JPS6390771A - 車両用速度検出装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野コ 本発明は車両用の速度検出装置、特に高精度の速度又は
加速度検出が可能な速度検出装置に関する。

［従来の技術〕 車両にとって、速度Ｖ及び加速度αは車両走行状態を客
観的に把握する上で極めて重要な要素であり、従って、
各車両の速度検出装置は、前記速度及び加速度を正確に
検出することが要求される。

特に、エレクトロニクス化の進んだ今日の車両において
、検出速度Ｖ及び加速度αは、例えばオートドアロック
、パワーステアリング、デジタルスピードコントローラ
、エンジンの点火時期調整。

ナビゲーションコントローラ等と各種用途に幅広く用い
られており、これらのデータを正確に検出することが、
ドライバビリティ及び車室内環境の向上を図る上で極め
て重要なこととなる。

とりわけ、エレクトロニック　スキッド　コントロール
　システム（急ブレーキ時に車輪がロックして車体が横
滑りするのを防止するシステム）を搭載した車両では、
速度検出装置を用いて車両の各車輪、すなわち前後左右
の合計４輪の車速。

加速度を独自に検出している。そして、その検出車速・
加速度及びその微妙な変化をコンピュータが記憶してい
る理想的な制御条件と比較し、各車輪のブレーキ力をコ
ントロールしているため、車速及び加速度のリアルタイ
ム測定を極めて高い精度で行うことが要求される。

しかし、従来の車速検出装置は、前記エレクトロニック
　スキッド　コントロール　システム（以下ＥＳＣシス
テムと記す）から要求される高い精度では車速及び加速
度を低速から高速（例えば２．５Ｋｍ／ｈから２５０Ｋ
ｍ／ｈ）の広範囲に渡って必ずしも正確に検出すること
ができなかった。

以下にその理由を詳述する。

速度検出 第１８図には、ＥＳＣシステムに用いられる車速検出装
置の好適な１例が示されており、車輪又はトランスミッ
ション等の回転部側に回転波検出体１０が設けられ、こ
の被検出体１ｏと対向するよう車両固定部側にセンサ１
２が設けられている。

このような被検出体１０とセンサ１２は、被検臼体１０
の回転を磁気的に検出するよう形成することも可能であ
り、また光学的に検出するよう形成することも可能であ
る。

図に示す装置においては、被検出体１０を磁性体からな
るタイミングギアとして形成し、その表面に多数のタイ
ミング歯１０ａを等間隔で突設している。

そして、センサ１２は、永久磁石とコイル等を用いて形
成し、タイミングギア１０の回転を磁気抵抗の変化とし
て検出している。

従って、車輪が回転し、タイミングギア１０が回転する
と、磁気センサ１２からは各タイミング歯１０ａが通過
する毎に交流信号Ｙｌがパルス発生回路１４に向は出力
される。

そして、パルス発生回路１４は、入力された交流信号Ｙ
１を、タイミング歯１０Ｈの通過に対応した速度検出パ
ルス信号Ｐに変換し、速度演算回路１６へ向は出力する
。

このようなパルス信号Ｐは、タイミングギア１０の回転
数に比例し、回転数が増大するに従いその出力時間間隔
Ｔが短く、また回転数が減少するに従いその出力時間間
隔Ｔが長くなる。

そして、速度演算回路１６は、パルス信号Ｐの出力時間
間隔に基づき車速Ｖ及び加速度αを演算出力する。

ところで、このようにパルス信号Ｐの出力時間間隔に基
づき車速Ｖ及び加速度αを検出する装置では、パルス発
生回路１４から、タイミング歯１０ａがセンサ１２の前
方を通過するタイミングに会わせてパルス信号Ｐを正確
な位相（タイミング）で出力することが必要となる。

しかし、従来より広く用いられているパルス発生回路１
４は、第１９図に示すゼロクロス法を用いており、交流
信号Ｙｌが山側ピーク値から谷側ピーク値へと変化する
区間内において、該信号Ｙｌが０点とクロスする際パル
ス信号Ｐが出力される。

従って、該車速検出装置では、センサ１２から各タイミ
ング歯の通過に対応する基本波のみを交流信号Ｙ１とし
て出力できれば、前記パルス信号Ｐの出力も正確な位相
で行われることとなり、車速Ｖ及び加速度αを正確に検
出することが可能となる。

誤差原因 しかし、現実には、次に述べるような原因により、磁気
センサ１２から出力される交流信号Ｙｌ中には基本波以
外の成分、すなわち低出波のうねり成分や高い周波数の
ノイズ成分が混入するため、検出される車速及び加速度
に比較的大きな誤差が含まれてしまうという問題があっ
た。

（イ）うねりの発生 すなわち、被検出体１０としてタイミングギアを使用し
た場合には、該タイミングギアはプレス品であるために
剛性が少なく、特にこれを車輪に取付けるとベース側及
びタイミングギアの双方に取付は歪みが発生する。

また、このような取付は歪み以外にも、コーナリングフ
ォース等により歪みが発生する。

この結果、被検出体１０が１回転する間にその表面に設
けられた各タイミング歯１０ａと磁気センサ１２との間
隔Ｃが前記歪みに対応して変化し、第１９図に示すごと
く、磁気センサ１２の出力Ｙｌ中に低周波のうねりＷが
含まれ、従来のゼロクロス法によっては、パルス信号Ｐ
の位相にε１゜ε２．・・・という誤差が含まれること
になる。

従って、車両の速度Ｖ及び加速度αが一定の場合でも、
第１９図に示すようにうねりＷが上昇するときにはパル
ス信号Ｐの出力時間間隔が長くなり、またうねりが下降
するときにはパルスＰの出力時間間隔が短くなり、速度
■及び加速度αの検出結果にうねりＷに対応した誤差成
分が含まれることになる。

（ｂ）ノイズの発生 また、このような速度検出装置をＥＳＣシステムに使用
した場合には、ブレーキからのビビリやその他の影響に
より、交流信号Ｙ１中には、第２０図に示すごとく、基
本波より高い周波数のノイズ成分Ｎが含まれることにな
る。

従って、速度Ｖ及び加速度αが一定の場合でも、第２０
図に示すように、パルス信号Ｐの位相に８１、ε２とい
う誤差が発生し、検出速度Ｖ及び加速度αに所定の誤差
成分が含まれることになる。

特にノイズ成分Ｎに起因する誤差は、交流信号ｙｔ中に
含まれる基本波すなわち正弦波成分が小さくなる程大き
くなる。

従って、交流信号ｙｔ中にノイズ成分Ｎ以外に大きなう
ねり成分Ｗが含まれると、第２１図に示すごとく、うね
りにより波型全体が下がると０レベルとの接続角θが小
さくなり、パルス信号Ｐの位相誤差は、ε（ＸＩ／Ｓｌ
ｎθなる関係で増加する。

（ハ）以上説明したように、センサ１２から出力される
交流信号ｙｔ中には、タイミングギア１０の歯型と１対
１に対応する基本波以外に、低周波のうねり成分Ｗと、
高い周波数のノイズ成分Ｎとが含まれることが多い。

このため、各タイミング歯１０ａが通過するタイミング
と、パルス信号Ｐが出力されるタイミングとがずれてし
まい、検出車速Ｖ及び加速度αに比較的大きな誤差が含
まれてしまうという問題があった。

このような測定誤差の発生を抑制するため、従来よりハ
ード、ソフトの両面から各種対策がなされている。

ハード処理による対策 （イ）第２３図には、特開昭５５−８３６４７号公報に
係る速度検出装置が示されており、該速度検出装置は、
センサ１２の出力側と、制御増幅器２０との間に制御増
幅器２０からの制御信号によりカットオフ周波数が制御
可能なローパスフィルタ１８を設け、基本波より周波数
の高い成分を除去している。

従って、該装置は、センサ１２の交流出力Ｙ１から、第
２０図に示すような高い周波数のノイズ成分Ｎを除去す
ることができるが、この反面、該交流出力ｙｔに含まれ
る低周波のうねり成分Ｗは除去できず、必ずしも正確な
速度Ｖ、加速度αの検出を行うことはできなかった。

（ロ）また、このようなうねり成分を除去するため、セ
ンサ１２の出力側にバイパスフィルタを設けることも考
えられる。バイパスフィルターのクロスオーバー周波数
以上の車速では、うねり成分が除去できず、クロスオー
バー周波数以下の車速ではうねりの除去と基本波自身も
一６ｄＢ減衰が行われる。広範囲な車速（２，５Ｋｍ／
ｈ　〜２５０Ｋａ＋／ｈ）を相手とするこのシステムで
はその時の車速に合わせてクロスオーバー周波数を変え
る必要があり、その上、車速と比例関係にある出力振幅
をもったセンサー出力にバイパスフィルターを付加する
ことは極めてむずかしい。

従って、このようなフィルタを用いて、低周波のうねり
成分Ｗ及び高周波のノイズ成分Ｎの影響を受けることな
く、速度及び加速度を正確に測定することのできる速度
検出装置の開発は未だ成されていない。

ソフト処理による対策 また、第２４図〜第２７図には、特開昭５７−１５８５
６４号公報に係る提案が示され、該提案は、パルス信号
を所定のプログラムに従って演算処理するこにとより、
加速度αを求める加速度検出装置に関するものである。

この加速度検出装置は、速度検出装置がら出力される検
出パルス信号Ｐの周期ずれΔＴ（主にメカ的な精度の悪
さに起因する）を補償するため、加減速度を検出する期
間を、タイミングギア１゜のタイミング歯１０ａの歯数
間隔で逐次ｎ−１゜２）　４．　８．・・・（第２５図
に示すモード１，２゜３．４．・・・に対応）と代えて
、相隣る区間の周期差を求める。

そして、その周期差が基準値Ｓ以上のとき加速度αを次
式に基づき求める。

ａ−（１／Ｔｎ＋１　−ｔ／Ｔ　　） ／（（Ｔｎ＋１＋Ｔｎ）／２） また、その周期差がＳより小さいとき加速度α−０とし
て求める。

しかし、この従来装置では、Ｓより小さな周期ずれΔＴ
に対する機械的精度の悪さは補償できるが、Ｓより大き
な周期ずれΔＴに対してはほとんど効果を発揮すること
ができなかった。

特に、歯数が１００前後、ホイルの取付はボルト数が５
〜６本という典型的なタイミングギア１０を想定すると
、発生するうねりＷの周期はタイミング歯１０ａの１６
〜２０個分に相当し、パルス信号の周期ずれのＳより極
めて大きなものとなってしまう。

従って、該装置は、うねり成分Ｗの周期がｎの倍数に近
いときには、前記成分に影響されることなく加速度の演
算を行うことはほとんどできないという問題があった。

［発明の目的］ 本発明は、このような従来の課題に鑑みなされたもので
あり、その目的は、センサから出力される交流信号に含
まれるうねり成分およびノイズ成分等に影響されること
なく、速度あるいは加速度をリアルタイムで正確に測定
可能な速度検出装置を提供することある。

［問題点を解決するための手段及び作用］前記目的を達
成するため、本発明は、 交流信号を矩形化処理し矩形パルスの立上り又は立下り
点を表す矩形化信号を出力する矩形処理回路と、 前記矩形処理信号をカウントし、そのカウント値を矩形
パルスの出力個数を表すパルス数カウント信号として出
力する矩形パルスカウンタ装置と、標準クロックを積算
カウントし、矩形パルスの立上り又は立下り毎にその積
算カウント値を前記立上り点又は立下り点の時刻を表す
時刻カウント信号として出力する時刻カウンタ装置と、
前記時刻カウント信号に基づき山側矩形パルス又は谷側
矩形パルスの中央位置出力時刻信号を演算する時刻演算
回路と、 所定の読込み信号？こ巷づき、前記パルス数カウント信
号とこれに対応する中央位置出力時刻信号を記憶する記
憶回路と、 記憶回路に新たな信号データが書込み記憶される毎に、
当該データと前回の書込みデータとを用い、互いに半周
期分重複し、かつ交流信号１周期分に相当する２つの矩
形パルス時間列の平均値を演算し、該平均値とパルス数
カウント信号とから車速又は加速度を演算出力する速度
演算回路と、を含み、交流信号に含まれる低周波のうね
り成分゛又は高周波のノイズ成分に影響されることなく
、車速又は加速度を検出することを特徴とする。

［実施例コ 次に本発明の好適な実施例を図面に基づき説明する。

ＥＳＣシステム 第１図には、本発明にかかる速度検出装置をＥＳＣシス
テムに用いた場合の好適な実施例が示されている。なお
、本実施例において前記１８図に示す装置と対応する部
材には同一符号を付しその説明は省略する。

本実施例の速度検出装置は、センサ１２の検出する交流
信号Ｙ１を波形処理演算回路３０に入力し、ここで車速
Ｖ及び加速度αを演算し、これをＥＳＣ本体３２へ向は
出力している。

本発明の第１の特徴的事項は、センサ１２の交流信号Ｙ
ｌ中に含まれる低周波のうねり成分Ｗ及び高周波のノイ
ズ成分Ｎに影響されることなく速度Ｖ及び加速度αを正
確に演算出力可能としたことにある。

従って、該車速Ｖ及び加速度αをＥＳＣ本体３２へ入力
することにより、ＥＳＣ本体３２は、対応する車輪の減
速度が一定以上になると、これをスキッド状態と正確に
判断し、対応するブレーキシリンダ３４を緩めるように
制御することができ、また車速Ｖが回復したら再度ブレ
ーキが働くようにブレーキシリンダ３４へ制御指令を出
力することができる。

特に、本発明の速度検出装置によれば、従来問題となっ
ていた低周波うねり成分及び高周波ノイズ成分の影響を
ほとんど受けることなく車速Ｖ及び加速度αをリアルタ
イム検出することができ、しかも検出データに誤差成分
がほとんど含まれることがないため、ＥＳＣ本体３２は
対応する車輪がスキッド状態であるか否かを誤認するこ
とがほとんどなく、急ブレーキ時においても、前記ブレ
ーキシリンダ３４を介して対応する車輪を良好に制動制
御することが可能となる。

また、本発明は、各タイミング歯１０ａがセンサ１２の
前面を通過する時間間隔を、主としてカウンタを用いて
高速演算することを第２の特徴とするものであり、これ
により波形処理演算回路３０に用いられるＣＰＵの負担
を大幅に軽減し、例えば−台のＣＰＵ５２を用いて車速
Ｖ及び加速度αの演算を行うとともに、該ＣＰＵを他の
演算処理又は制御動作に用いることも可能とし、例えば
同一のＣＰＵを前記ＥＳＣ本体３２を構成するＣＰＵと
して兼用することも可能となる。

第１実施例 第２図には、前記波形処理演算回路３０の好適な第１実
施例が示されており、第３図、第４図にはその回路各部
における波形図が示されている。

まず、センサ１２から第３図に示すような交流信号Ｙｌ
が矩形処理回路４０に入力されると、該矩形処理回路４
０はＯｖを基準として該交流信号Ｙ１を矩形パルスＹ２
に変換出力する。

実施例において、この矩形処理回路４０は、θレベルを
基準値とするシュミットトリガ回路を用いて形成されて
おり、該矩形パルスＹ２は第３図に示すように、交流信
号Ｙ１が０７以上となると、山側矩形パルス１００Ｂと
して出力され、Ｏｖ以下になると、谷側矩形パルス１０
０Ａとして出力されることになる。

誤差成分の除去 本発明の第１の特徴的事項は、このようにして相連続し
て出力される矩形パルスＹ１のパルス時間列に所定の演
算処理を施すことにより、交流信号Ｙ１中に含まれる低
周波のうねり成分及び高周波のノイズ成分に影響される
ことなく、各タイミング歯１０ａがセンサ１２の前面を
通過する時間間隔を正確に演算することにある。

このため、本実施例においては（Ｎ−１）番目のタイミ
ング歯１０ａがセンサ１２の前面を通過してからＮ番目
のタイミング歯１０ａが同様にして通過するまでの時間
間隔ＴＮを、次のようにして演算している。

すなわち、第３図に示すように、本実施例においてはＮ
番目のタイミング歯１０がセンサー１２の前面に入った
点をＳ　ＡＮ、センサー１２の前面を通過し外れる点を
ＳＢＮとすると、タイミング歯１２がセンサー１２に正
対する点ｔＢＮは次式に示すようにその平均として演算
される。

ｔＢＮ　−（ＳＡＮ＋　５ＢＮ）　／２−５ＡＮ＋　Ｔ
ＢＮ／２・・・（ＩＡ） 同様にして（Ｎ−１）番目、すなわち１個前のタイミン
グ歯１２がセンサー１２に正対した点ｔ　ＢＮ−１は、
次式で求められる。

ｔ　ＢＮ−１−（Ｓ　ＡＮ−１＋　Ｓ　ＢＮ−１）　／
　２−　Ｓ　ＡＮ−１＋　Ｔ　ＢＮ−１／　２　　　　
　　・・・　（ＩＢ）従って、前記ＴＮは次式で求めら
れることとなる。

ＴＮ　−ｔ　ＢＮ−ｔ　ＢＮ−１ −（ＳＡＮ＋　５ＢＮ）　／２ −　（ＳＡＮ−１＋　５ＢＮ−１）　／２鱈ＴＢＮ−１
／２＋　ＴＡＮ＋　ＴＢＮ／２−　（ＴＢＮ−１４２・
ＴＡＮ＋　ＴＢＮ）　／２　　　・・・（ＩＣ）この（
ＩＣ）式は、具体的には次のことを意味する。

すなわち、第５図に示すごと＜　（Ｎ−１）番目の山側
矩形パルスと、Ｎ番目の谷側矩形パルスのパルス時間列
を求めると、その値は（ＴＢＮ−１＋　ＴＡＮ）として
表される。

同様にして、Ｎ番目の谷側矩形パルスと山側矩形パルス
のパルス時間列は、（ＴＡＮ＋　ＴＢＮ）として表され
る。

このようにして、求めた２組のパルス時間列はＮ番目の
谷側矩形パルス領域（１００ＡＮ）で互いに重複してお
り、したがって、その平均値を前記（ＩＣ）を次式に基
づき演算すると、以下の（イ）、　（ロ）に詳述する理
由から交流信号Ｙｌ中に含まれるうねり成分Ｗ及びノイ
ズ成分Ｎの影響を除去することが可能となる。

（イ）うねり成分Ｗが除去される理由 すなわち、第６図に示すように、センサ１２から出力さ
れる交流信号の本来の位置がＹｌであるにもかかわらず
、その位置がうねり成分Ｗの影響により図中点線で示す
ように上方Ｙ１°の位置にシフトしてしまったような場
合を想定すると、矩形処理回路４０から山側矩形パルス
が出力されるタイミングはΔを分だけ早くなり、谷側矩
形パルスが出力されるタイミングはΔを分だけ遅くなる
。

また、これとは逆に、うねり成分Ｗの影響により、交流
信号が本来の位置Ｙ１から下方Ｙ１　の位置にシフトす
ると、山側矩形パルスの出力がΔを分だけ遅くなり、谷
側矩形パルスの出力がΔを分だけ本来の時間より早くな
る。

これに対し、本発明のように、交流信号ＹＩの山または
谷の位置を立ち上りと立ち下がりの両者で測定しその両
者の平均値を交流信号ＴＩの山または谷の中央位置とし
て求めることにより、立ち上りまたは立ち下がりの１方
だけで処理する場合に比べて時間ずれΔｔを相殺し、う
ねり成分Ｗによる影響を受けない状態での交流信号Ｙ１
の山又は谷位置ｔ　ＢＮ、　　ｔ　ＡＮ　　を求めるこ
とが可能となる。

（ロ）ノイズ成分Ｎが除去される理由 また、本発明においては、交流信号Ｙｌ中に含まれる高
周波のノイズ成分Ｎの影響を統計的に低減することが可
能となる。

すなわち、交流信号Ｙ１に基づいて山側矩形パルス１０
０Ｂ、谷側矩形パルス１００Ａを出力する場合に、その
出力時間のタイミングは共に交流信号Ｙｌ中に含まれる
高周波ノイズ成分Ｎの影響をうける。

しかし本実施例のように、前記第１式に基づいて２個の
演算パルス時間列の平均値を求めるこにより、該ノイズ
成分Ｎの影響を統計的に偏に圧縮し、誤差の影響を著し
く低減することが可能となる。

以上（イ）、（ロ）で説明したように、本発明によれば
、交流信号Ｙ１の山又は谷位置を挾さむ両スロープ位置
ＳＡＮ、　ＳＢＮを計測し、その平均から山または谷の
中心ｔＡＮ、　　ｔＢＮを演算により求めることで、交
流信号Ｙｌ中に含まれる低周波のうねり成分Ｗ及び高周
波のノイズ成分Ｎの影響を効果的に低減し、各タイミン
グｆｆ１ｌＯａがセンサ１２の前面を通過する時間間隔
を正確に求めることが可能となる。

従って、このようにして求めた平均値ＴＮに基づき、う
ねり成分Ｗ及び高周波ノイズ成分Ｎに影響されることな
く、車速Ｖ及び加速度αをリアルタイムで正確に演算可
能であることが理解されよう。

ＣＰＵの負担軽減 しかし前記第１式に基づく演算をＣＰＵを用いてソフト
的に行おうとすると、ＣＰＵ自身が、常に、ＳＡＮ、　
ＳＢＮの読込みを行い、該読み込みデータを用い第１Ｃ
式に基づ＜ＴＨの演算を交流信号Ｙ１の１周期毎に繰り
返して行われなければならない。この結果、ＣＰＵの仕
事の大半は速度Ｖ又は加速度αを演算することに費やさ
れ、該ＣＰＵに他の演算処理動作又は制御動作を行なわ
せることができなくなってしまうという問題が発生する
。　本発明の第２の特徴的事項は、前記第１式に基づく
演算の大半を主としてカウンタを用いてハードウェア的
に行い、 ■車速Ｖ及び加速度αの演算を高速で行うことを可能と
し、 ■しかも該演算を行うに当り、ＣＰＵの負担を大幅に軽
減し、ＣＰＵの余力を他の演算又は制御動作に振り向け
ることを可能としたことにある。

このため、本実施例の装置では、第２図に示すように矩
形処理回路４０の出力Ｙ２をワンショット回路４２へ入
力している。

このワンショット回路４２は、第３図に示すように矩形
処理回路４０から山側矩形パルス１００Ｂが出力される
と、標準クロック発生回路４４の出力する標準クロック
ＣＬＫＩに同期して短冊状のパルス信号Ｙ３を第１のカ
ウンタ４６に向は一発出力する。

この第１のカウンタ４６は、第４図に示すごとく、標準
クロック発生回路４４の出力する標準クロックＣＬＫＩ
を積算カウントする時刻カウンタ装置であり、前記短冊
状のパルス信号Ｙ３が出力される毎にその積算カウント
値ＣＩＮを第２のカウンタ４８へ向は出力する。従って
、この積算カウント値ＣＩＮは矩形パルスＹ２の立上が
り点の時刻を表す時刻カウント信号として機能すること
となる。

また、本実施例において、前記第２のカウンタ４８は前
記カウンタ４８は前記カウント信号ＣＩＮに基づき山側
矩形パルス又は谷側矩形パルスの中央位置出力時刻信号
を演算する時刻演算回路であり、前記カウント信号ＣＩ
Ｎ以外にも分周回路５０を用いて標準クロックＣＬＫＩ
を１７２に分周した半減化クロックＣＬＫ２が入力され
ている。

すなわち、この第２のカウンタ４８は、第４図に示すご
とく、第１のカウンタ４６から出力される積算カウント
値ＣＩＮを初期値とし、これに半減化クロックＣＬＫ２
を積算カウントしていく。そして、矩形処理回路４０の
出力Ｙ２が山側矩形パルス１００Ｂから谷側矩形パルス
１００Ａに切り替わると同時にそのカウントを停止し、
そのカウント値Ｃ２Ｎを速度演算回路５２へ向は出力す
る。

従って、実施例の装置では、（Ｎ−１）番目のタイミン
グ歯１０ａがセンサ１２の前面を通過すると、第２のカ
ウンタ４８から第４図に示すように（Ｎ−１）番目の交
流信号Ｙｌの山側ピーク値出力時刻ｔ　Ｂ（Ｎ−１）に
対応する積算カウント値０２Ｎ−１（山側矩形パルス１
００ＢＮ−１の中央部出力時刻を表す）が出力されるこ
ととなる。

そして、実施例の装置は、同様の動作を繰り返して行う
ため、Ｎ番目のタイミング歯１０ｇがセンサ１２の前面
を通過すると、第４図に示すように、Ｎ番目の交流信号
Ｙ１の山側ピーク値出力時点ｔＢＮに対応する第２のカ
ウント値Ｃ２Ｎが出力されることとなる。

従って、速度演算回路５２はこのように連続出力される
第２の積算カウント値Ｃ２Ｎを次式に基づき演算するこ
とにより、交流信号Ｙ１の１周期分（実施例ではｔ　Ｂ
（Ｎ−１）〜ｔ　ＢＮ）の出力時間間隔ＴＮを求めるこ
とができる。

Ｔ　ＢＮ　　　　　　　Ｔ　ＢＮ−１ Ｃ２ｎ−Ｃ２ｎ−１−−＋　ＴＡＮ＋　−−（ＴＢＮ＋
　２　ＴＡＮ＋ＴＢＮ−１）　／２−ＴＮ　　　　　　
　　　　　　・・・（２）すなわち、前記第１式と第２
式とを比較すれば、両者はまったく同一の演算を行って
いることは明らかであり、本実施例の速度演算回路５２
は、前記第２式に基づき、（Ｎ−１）番目のタイミング
歯１０ａがセンサ１２の前面を通過してからＮ番目のタ
イミングは１０が通過するまでの時間間隔ＴＮを、交流
信号Ｙｌ中に含まれる低周波うねり成分Ｗ及び高周波ノ
イズ成分Ｎの影響を受けることなく正確に検出すること
が可能となる。

従って、該速度演算回路５２は、このようにして求めら
れるタイミング歯１０ａの通過時間間隔ＴＮに基づき、
車速Ｖ及び加速度αを正確に検出することが可能となる
。

通常、このような速度演算回路５２としてはＣＰＵが用
いられる。

前述したように、本発明の第２の特徴的事項は車速Ｖ及
び加速度αの演算を行うに当り、ＣＰＵに対し要求され
る負担を大幅に低減し、１台のＣＰＵで速度、加速度の
演算と、これ以外の他の演算処理動作とを実行可能とし
たことにある。

このため、実施例の装置では待ち指令回路５４と、第３
のカウンタ５６とが設けられている。

前記待ち指令回路５４は、タイマ回路を内蔵するＩ１０
回路として形成され、山側矩形パルス１００Ａが出力さ
れている間は、速度演算回路５２へ向は読み込み禁止指
令を出力し、谷側矩形パルスが出力されている期間内は
該禁止指令を解除する。

従って、速度演算回路（ＣＰＵ）５２は、禁止指令が解
除されている期間内においてのみ第２のカウンタ４８の
出力Ｃ２Ｎを読み込み、これを記憶回路５８へ書き込む
とともに、該書き込みデータと前回の書き込みデータと
を用いて車速Ｖ及び加速度αの演算を行う。

そして、速度演算回路５２は、それ以外の時、すなわち
書込み禁止指令が出力されている期間内は、例えば記憶
回路５８内に記憶されている他のデータあるいは他の演
算処理プログラムに従い、車速■及び加速度αの演算動
作以外の処理を行うことが可能となり、速度演算回路５
２として用いられるＣＰＵの汎用性を高めることが可能
となる。

また、本発明においては、ＣＰＵ　（５２）の汎用性を
更に高めるために、第３のカウンタ５６を用いている。

この第３のカウンタ５６は、矩形パルスカウンタ装置と
して機能するものであり、センサ１２の前面を通過する
タイミング歯１０ａの個数Ｎをカウントするよう形成さ
れている。

実施例において、このカウント動作は、矩形処理回路４
０から例規形パルスが出力される毎にそのカウント値Ｎ
をインクリメントするように行われ、その積算カウント
値Ｎは速度演算回路５２へ入力されている。

従って、速度演算回路５２を形成するＣＰＵは、他の演
算処理動作が忙しい場合には、カウンタ４８から出力さ
れるカウント値を数回読み飛ばしても、第３のカウンタ
５６のカウント値Ｎを用いることにより、次式に基づき
タイミング歯１０ａがセンサ１２の前面を通過する時間
間隔を数回分の平均値として正確に求めることが可能と
なる。

なお、このような演算を行うため、速度演算回路５２は
、第２及び第３のカウンタ４ｇ、５６の出力Ｃ２Ｎ及び
Ｎを１組のデータとして、記憶回路５８へ入力するよう
形成されている。

Ｃ２Ｎ−Ｃ２Ｎ−ｎ Ｔｎ讃□ Ｎ−（Ｎ−ｎ）　　　　　　・・・（３）但し、Ｃ２Ｎ
−ｎ、　　（Ｎ　−ｎ　）は前回読込んだ第２゜第３カ
ウンタ４８，５Ｂの出力。

このようにすることにより、速度演算回路５２を形成す
るＣＰＵにとって、車速Ｖ及び加速度αを演算するため
の負担が極めて少なくなり、該ＣＰＵは他の演算処理動
作を十分な余裕を持って行うことができ、例えば１台の
ＣＰＵを速度演算回路５２としてもまた前述したＥＳＣ
本体３２としても用いることが可能となり、装置全体の
構成を極めて簡単かつ安価なものとすることが可能とな
る。

さらに、本発明によれば、前記第１式に示す平均値処理
の主な演算を２個のカウンタを用いることで解決してい
るため、その演算を極めて高速で行うことが可能となり
、該演算をソフトウェア的に行うものに比し、演算スピ
ードが著しく向上し、ＥＳＣシステムとして要求される
高速演算を充分余裕を持って行うことが可能となる。

なお、本実施例においては、ワンショット回路４２）第
１及び第３のカウンタ４８，５６及び待指令回路５４が
それぞれ矩形処理回路４０の出力する谷側矩形パルスに
対応して動作するよう構成し、前記第１式に示す演算を
行うよう形成したが、本発明はこれに限らず、これとは
逆にこれら回路各部を矩形処理回路４０の出力する谷側
矩形パルスに対応して動作するよう形成し、次式に示す
平均値演算を行い、該演算値に従い車速Ｖ及び加速度α
を求めるよう形成することも可能である。

第７図には、このようにして求められる平均値ＴＮが示
されている。

Ｎ− ｉ　（ＴＡＮ＋　ＴＢＮ）＋（ＴＢＮ＋　ＴＡＮ＋ｌ）
　ｌ　／２−　（ＴＡＮ＋　２　ＴＢＮ＋　ＴＡＮ＋１
）　／２　　　　・・・（４）第２実施例 また、前記実施例においては、第２図に示すように、１
／２分周回路５０を用いて半減化クロックＣＬＫ２をカ
ウンタ４８へ入力しているが、本発明はこれに限らず、
第８図に示すように、第１のカウンタ４６と第２のカウ
ンタ４８との間に積算カウント値ＣＩＮを２倍するシフ
ト回路６ｏを設けても良い。

この場合には、標準クロックＣＬＫＩを直接節２のカウ
ンタ４８へ入力し、第９図に示すカウント動作を行なわ
せればよく、このようにしても前記実施例と同様にして
車速Ｖ及び加速度αを良好に検出することが可能となる
。

第３の実施例 第１０図には本発明の第３の実施例が示されており、第
１１図にはこのカウント動作の好適な１例が示されてい
る。

本実施例において、ワンショットパルス発生回路４２は
、矩形パルスＹ２の立上り及び立下がりの双方の時点に
おいてワンショットパルスＹ３を第１のカウンタ４６へ
向は出力す乞よう形成されている。

そして、第１のカウンタ４６は、前記ワンショットパル
スＹ３が出力される毎にそれまでの積算カウント値を第
１のカウント信号ＣＩＮとして速度演算回路５２へ直接
出力するよう形成されている。

本実施例において、この速度演算回路５２は、所定の読
み込み信号に基づき少なくとも相連続して出力される２
個以上の第１のカウント信号ＣＮ−１、ＣＩＮを連続し
て読み込み、記憶回路５８へ書込み記憶する。

そして、実施例の速度演算回路５２は、前記実施例の第
２のカウンタ４８としても機能し、記憶回路５８内へ書
き込んだデータに基づき、交流信号Ｙ１のピーク値出力
時刻ｔＢＮまたはｔＡＮを表すカウンタ値Ｃ２Ｎをソフ
ト処理により演算し、該演算値Ｃ２Ｎを第３のカウンタ
５６の出力するカウント値Ｎと共に記憶回路５８内へ書
込み記憶する。

従って、速度演算回路５２は、このようにして書き込ま
れた演算値Ｃ２Ｎを前記第２のカウンター４８の出力す
る第２のカウント信号Ｃ２Ｎと同様にして扱うことによ
り、前記実施例と同様にして速度Ｖ及び加速度αを演算
出力することが可能となる。

なお、本実施例の装置においては、第２のカウンタ４８
を省略したかわりに、第２のカウンタ４８の演算動作を
速度演算回路５２を形成するＣＰＵに負担させているた
め、その分だけ速度Ｖ及び加速度αの演算速度が遅くな
り、またＣＰＵ自体の負担も増大することは避けられな
い。しかし、本実施例の装置も、前記各実施例と同様に
して第１のカウンタ４６及び第３のカウンタ５６の出力
を数回分読み飛ばしても、車速Ｖ及び加速度αを正確に
演算出力することができるため、ＣＰＵ自体の負担を大
幅に軽減可能であることはいうまでもない。

矩形処理回路の他の実施例 第１２図には、第２図に示す矩形処理回路４０の第２実
施例が示されており、第１３図にはその具体的な回路構
成が示されている。なお、前記実施例と対応する部材に
は同一符号を付しその説明は省略する。

本実施例の特徴的事項は、前記実施例が矩形処理のため
の基準値Ｙ　ｒｅｆをゼロレベルに固定しているのに対
し、該矩形処理回路４ｏの基準値Ｙ　ｒｅｆをうねり成
分Ｗに追従させ、交流信号Ｙ１の各出力周期毎にその山
側ピーク値と谷側ビーク値との中間値にその都度設定す
ることにある。

このようにすることにより、例えば第１４図に示すよう
に、センサ１２の交流出力Ｙｌかうねり成分Ｗの影響に
より大きく上下動し、ゼロボルトラインと交わらないと
いう事態が発生しても、旧基準電圧Ｙ　ｒｅｆ’と山側
または谷側のピーク値との間に新たな基準電圧Ｙ　ｒｅ
ｌ’が設定されるため、うねり成分Ｗの大小にかかわり
なく、常に矩形パルス１００Ａ、１００Ｂを確実に出力
し測定を更に正確に行うことが可能となる。

以下に、本実施例の矩形処理回路４ｏの具体的な回路構
成について説明する。

まず、センサ１２から第１４図に示すような交流信号Ｙ
１が出力されると、該交流信号Ｙ１はＡＧＣ（自動利得
調整）付増幅回路７ｏへ入力され、ここで後述するＡＧ
Ｃ信号に従い約一定幅の交流信号Ｙ１°に増幅され、ピ
ークホールド回路７２ａ。

７２ｂへ入力される。

ピークホールド回路７２ａは、交流信号Ｙ１の山側のピ
ーク値ｙ　ｍａｘをホールドするものであり、具体的に
は第１３図に示すようにオペアンプＯＰ２．ダイオード
ＲＥ及びコンデンサＣ１を用いて形成されている。

また、他方のピークホールド回路７２ｂは、交流信号Ｙ
１°の谷側のピーク値Ｙａ＋ｉｎをホールドするもので
あり、具体的には第１３図に示すように、オペアンプＯ
Ｐ３．ダイオードＲＥ及びコンデンサＣ２を用いて形成
される。

そして、基準値設定回路７４は、前記ピークホールド値
Ｙ　ｗａｘとロアーホールド値Ｙ　ｗｉｎとを加算平均
し、その平均値を基準値Ｙ　ｒｅｆとして設定する。

このような基準値Ｙ　ｒｅ　ｆの設定は、具体的には第
１３図に示すように、可変抵抗ＶＲ２からなる分圧回路
を用いて行われており、必要に応じて適当な値に設定す
ることができるが、本実施例においては、ピークホール
ド値とロアーホールド値との中間の値に設定されている
。

そして、比較回路７６は、このようにして出力される基
準値Ｙ　ｒｅｆ’と交流信号Ｙｌ’とを比較し、Ｙｌ’
がＹ　ｒｅｒを上回った時点で山側矩形パルス１００Ｂ
を出力し、Ｙｌ’が基準値Ｙ　ｒｅｆ’を下回った時点
で谷側矩形パルス１００Ａを出力する。

また、本実施例の矩形処理回路４０は、交流信号Ｙｌの
半サイクル毎にうねり成分Ｗに追従した最適基準値Ｙｒ
ｅｆを設定するよう、ワンショットパルスＹ３をリセッ
トパルスとして各ピークホールド回路７２ａ、７２ｂヘ
フイードバツク入力している。

このようにすることにより、各ピークホールド回路７２
ａ及び？２ｂのホールド値は、交流信号Ｙｌの１サイク
ル又は半サイクルごとにリセットされ、新たな値に更新
されることになる。

従って、基準値設定回路４０は各サイクル毎に新たに設
定されるピークホールド値Ｙ　ａ＋ａｘ及びロアーホー
ルド値Ｙａ＋Ｉｎに基づき最適な基準電圧Ｙｒｅｆをそ
の都度設定することができるため、以下（ａ）、　　（
ｂ）に詳述するように、比較回路７Ｂは、交流信号Ｙｌ
中に含まれる低周波のうねり成分Ｗ及び高周波のノイズ
成分Ｎに影響されることなく、最適なタイミングで矩形
パルス１００Ａまたは１００Ｂを出力することが可能と
なる。

（ａ）うねり成分Ｗが除去される理由 第２２図に示すように、磁気センサ１２から本来Ｙ１の
位置に交流信号が出力されるべきにもかかわらず、うね
り成分Ｗの影響により交流信号がＹｌｏの位置に出力さ
れるような場合を想定する。

この場合に、前記のゼロクロス法では、矩形パルスＹ２
が本来の位置よりε分だけずれて出力されることになり
、この誤差成分εはうねりが大きくなるに従い増大する
。

これに比べて、本実施例の装置では交流信号Ｙ１の各周
期毎に新たに設定されたピークホールド値Ｙａａｘ　、
　Ｙｍｉｎに基づき、うねり成分Ｗの変化に追従した最
適基準電圧Ｙｒｅｒ、すなわち図中破線で示すいわゆる
第２のゼロレベルＹ　ｒｅｆを各周期毎に設定すること
ができるため、うねり成分Ｗにかかわりなく、常に最適
な位相で矩形パルスＹ２を正確に出力することが可能と
なる。

（ｂ）ノイズ成分が除去される理由 また交流信号Ｙｌ中に含まれるノイズ成分Ｎの影響は、
ゼロレベルで切り出される基本波、すなわち正弦波成分
の大きさにより決定され、ノイズ成分に対する基本波成
分が相対的に大きい程ノイズ成分による影響が小さくな
る。

すなわち、第２１図に示すごとく、基本波（正弦波）に
対しノイズ成分が重畳している場合を想定する。

この場合に、基準電圧Ｙ　ｒｅｆ’が正弦波の正または
負のピーク値付近に設定されると、ノイズ成分Ｎによる
設定誤差がεと極めて大きくなるが、基準電圧Ｙ　ｒｅ
ｒを正弦波の傾きが大きな位置（位相が０．π、２π、
・・・の位置）に設定すると、ノイズ成分Ｎによる誤差
はε′と大幅に小さくなることが理解される。

従って、ゼロクロス法を用いて矩形パルスＹ２を出力す
る場合には、うねり成分Ｗの影響により、基準電圧であ
るところのゼロ電位と正弦波本来のゼロクロス位置との
ずれ量が大きくなると、矩形パルスＹ２の出力位相が正
規な位置から大幅にずれてしまうことが理解される。

これに対して、本実施例の装置によれば、基準電圧Ｙ　
ｒｅｆ’を、交流信号Ｙｌの各周期ごとにその正弦波成
分の傾きが最大となる位置にその都度設定することがで
きるため、交流信号Ｙｌ中にノイズ成分Ｎが含まれてい
る場合や、該ノイズ成分Ｎに加えてうねり成分Ｗが含ま
れているような場合でも、これらに影響されることなく
矩形パルスＹ２を正確な位相で出力することができる。

以上（ａ）、（ｂ）で説明したように、本実施例によれ
ば、比較回路７６からは、交流信号Ｙｌ中に含まれる低
周波のうねり成分Ｗ１高周波のノイズ成分Ｎに影響され
ることなく、各タイミング歯１０ａがセンサ１２の前面
を通過する毎に正確な位相で矩形パルス１００Ａ及び１
００Ｂが出力されることになる。

したがって、このような矩形化処理を施されたパルスに
対し、さらに前記第１式に示すような本発明の演算処理
を施すことにより、前述したゼロクロス法を用いる実施
例に比し、うねり成分Ｗ及びノイズ成分Ｎの影響をさら
に大幅に低減し、車速Ｖ及び加速度αを検出可能である
ことが理解されよう。

また、本実施例の矩形処理回路４０は、ワンショットパ
ルスＹ３を差動増幅器７８へ入力し、その差動出力をＡ
ＧＣ制御電圧設定回路７８へ入力している。

これら差動増幅器７８及びＡＧＣ制御電圧設定回路８０
は、ワンショットパルスＹ３の出力タイミングに基づき
、センサ１２の出力する交流信号Ｙ１の振幅が一定とな
るよう所定のＡＧＣ信号をＡＧＣ付き増幅回路７０へ向
は出力している。

具体的には、第１３図に示すように、反転増幅用オペア
ンプＯＰ４によりピークホールド値Ｙ　ｆｆ１ａｘを反
転出力し、この反転出力５玉とロアーピークホールド値
Ｙａ＋ｉｎの中間電圧ＹＤを、アナログスイッチを介し
て取り込むよう形成されている。

該アナログスイッチは２個のダイオードＲＥを逆並列に
接続することにより、所定の不感帯幅が設定され、回路
自体の発信を防止し、その高速追従性を向上するよう形
成されている。

そして、このようにして取り込まれた中間電圧ＹＤは、
ポルニームＶＲＩより設定された比較電圧ＹＥと比較さ
れ、その差動電圧に基づき、オペアンプＯＰ５．　コン
デンサＣ及びリミッタ用ツェナーダイオードＴＤで振幅
が制限される積分回路を用いて積分出力される。

ここにおいて、前述したようにワンショットパルスＹ３
は、ＦＥＴ１に入力されることにより、前記中間電圧Ｙ
Ｄの積分値と積分期間とを制御し、その積分値をＡＧＣ
信号としてＡＧＣ付き増幅回路７０へ向は出力する。

なお、各ピークホールド回路７２ａ、７２ｂへ入力され
る信号Ｙ３’は、差動増幅回路７８へ入力される信号Ｙ
３に比べ、遅延回路８２を用いて所定の短時間だけ遅れ
て出力され、前述したＡＧＣ制御動作及び基準電圧Ｙｒ
ｅｆの設定動作のタイミングを調整するよう形成されて
いる。

実測データの検討 次に本発明に係る速度検出装置を用いて実際に測定した
データを従来装置と比較して検討する。

第１５図には、被検出体１０としてその周囲に１００個
のタイミング歯１０ａが突設されたタイミングギヤを用
い、該ギヤ１０を車軸に対し５本の取付はボルトを用い
て取付けた場合に、センサ１２から出力される交流信号
Ｙ１の波形図が示されている。

同図から明らかなように、この交流信号Ｙ１は、取付は
ボルトが５本であることとの関係から、５回のうねり又
は５回の振幅変化を呈している。

この内、最初の１．７５サイクルはうねり、最後の１．
７５サイクルは振幅変化、中間の１．５サイクルは徐変
部とした。このようにすると、最初の１．７５サイクル
中に含まれる交流信号Ｙ１が次式で表され、 Ｙｌ　−−０，５・ｃｏｓ（０，１ｙｒ　・ｔ）−ｃｏ
ｓ（２π−ｔ　）後半の１６７５サイクルで出力される
交流信号Ｙｌは次式で表されることになる。

Ｙｌ　−−（１−０，５・ｃｏｓ　（０，１πψ１））
・ｃｏｓ（２π・ｔ） このような条件の下において、第２図に示す装置（ゼロ
クロス法）を用いて交流信号Ｙ１を矩形化処理し、交流
信号Ｙｌの１周期分の時間ＴＮを、■単純にＴＮ　−Ｔ
ＡＮ＋　ＴＢＮとして求めた場合（従来法）と、 ■前記第１式で示すようにして求めた場合（本発明）と
、 では、ＴＮに基づき求めた車速Ｖ及び加速度αにどの程
度の誤差が含まれるかを実験により求めた。

第１５図には、該実験データが左から順に正規からの誤
差、前後の相対誤差、８波長移動平均誤差として表され
ている。

ここにおいて、正規からの誤差とはタイミングギヤーの
１周期中の正規位置からのずれを表わす。

相対誤差とは歯１山の相対誤差を表わす。

８波長移動平均誤差とは連続した８個のピッチ誤差の平
均値、または正規位置ずれ量の変化分を８で割ったもの
を表わす。

また、第１６図には、このようにして得られた各比較デ
ータが数値データに変換して表示されている。

この実験結果からも明らかなようによ、本実施例の装置
によれば、単純に矩形波のパルス時間から車速■及び加
速度αを求める場合に比べて、うねり成分Ｗに起因する
誤差を少なくとも約１７１０程度にまで低減することが
でき、しかもノイズ成分Ｎに起因する誤差もほぼ無視で
きる程度に小さくすることができるという優れた効果を
発揮可能であることが確認される。

また、第１７図には、矩形処理回路として第１２図に示
す回路を用い、同様な実験を行った場合のデータが示さ
れており、第１６図には、この比較データを数字データ
に変換した値が表示されている。

同図に示すように、交流信号Ｙｌの山側ピーク値と谷側
ビーク値から基準電圧Ｙ　ｒｅｆ’を各半サイクル毎に
設定することにより、該実験結果からも明らかなように
、うねり成分に起因する誤差を更に大幅に低減し、高精
度の車速Ｖ及び加速度αの検出が可能となることが理解
される。

また、前記実施例においては、矩形処理回路４０として
シュミットトリガ回路を用いた場合や、第１２図に示す
ように、各ピーク値をホールドし矩形処理を施す回路を
用いる場合を例にとり説明したが、本発明はこれに限ら
ず、交流信号Ｙ１を所定の基準値Ｙ　ｒｅｆと比較し、
交流信号Ｙ１がＹ　１　＞　Ｙ　ｒｅｆであるかＹｌ＜
Ｙｒｅｆかを検出できれば十分である。したがって、例
えば矩形処理回路４０は、矩形波パルスそのものを出力
するものではなく、矩形波パルスの立上がり点と立ち下
がり点のみを表す信号を出力するよう形成することも可
能である。

また、該矩形処理回路４０は、回路そのものをＴＴＬレ
ベルで構成した場合、矩形波パルスＹ２としてＬレベル
またはＨレベルの信号を出力するよう形成すれば十分で
ありいずれにしても基準レベルＹ　ｒｅｆに対し交流信
号Ｙ１がｙｔ＜Ｙｒｅｆ’かＹ　１　＞　Ｙ　ｒｅｆ’
であるかを検出できるよう形成すれば十分である。

［発明の効果］ ゛　以上説明したように、本発明よれば、センサから出
力される交流信号中に低周波のうねり成分や高周波のノ
イズ成分が混入しているような場合であっても、これら
の影響を受けることなく、車速Ｖあるいは加速度αを正
確に検出することが可能であり、従って極めて高い検出
精度が要求される各種車載機器、例えばＥＳＣシステム
用の速度検出装置として極めて好適なものとなる。

また、本発明によれば、交流信号中に含まれるうねり成
分の影響を受は難いため、仮にセンサと対向配置される
被検出体として安価なプレス品のタイミングギヤ等を使
用した場合でも、その速度または加速度の検出をリアル
タイムでしかも精度よく行うことができ、安価でしかも
性能のよい速度検出装置を提供することが可能となる。

特に、本発明によれば、矩形処理回路の出力する矩形パ
ルス出力周期の平均値処理を主としてカウンタを用いて
行っているため、車速Ｖ及び加速度αを高速で演算する
ことが可能となり、例えばＥＳＣシステムのような高速
演算が要求される装置に含まれる車速検出装置として極
めて好適なものとなる。

更に、本発明によれば、前記矩形パルス平均値処理を主
としてカウンタを用いて行うことにより、速度演算回路
の負担を大幅に軽減し、該速度演算回路をＣＰＵを用い
て形成する場合には、負担の軽減により余った傘裕分を
他の演算処理又は制御などに振り向けることができるた
め、このような速度検出装置を用いて各種システムを構
成する場合には、システム全体のコストを大幅に低減す
ることが可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図及び第２図は本発明に係る車両用速度検出装置の
好適な実施例を示す回路図、 第３図〜第７図は前記第１図及び第２図に示す回路を用
いて行われる演算動作の説明図、第８図及びｍ９図は本
発明の好適な第２実施例の説明図、 第１０図及び第１１図は本発明の好適な第３実施例の説
明図、 第１２図〜第１４図は本発明の装置に用いられる矩形処
理回路の他の実施例を示す説明図、第１５図〜第１７図
は本発明の実験データを示す説明図、 第１８図は一般的な速度検出装置のブロック図、第１９
図〜第２２図はそれぞれ低周波のうねり成分あるいは高
周波のノイズ成分を含んだ交流信号の波型説明図、 第２３図〜第２７図は従来の速度検出装置の説明図であ
る。 １０・・・回転被検出体 １２・・・センサ ３０・・・波形処理演算回路 ３２・・・ＥＳＣ本体 ３４・・・ブレーキシリンダ ４０・・・矩形処理回路 ４２・・・ワンショットパルス発生回路４４・・・標準
クロック発生回路 ４δ・・・時刻カウンタ装置としての第１のカウンタ４
８・・・時刻演算回路として第２のカウンタ５０・・・
分周回路 ５２・・・速度演算回路 ５６・・・矩形パルスカウンタ装置としての第３のカウ
ンタ ５８・・・記憶回路

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. （１）車両回転側に設けられた回転波検出体と、この被
   検出体と対向するよう車両固定部側に設けられ、被検出
   体の通過する毎に交流信号を出力するセンサと、 を含み、交流信号に基づき車速又は加速度を演算する車
   両用速度検出装置において、 前記交流信号を矩形化処理し矩形パルスの立上り又は立
   下り点を表す矩形化信号を出力する矩形処理回路と、 前記矩形処理信号をカウントし、そのカウント値を矩形
   パルスの出力個数を表すパルス数カウント信号として出
   力する矩形パルスカウンタ装置と、標準クロックを積算
   カウントし、矩形パルスの立上り又は立下り毎にその積
   算カウント値を前記立上り点又は立下り点の時刻を表す
   時刻カウント信号として出力する時刻カウンタ装置と、 前記時刻カウント信号に基づき山側矩形パルス又は谷側
   矩形パルスの中央位置出力時刻信号を演算する時刻演算
   回路と、 所定の読込み信号に基づき、前記パルス数カウント信号
   とこれに対応する中央位置出力時刻信号を記憶する記憶
   回路と、 記憶回路に新たな信号データが書込み記憶される毎に、
   当該データと前回の書込みデータとを用い、互いに半周
   期分重複し、かつ交流信号１周期分に相当する２つの矩
   形パルス時間列の平均値を演算し、該平均値とパルス数
   カウント信号とから車速又は加速度を演算出力する速度
   演算回路と、を含み、交流信号に含まれる低周波のうね
   り成分又は高周波のノイズ成分に影響されることなく、
   車速又は加速度を検出することを特徴とする車両用速度
   検出装置。
2. （２）特許請求の範囲（１）記載の装置において、前記
   時刻演算回路は、矩形パルスの立上り点及び立下り点に
   おける時刻カウント信号の平均値をソフトウェア的に演
   算し、該平均値を矩形パルス中央位置の出力時刻信号と
   して出力することを特徴とする車両用速度検出装置。
3. （３）特許請求の範囲（１）記載の装置において。 前記時刻演算回路は、時刻カウンタ装置が出力する時刻
   カウント信号を初期値として読み込み、山側又は谷側の
   一方の矩形パルスが出力されている間、時刻カウンタ装
   置がカウントする標準クロックの半減化パルスを積算カ
   ウントし、当該矩形パルスの中央位置出力時刻信号を演
   算するカウンタ装置を用いて形成されたことを特徴とす
   る車両用速度検出装置。
4. （４）特許請求の範囲（３）記載の装置において、速度
   演算回路は、必要に応じてデータ読込み信号を出力する
   ＣＰＵを用いて形成され、 該ＣＰＵは、データ読込み信号を出力する毎に時刻演算
   回路を構成するカウンタ装置の出力データ及び矩形パル
   スカウンタ装置の出力データを記憶回路に書込み記憶し
   、該データと前回書き込まれたデータとに基づき車速及
   び加速度を演算出力することを特徴とする車両用速度検
   出装置。
5. （５）特許請求の範囲（１）〜（４）のいずれかに記載
   の装置において、 前記矩形処理回路は、 前記交流信号の山側ピーク値及び谷側ピーク値の双方を
   ピークホールドするピークホールド回路と、 両ピークホールド値の平均値に基づき基準信号を設定す
   る基準値設定回路と、 交流信号と基準値とを比較し山側矩形パルスまたは谷側
   矩形パルスを出力する比較回路と、を含み、矩形パルス
   が切替わる毎にピークホールド回路をリセットし、交流
   信号に含まれる低周波うねり成分または高周波のノイズ
   成分の影響を低減した矩形パルスを出力することを特徴
   とする車両用速度検出装置。