のレベル設定状態を変化させ
ず、そのまま維持し、例えば、新たに入力アナロ
グ信号がダイナミツクレンジをいずれかの方向に
外れるまでは、そのときのレベルシフトの状態を
継続して保持するように動作する必要がある。す
なわち、例えば、入力アナログ信号がダイナミツ
クレンジの上限を超えたときに、その逸脱をダイ
ナミツクレンジ検出器8が検出し、その検出結果
に応じてレベルシフタ7におけるレベルシフト量
をある適切な値に設定した結果、それまで上限を
超えていた入力アナログ信号がダイナミツクレン
ジ内におさまるようになつたときには、当然に、
ダイナミツクレンジ検出器8の検出出力は0とな
るが、その際、レベルシフタ7におけるレベルシ
フト量は上述した適切な値をそのまま保持して、
入力アナログ信号がダイナミツクレンジ内におさ
まつた状態を変えないようにする必要がある。か
かるレベル設定状態保持のために、ダイナミツク
レンジ検出器8と可変レベルシフタ7との間にメ
モリ9を介挿し、一旦、ダイナミツクレンジ検出
器8からダイナミツクレンジ逸脱検出出力信号が
得られると、その検出出力が消減しても、次に新
たな検出結果が得られるまで、その検出出力信号
を保持し、継続してレベルシフタ7を制御し得る
ようにする。なお、かかるダイナミツクレンジ逸
脱を検出するダイナミツクレンジ検出器8の入力
信号は、図示のように後段A−D変換器6の入力
側から供給するほか、つぎに述べるように、後段
A−D変換器6の出力側から供給することもでき
る。
る後段A−D変換器のダイナミツクレンジは、通
常、入力アナログ信号のレベル範囲に対して多少
の余裕をもたせて設定してあるので、入力アナロ
グ信号に直流分のずれがなく正常に動作している
ときには、上限あるいは下限を超えてダイナミツ
クレンジを逸脱するような入力アナログ信号が後
段A−D変換器6に供給されるような状態は生じ
ない。したがつて、ダイナミツクレンジ検出器8
は、かかる正常動作時には、レベルシフタ7にお
けるその正常動作時のレベル設定状態を変化させ
ず、そのまま維持し、例えば、新たに入力アナロ
グ信号がダイナミツクレンジをいずれかの方向に
外れるまでは、そのときのレベルシフトの状態を
継続して保持するように動作する必要がある。す
なわち、例えば、入力アナログ信号がダイナミツ
クレンジの上限を超えたときに、その逸脱をダイ
ナミツクレンジ検出器8が検出し、その検出結果
に応じてレベルシフタ7におけるレベルシフト量
をある適切な値に設定した結果、それまで上限を
超えていた入力アナログ信号がダイナミツクレン
ジ内におさまるようになつたときには、当然に、
ダイナミツクレンジ検出器8の検出出力は0とな
るが、その際、レベルシフタ7におけるレベルシ
フト量は上述した適切な値をそのまま保持して、
入力アナログ信号がダイナミツクレンジ内におさ
まつた状態を変えないようにする必要がある。か
かるレベル設定状態保持のために、ダイナミツク
レンジ検出器8と可変レベルシフタ7との間にメ
モリ9を介挿し、一旦、ダイナミツクレンジ検出
器8からダイナミツクレンジ逸脱検出出力信号が
得られると、その検出出力が消減しても、次に新
たな検出結果が得られるまで、その検出出力信号
を保持し、継続してレベルシフタ7を制御し得る
ようにする。なお、かかるダイナミツクレンジ逸
脱を検出するダイナミツクレンジ検出器8の入力
信号は、図示のように後段A−D変換器6の入力
側から供給するほか、つぎに述べるように、後段
A−D変換器6の出力側から供給することもでき
る。
すなわち、第3図示の基本的構成に対応する本
考案A−D変換装置の要部の具体的構成の例を第
4図に示すと、図示の構成においては、第3図示
の基本的構成におけるダイナミツクレンジ検出器
8に対応する上限検出器10および下限検出器1
1を後段A−D変換器6の出力側に並列に接続し
てある。かかる構成配置によれば、例えば、後段
A−D変換器6の変換出力デイジタル信号の各桁
がすべて“1”になつたときには、入力アナログ
信号がダイナミツクレンジの上限を超えているの
であるから、そのときにのみ上限検出器10から
出力信号“1”が取出され、また、後段A−D変
換器6の変換出力デイジタル信号の各桁がすべて
“0”になつたときには、入力アナログ信号がダ
イナミツクレンジの下限を下廻つているのである
から、そのときにのみ下限検出器11から出力信
号“1”が取出される。なお、上述したところ
は、後段A−D変換器6の正常な変換出力デイジ
タル信号が000……00乃至111……11の範囲の2進
コード信号となる場合に成立つ。
考案A−D変換装置の要部の具体的構成の例を第
4図に示すと、図示の構成においては、第3図示
の基本的構成におけるダイナミツクレンジ検出器
8に対応する上限検出器10および下限検出器1
1を後段A−D変換器6の出力側に並列に接続し
てある。かかる構成配置によれば、例えば、後段
A−D変換器6の変換出力デイジタル信号の各桁
がすべて“1”になつたときには、入力アナログ
信号がダイナミツクレンジの上限を超えているの
であるから、そのときにのみ上限検出器10から
出力信号“1”が取出され、また、後段A−D変
換器6の変換出力デイジタル信号の各桁がすべて
“0”になつたときには、入力アナログ信号がダ
イナミツクレンジの下限を下廻つているのである
から、そのときにのみ下限検出器11から出力信
号“1”が取出される。なお、上述したところ
は、後段A−D変換器6の正常な変換出力デイジ
タル信号が000……00乃至111……11の範囲の2進
コード信号となる場合に成立つ。
上述のようにして取出された上限検出器10およ
び下限検出器11の出力信号“1”を、いずれも
アツプダウンカウンタ12に導いて、その減算入
力端子および加算入力端子にそれぞれ供給し、後
段A−D変換器6の入力アナログ信号がそのダイ
ナミツクレンジ内におさまつて正常なA−D変換
が行なわれている状態に対応させあらかじめ置数
した適切な2進数、例えば“0”を基準にして減
算および加算を行ない、例えば、後段A−D変換
器6の入力アナログ信号がそのダイナミツクレン
ジの上限を超えて上限検出器10から出力信号
“1”が減算入力端子に供給されると、アツプダ
ウンカウンタ12は基準置数から減算を行ない、
上限検出器10から出力信号“1”が供給されな
くなるまでその結果を保持し、減算入力信号がな
くなつたときの減算出力2進数をD−A変換器1
3に供給してアナログ量に変換したのち、減算出
力として得られた負極性のアナログ量をアナログ
和算器7に供給してリサンプラ4から得られる入
力アナログ信号に加算すれば、その負極性のアナ
ログ量は、後段A−D変換器6の入力アナログ信
号がダイナミツクレンジを逸脱した度合に対応し
ているのであるから、入力アナログ信号に対する
かかる負帰還によつて後段A−D変換器6のダイ
ナミツクレンジに対する入力アナログ信号の直流
レベルが修正され、正常なA−D変換が行なわれ
る。なお、第4図に示した上述の入力アナログ信
号直流レベル修正用回路の構成例においては、上
述のようにして正常なA−D変換が行なわれるよ
うになり、例えば上限検出器10からの減算入力
信号が供給されなくなつても、アツプダウンカウ
ンタ12は、改めて減算入力もしくは加算入力が
供給されるまで、その直前の減算結果の2進数を
保持して、D−A変換器13を介し、和算器7に
供給し続けるので、第3図示の基本的構成におい
て設けたメモリ9に相当するメモリ素子を特に設
ける必要はない。
び下限検出器11の出力信号“1”を、いずれも
アツプダウンカウンタ12に導いて、その減算入
力端子および加算入力端子にそれぞれ供給し、後
段A−D変換器6の入力アナログ信号がそのダイ
ナミツクレンジ内におさまつて正常なA−D変換
が行なわれている状態に対応させあらかじめ置数
した適切な2進数、例えば“0”を基準にして減
算および加算を行ない、例えば、後段A−D変換
器6の入力アナログ信号がそのダイナミツクレン
ジの上限を超えて上限検出器10から出力信号
“1”が減算入力端子に供給されると、アツプダ
ウンカウンタ12は基準置数から減算を行ない、
上限検出器10から出力信号“1”が供給されな
くなるまでその結果を保持し、減算入力信号がな
くなつたときの減算出力2進数をD−A変換器1
3に供給してアナログ量に変換したのち、減算出
力として得られた負極性のアナログ量をアナログ
和算器7に供給してリサンプラ4から得られる入
力アナログ信号に加算すれば、その負極性のアナ
ログ量は、後段A−D変換器6の入力アナログ信
号がダイナミツクレンジを逸脱した度合に対応し
ているのであるから、入力アナログ信号に対する
かかる負帰還によつて後段A−D変換器6のダイ
ナミツクレンジに対する入力アナログ信号の直流
レベルが修正され、正常なA−D変換が行なわれ
る。なお、第4図に示した上述の入力アナログ信
号直流レベル修正用回路の構成例においては、上
述のようにして正常なA−D変換が行なわれるよ
うになり、例えば上限検出器10からの減算入力
信号が供給されなくなつても、アツプダウンカウ
ンタ12は、改めて減算入力もしくは加算入力が
供給されるまで、その直前の減算結果の2進数を
保持して、D−A変換器13を介し、和算器7に
供給し続けるので、第3図示の基本的構成におい
て設けたメモリ9に相当するメモリ素子を特に設
ける必要はない。
上述した本考案A−D変換装置の作用効果を図
式的に示すと第5図に示すようになる。すなわ
ち、後段A−D変換器6の入力アナログ信号が、
第5図の波形aの左側に示すように、そのダイナ
ミツクレンジの上限を超えると、上述したように
カウンタ12がダウンカウントを行なつて入力ア
ナログ信号の直流レベルが押し下げられて、波形
aの右側に示すようにダイナミツクレンジ内にお
さまる。また、逆に、入力アナログ信号が、波形
cの左側に示すように、ダイナミツクレンジの下
限を下廻ると、カウンタ12がアツプカウントを
行なつて入力アナログ信号の直流レベルが押し上
げられて、波形cの右側に示すようにダイナミツ
クレンジ内におさまる。なお、入力アナログ信号
が、波形bの左側に示すようにダイナミツクレン
ジ内におさまつているときには、カウンタ12は
アツプカウントもダウンカウントも行なわないの
で、波形cの右側に示すように、そのままの状態
が保持される。したがつて、本考案A−D変換装
置における上述した帰還系の低周波特性は完全に
周波数0の直流域にまで伸びていることになる。
式的に示すと第5図に示すようになる。すなわ
ち、後段A−D変換器6の入力アナログ信号が、
第5図の波形aの左側に示すように、そのダイナ
ミツクレンジの上限を超えると、上述したように
カウンタ12がダウンカウントを行なつて入力ア
ナログ信号の直流レベルが押し下げられて、波形
aの右側に示すようにダイナミツクレンジ内にお
さまる。また、逆に、入力アナログ信号が、波形
cの左側に示すように、ダイナミツクレンジの下
限を下廻ると、カウンタ12がアツプカウントを
行なつて入力アナログ信号の直流レベルが押し上
げられて、波形cの右側に示すようにダイナミツ
クレンジ内におさまる。なお、入力アナログ信号
が、波形bの左側に示すようにダイナミツクレン
ジ内におさまつているときには、カウンタ12は
アツプカウントもダウンカウントも行なわないの
で、波形cの右側に示すように、そのままの状態
が保持される。したがつて、本考案A−D変換装
置における上述した帰還系の低周波特性は完全に
周波数0の直流域にまで伸びていることになる。
以上の説明から明らかなように、本考案によれ
ば、サブレンジ型A−D変換装置における各部回
路の直流安定性がそれほどよくない場合にも、十
分に高度の直流安定性をもつてA−D変換が行な
われ、変換入力アナログ信号に正確に対応した適
正な変換出力デイジタル信号が得られ、しかも、
正常な変換動作中においては完全に直流特性を保
持し得る、という顕著な効果が得られる。
ば、サブレンジ型A−D変換装置における各部回
路の直流安定性がそれほどよくない場合にも、十
分に高度の直流安定性をもつてA−D変換が行な
われ、変換入力アナログ信号に正確に対応した適
正な変換出力デイジタル信号が得られ、しかも、
正常な変換動作中においては完全に直流特性を保
持し得る、という顕著な効果が得られる。
第1図は従来のサブレンジ型A−D変換装置の
構成を示すブロツク線図、第2図は同じくその各
部信号波形を示す波形図、第3図は本考案サブレ
ンジ型A−D変換装置における要部の基本的構成
の例を示すブロツク線図、第4図は同じくその具
体的構成の例を示すブロツク線図、第5図は同じ
くその動作の態様の例を示す信号波形図である。 1,6……A−D変換器、2,13……D−A
変換器、3……差算器、4……リサンブラ、5…
…増幅器、7……可変レベルシフタ、8……ダイ
ナミツクレンジ検出器、9……メモリ、10……
上限検出器、11……下限検出器、12……アツ
プダウンカウンタ。
構成を示すブロツク線図、第2図は同じくその各
部信号波形を示す波形図、第3図は本考案サブレ
ンジ型A−D変換装置における要部の基本的構成
の例を示すブロツク線図、第4図は同じくその具
体的構成の例を示すブロツク線図、第5図は同じ
くその動作の態様の例を示す信号波形図である。 1,6……A−D変換器、2,13……D−A
変換器、3……差算器、4……リサンブラ、5…
…増幅器、7……可変レベルシフタ、8……ダイ
ナミツクレンジ検出器、9……メモリ、10……
上限検出器、11……下限検出器、12……アツ
プダウンカウンタ。
Claims (1)
- 【実用新案登録請求の範囲】 1 上位桁のデイジタル変換出力信号を形成する
前段A−D変換器と下位桁のデイジタル変換出
力信号を形成する後段A−D変換器とを縦続接
続してなるサブレンジ型A−D変換装置におい
て、前記後段A−D変換器の入力アナログ信号
がその後段A−D変換器のダイナミツクレンジ
をいずれの側に外れたかを検出するオーバレン
ジ検出回路と、そのオーバレンジ検出回路の検
出結果により前記入力アナログ信号の直流レベ
ルを継続的に負帰還制御していずれか一方にシ
フトさせる直流レベル制御回路とを備え、前記
オーバレンジ検出回路の新たな検出結果に応じ
前記直流レベル制御回路の出力を継続して保持
させることにより、前記入力アナログ信号が前
記後段A−D変換器のダイナミツクレンジ内に
安定におさまるようにしたことを特徴とするサ
ブレンジ型A−D変換装置。 2 実用新案登録請求の範囲第1項記載のA−D
変換装置において、前記オーバレンジ検出回路
を、少なくとも、前記入力アナログ信号が前記
ダイナミツクレンジの上限を外れたことを検出
する上限検出器、前記入力アナログ信号が前記
ダイナミツクレンジの下限を外れたことを検出
する下限検出器、それらの検出器の検出結果に
応じて作動するアツプダウンカウンタおよびそ
のカウンタの計数出力に対応した直流レベルを
表わす信号を発生させるD−A変換器とをもつ
て構成したことを特徴とするサブレンジ型A−
D変換装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2944380U JPS641803Y2 (ja) | 1980-03-07 | 1980-03-07 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2944380U JPS641803Y2 (ja) | 1980-03-07 | 1980-03-07 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS56132841U JPS56132841U (ja) | 1981-10-08 |
JPS641803Y2 true JPS641803Y2 (ja) | 1989-01-17 |
Family
ID=29625333
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2944380U Expired JPS641803Y2 (ja) | 1980-03-07 | 1980-03-07 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS641803Y2 (ja) |
Families Citing this family (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5873231A (ja) * | 1981-10-27 | 1983-05-02 | Shimadzu Corp | Ad変換装置 |
JP2569301B2 (ja) * | 1985-03-08 | 1997-01-08 | カシオ計算機株式会社 | A/d変換装置 |
JP2816467B2 (ja) * | 1988-05-11 | 1998-10-27 | アナログ・デバイセズ株式会社 | A/d変換回路 |
-
1980
- 1980-03-07 JP JP2944380U patent/JPS641803Y2/ja not_active Expired
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS56132841U (ja) | 1981-10-08 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US4764753A (en) | Analog to digital converter | |
US5103230A (en) | Precision digitized current integration and measurement circuit | |
US5068660A (en) | Combining fully-differential and single-ended signal processing in a delta-sigma modulator | |
US4122439A (en) | Serial parallel type analog to digital converting device | |
GB1494281A (en) | Digital accumulator and coder | |
US4099173A (en) | Digitally sampled high speed analog to digital converter | |
US4498072A (en) | A/D Converter having a self-bias circuit | |
KR950010397B1 (ko) | 오프셋 자동 보정 a/d 변환 회로 | |
JPS641803Y2 (ja) | ||
JPS62502091A (ja) | アナログ・デイジタル変換器における又は関する改良 | |
US3936759A (en) | Offset reduction apparatus for analog circuits | |
US5812077A (en) | Circuit for A/D conversion of a video RF or IF signal | |
US4227183A (en) | Analog to digital converting device | |
US5126743A (en) | System and method for converting a DSB input signal to a frequency encoded output signal | |
CN111030650B (zh) | 增强型时钟控制比较器失调误差的后台校正电路及方法 | |
JP3121857B2 (ja) | Dsb−sc入力信号を周波数符号化出力信号に変換する装置と方法 | |
US3936820A (en) | Analog-to-digital converter | |
JPS5919490B2 (ja) | アナログ・デジタル変換装置 | |
JPS59181719A (ja) | オフセツト補償回路 | |
US11967967B2 (en) | Signal shaping for compensation of metastable errors | |
JP3230227B2 (ja) | A/dコンバータ | |
JPH0446016B2 (ja) | ||
JPS6015172B2 (ja) | 多段アナログ・デジタル変換装置の直流偏差補正方法 | |
SU855993A1 (ru) | Аналого-цифровой преобразователь | |
CN115459714A (zh) | 一种基于电容式数模转换器的信号折叠放大器及其信号链电路 |