JPS6390769A - 車両用速度検出装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は車両用の速度検出装置、特に高精度の速度又は
加速度検出が可能な速度検出装置に関する。

［従来の技術］ 車両にとって、速度Ｖ及び加速度αは車両走行状態を客
観的に把握する上で極めて重要な要素であり、従って、
各車両の速度検出装置は、前記速度及び加速度を正確に
検出することか要求される。

特に、エレクトロニクス化の進んだ今日の車両において
、検出速度Ｖ及び加速度αは、例えばオートドアロック
、パワーステアリング、デジタルスピードコントローラ
、エンジンの点火時期調整、ナビゲーションコントロー
ラ等と各種用途に幅広く用いられており、これらのデー
タを正確に検出することが、ドライバビリティ及び車室
内環境の向上を図る上で極めて重要なこととなる。

とりわけ、エレクトロニック　スキッド　コントローラ
　システム（急ブレーキ時に車輪がロックして車体が横
滑りするのを防止するシステム）を搭載した車両では、
速度検出装置を用いて車両の各車輪、すなわち前後左右
の合計４輪の車速、加速度を独自に検出している。そし
て、その検出車速・加速度及びその微妙な変化をコンピ
ュータが記憶している理想的な制御条件と比較し、各車
輪のブレーキ力をコントロールしているため、車速及び
加速度のリアルタイム測定を極めて高い精度で行うこと
が要求される。

しかし、従来の車速検出装置は、前記エレクトロニック
　スキッド　コントロール　システム（以下ＥＳＣシス
テムと記す）から要求される高い精度では車速及び加速
度を低速から高速（例えば２．５に＋＋＋／ｈから２５
０Ｋｍ／ｈ　）の広範囲に渡って必ずしも正確に検出す
ることができなかった。

以下にその理由を詳述する。

速度検出 第１０図には、ＥＳＣシステムに用いられる車速検出装
置の好適な１例が示されており、車輪又はトランスミッ
ション等の回転部側に回転被検出体１０が設けられ、こ
の被検出体１０と対向するよう車両固定部側にセンサ１
２が設けられている。

このような被検出体１０とセンサ１２は、被検出体１Ｇ
の回転を磁気的に検出するよう形成することも可能であ
り、また光学的に検出するよう形成することも可能であ
る。

図に示す装置においては、被検出体１０を磁性体からな
るタイミングギアとして形成し、その表面に多数のタイ
ミング歯１０ｇを等間隔で突設している。

そして、センサ１２は、永久磁石とコイル等を用いて形
成し、タイミングギア１０の回転を磁気抵抗の変化とし
て検出している。

従って、車輪が回転し、タイミングギア１０が回転する
と、磁気センサ１２からは各タイミング歯１０ｇが通過
する毎に交流信号Ｙ１がパルス発生回路１４に向は出力
される。

そして、パルス発生回路１４は、入力された交流信号Ｙ
１を、タイミング歯１０ａの通過に対応した速度検出パ
ルス信号Ｐに変換し、速度演算回路１６へ向は出力する
。

このようなパルス信号Ｐは、タイミングギア１０の回転
数に比例し、回転数が増大するに従いその出力時間間隔
Ｔが短く、また回転数が減少するに従いその出力時間間
隔Ｔが長くする。

そして、速度演算回路１６は、パルス信号Ｐの出力時間
間隔に基づき車速Ｖ及び加速度αを演算出力する。

ところで、このようにパルス信号Ｐの出力時間間隔に基
づき車速Ｖ及び加速度αを検出する装置では、パルス発
生回路１４から、タイミング歯１０ａがセンサ１２の前
方を通過するタイミングに合わせてパルス信号Ｐを正確
な位相（タイミング）で出力することが必要となる。

しかし、従来より広く用いられているパルス発生回路１
４は、第１１図に示すゼロクロス法を用いており、交流
信号Ｙｌが山側ビーク値から谷側ビーク値へと変化する
区間内゛において、該信号Ｙ１が０点とクロスする際パ
ルス信号Ｐが出力される。

従って、該車速検出装置では、センサ１２から各タイミ
ング歯の通過に対応する基本波のみを交流信号Ｙ１とし
て出力できれば、前記パルス信号Ｐの出力も正確な位相
で行われることとなり、車速Ｖ及び加速度αを正確に検
出することが可能となる。

誤差原因 しかし、現実には、次に述べるような原因により、磁気
センサ１２から出力される交流信号Ｙ１中には基本波以
外の成分、すなわち低周波のうねり成分や高い周波数の
ノイズ成分が混入するため、検出される車速及び加速度
に比較的大きな誤差が含まれてしまうという聞届があっ
た。

（イ）うねりの発生 すなわち、被検出体１０としてタイミングギアを使用し
た場合には、該タイミングギアはプレス品であるために
剛性が少なく、特にこれを車輪に取付けるとベース側及
びタイミングギアの双方に取付は歪みが発生する。

また、このような取付は歪み以外にも、コーナリングフ
ォース等により歪みが発生する。

この結果、被検出体１０が１回転する間にその表面に設
けられた各タイミング歯１０ａと磁気センサ１２との間
隔Ｃが前記歪みに対応して変化し、第１１図に示すごと
く、磁気センサ１２の出力Ｙｌ中に低周波のうねりＷが
含まれ、従来のゼロクロス法によっては、パルス信号Ｐ
の位相にε１゜ε２．・・・という誤差が含まれること
になる。

従って、車両の速度Ｖ及び加速度αが一定の場合でも、
第１１図に示すようにうねりＷが上昇するときにはパル
ス信号Ｐの出力時間間隔が長くなり、またうねりが下降
するときにはパルスＰの出力時間間隔が短くなり、速度
Ｖ及び加速度αの検出結果にうねりＷに対応した誤差成
分が含まれることになる。

（ロ）ノイズの発生 また、このような速度検出装置をＥＳＣシテスムに使用
した場合には、ブレーキからのビビリやその他の影響に
より、交流信号Ｙｌ中には、第１３図に示すごとく、基
本波より高い周波数のノイズ成分Ｎが含まれることにな
る。

従って、速度Ｖ及び加速度αが一定の場合でも、第１３
図に示すように、パルス信号Ｐの位相に８１、ε２とい
う誤差が発生し、検出速度Ｖ及び加速度αに所定の誤差
成分が含まれることになる。

特にノイズ成分Ｎに起因する誤差は、交流信号Ｙ１中に
含まれる基本波すなわち正弦波成分が小さくなる程大き
くなる。

従って、交流信号Ｙ１中にノイズ成分Ｎ以外に大きなう
ねり成分Ｗが含まれると、第１５図に示すごとく、うね
りにより波型全体が下がるとθレベルとの接続角θが小
さくなり、パルス信号Ｐの位相誤差εは、εｏｃ１／ｓ
ｉｎθなる関係で増加する。

（ハ）以上説明したように、センサ１２から出力される
交流信号Ｙｌ中には、タイミングギア１０の歯型と１対
１に対応する基本波以外に、低周波のうねり成分Ｗと、
高い周波数のノイズ成分Ｎとが含まれることが多い。

このため、各タイミング歯１０ａが通過するタイミング
と、パルス信号Ｐが出力されるタイミングとがずれてし
まい、検出速度Ｖ及び加速度αに比較的大きな誤差が含
まれてしまうという問題があった。

このような、ＩＪ定誤差の発生を抑制するため、従来よ
りハード、ソフトの両面から各種対策がなされている。

ハード処理による対策 （イ）第１δ図には、特開昭５５−８３６４７号公報に
係る速度検出・装置が示されており、該速度検出装置は
、センサ１２の出力側と、制御増幅器２０との間に制御
・増幅器２０からの制御信号によりカットオフ周波数が
制御可能なローパスフィルタ１８を設け、基本波より周
波数の高い成分を除去している。

従って、該装置は、センサ１２の交流出力Ｙ１から、第
１３図に示すような高い周波数のノイズ成分Ｎを除去す
ることができるが、この反面、該交流出力Ｙ１に含まれ
る低周波のうねり成分Ｗは除去できず、必ずしも正確な
速度Ｖ、加速度αの検出を行うことはできなかった。

（ロ）また、このようなうねり成分を除去するため、セ
ンサ１２の出力側にバイパスフィルタを設けることも考
えられる。バイパスフィルタのクロスオーバー周波数以
上の車速では、うねり成分が除去できず、クロスオーバ
ー周波数以下の車速ではうねりの除去と基本波自身も一
６ｄＢ減衰が行われる。広範囲な車速（２，５Ｋｍ／ｈ
〜２５０ｂ　／ｈ　）を相手とするこのシステムではそ
の時の車速に合せてクロスオーバー周波数を変える必要
があり、その上、車速と比例関係にある出力振幅をもっ
たセンサー出力にバイパスフィルタを付加することは極
めてむずかしい。

従って、このようなフィルタを用いて、低周波のうねり
成分Ｗ及び高周波のノイズ成分Ｎの影響を受けることな
く、速度及び加速度を正確に測定することのできる速度
検出装置の開発は未だ成されていない。

ソフト処理による対策 また、第１７図〜第１９図には、特開昭５７−１５８５
６４号公報に係る提案が示され、該提案は、パルス信号
を所定のプログラムに従って演算処理することにより、
加速度αを求める加速度検出装置に関するものである。

この加速度検出装置は、速度検出装置から出力される検
出パルス信号Ｐの周期ずれΔＴ（主にメカ的な精度の悪
さに起因する）を補償するため、加減速度を検出する期
間を、タイミングギア１０のタイミング歯１０ａの歯数
間隔で逐次ｎ−１゜２．４，８．・・・（第１８図に示
すモード１，２゜３．４．・・・に対応）と代えて、相
隣る区間の周期差を求める。

そして、その周期差が基準値Ｓ以上のとき加速度αを次
式に基づき求める。

α−ｗ（１／Ｔｎ＋１−１／Ｔｎ） ／（（Ｔｎ＋１＋Ｔｎ）／２） ・・・（１） また、その周期差がＳより小さいとき加速度α−〇とし
て求める。

しかし、この従来装置では、Ｓより小さな周期ずれΔＴ
に対する機械的精度の悪さは補償できるが、Ｓより大き
な周期ずれΔＴに対してはほとんど効果を発揮すること
ができなかった。

特に、歯数が１００前後、ホイルの取付はボルト数が５
〜６本という典型的なタイミングギア１０を想定すると
、発生するうねりＷの周期はタイミング歯１０ａの１６
〜２０個分に相当し、パルス信号の周期ずれのＳより極
めて大きなものとなってしまう。

従って、該装置は、うねり成分Ｗの周期がｎの倍数に近
いときには、前記成分に影響されることなく加速度の演
算を行うことはほとんどできないという聞届があった。

［発明の目的］ 本発明は、このような従来の課題に鑑みなされたもので
あり、その目的は、センサから出力される交流信号に含
まれるうねり成分及びノイズ成分等に影響されることな
く、速度あるいは加速度をリアルタイムで正確に測定可
能な速度検出装置を提供することにある。

［問題点を解決するための手段及び作用］前記目的を達
成するため、本発明は、交流信号の山側ピーク値又は谷
側ピーク値の少なくともいずれか一方をホールドするピ
ークホールド回路と、前記ホールド値に基づき交流信号
の各周期毎に最適基準信号を設定する基準信号設定回路
と、交流信号と基準信号とを比較し、両者が一致した際
前記パルス信号を出力する比較回路と、交流信号の各周
期毎に、所定タイミングでピークホールド回路をリセッ
トするリセット回路と、を含み、交流信号に含まれる低
周波のうねり成分又は高周波のノイズ成分に影響される
ことなく、パルス信号を正確な位相で出力し、車速又は
加速度を正確に検出することを特徴とする。

［実施例］ 次に本発明の好適な実施例を図面に基づき説明する。

ＥＳＣシステム 第１図には、本発明に係る速度検出装置をＥＳＣシステ
ムに用いた場合の好適な実施例が示されている。なお、
本実施例において前記第１０図に示す装置と対応する部
材には同一符号を付しその説明は省略する。

本発明の特徴的事項は、センサ１２の交流信号Ｙ１中に
含まれる低周波のうねり成分Ｗ及び高周波のノイズ成分
Ｎに影響されることなく、パルス発生色１４から、正確
な位相（タイミング）で速度検出用パルス信号Ｐを出力
可能としたことにある。

以上の構成とすることにより、タイミングギア１０の各
タイミング波１０ａがセンサ１２の前面側を通過するタ
イミングと、パルス発生回路１４からパルス信号Ｐが出
力されるタイミングとが常に正確に一致し、速度演算回
路１６は該パルス信号Ｐの出力時間間隔に基づき、車速
Ｖ又は加速度αを正確にしかもリアルタイムで検出可能
であることが理解される。

従って、このようにして検出された車速Ｖ及び加速度α
をＥ’ＳＣ本体３０に入力することにより、ＥＳＣ本体
３０は、対応する車輪の減速度が一定値以上となると、
これをスキッド状態と正確に判断し、対応するブレーキ
シリンダ３２を緩めるよう制御することができ、また、
車速■が回復したら再度ブレーキが働くようブレーキシ
リンダ３２へ向は指令を出力することができる。

特に、本発明の速度検出装置によれば、従来問題となっ
ていた低周波のうねり成分Ｗや高周波のノイズ成分Ｎの
影響をほとんど受けることなく車速Ｖ及び加速度αをリ
アルタイム検出することができ、しかも検出データに誤
差成分が含まれることがほとんどないため、ＥＳＣ本体
３０は対応する車輪がスキット状態であるか否かを誤認
することがほとんどなく、急ブレーキ時においても前記
シリンダ３２を介して対応する車輪を良好に制動制御す
ることが可能となる。

第１実施例 第２図には、前記パルス発生回路１４及び速度演算回路
１６の好適な第１実施例が示されており、第３図にはそ
の具体的な回路構成が示されている。

まず、センサ１２から交流信号Ｙ１がパルス発生回路１
４へ向は出力されると、該交流信号Ｙ１はＡＧＣ（自動
利得調整）付増幅回路３４へ入力され、ここで後述する
ＡＧＣ信号に従い約一定幅のローインピーダンス信号Ｙ
２に増幅され、ロアークランプ回路３６へ入力される。

このロアークランプ回路３６は、第４図（Ａ）に示すご
とく、前記ローインピーダンス信号Ｙ２の谷側のピーク
値をθレベルにクランプするものであり、具体的には第
３図に示すように、ローインピーダンス信号Ｙ２をコン
デンサＣ１を介してハイインピーダンス負荷路線Ｙ３に
結合するよう形成されている。

そして、このハイインピーダンス負荷路線Ｙ３は、プラ
ス電源Ｖ。ｏ１抵抗Ｒ１、ダイオードＲｅｌ、　Ｒｅ２
からなる回路を用いて、その電圧が接地電圧より低くな
らないようにロアークランプされ、このようにしてロア
ークランプされた信号Ｙ３はアッパピークホールド回路
３８へ入力される。

更に、前記ローアクランプ回路３６には、後述する制御
ロジック発生回路４４がら出力されるリセットパルスＰ
３により、コンデンサｃ１を放電させるＦＥＴＩが設け
られている。

また、実施例のピークホールド回路３８は、ローアクラ
ンプされた信号Ｙ３、すなわち一定振幅に利得が制御さ
れたセンサ出力Ｙ１の山側のピーク値Ｙｍａｘをピーク
ホールドするものであり、具体的には第３図に示すよう
に、オペアンプＯＰ２゜ダイオードＲｅ３７＋ンデンサ
Ｃ２，ＦＥＴ２を用いて形成されている。

そして、基準値設定回路４０は、前記ピークホールド値
ｙ　ｎ＋ａｘを分圧し、所定の基準値Ｙ　ｒｅｆ’を設
定する。このような基準値Ｙｒｅｌ’の設定は、具体的
には第３図に示すように、可変抵抗Ｒ４，抵抗Ｒ５，Ｒ
６からなる分圧回路を用いて行われており、前記分圧比
は次式に示すように、０．５〜０．７５の範囲に設定す
ることが好ましい。

Ｙｒｅｆ　＝　”〜０．７５・Ｙｓａａｘ　　　　・・
・（２）そして、比較回路４２は、このようにして出力
される基準信号Ｙ、。、とローアクランプ回路３６の出
力信号Ｙ３（利得が一定に制御された交流信号Ｙｌ）と
を比較し、両者が一致した時点で、正の立上りパルスＰ
１を制御ロジック発生回路４４へ向は出力する。

制御ロジック発生回路４４は、このようにして正の立上
りパルスＰ１が出力されると、第４図（Ｂ）に示すタイ
ミングチャートに従って、３種類の（兼用も可能）のパ
ルスＰ２．Ｐ３．Ｐ４から成るワンジットマルチ出力を
順序良く出力する。

ここにおいて、ａカバルスＰ４は、パルスＰ１の立上り
直後に発生する幅の狭いスパイク上のパルスであり、速
度演算回路１６へ向は出力される。

また、前記パルスＰ２は、ＡＧＣ制御電圧設定回路４６
へ向は出力される。

このＡＧＣ制御電圧設定回路１０６は、パルスＰ２の出
力タイミングに基づき、センサエ２の交流出力Ｙ１の振
幅が一定となるよう所定のＡＧＣ信号をＡＧＣ付増幅回
路３４へ向は出力するものである。

具体的には、第３図に示すように、整流器Ｒｅ４．ＦＥ
Ｔ３．可変抵抗Ｒ’２からなり、しかも不感帯を有する
アナログスイッチを介してピークホールド値Ｙ　ｍａｘ
を取込む。

そして、これを積分コンデンサＣ３及びオペアンプＯＰ
３からなり、リミッタ用ツェナーダイオードＴＤで振幅
が制限される積分回路を用いて積分する。

そして、前記制御ロジック作成回路１０９からワンショ
ットマルチ出力Ｐ２が入力されることにより、ピークホ
ールド値Ｙ　ｗａｘの積分時期と期間とを制御し、該積
分値をＡＧＣ信号としてＡＧＣ付増幅回路３４へ向は出
力する。

また、前記制御ロジック作成回路４４から出力される残
りのパルスＰ３は、Ｒ２の後に少し遅れて出力され、ロ
アークランプ回路３６及びピークホールド回路３８をそ
れぞれリセットするものであり、具体的な第３図に示す
ように、各ＦＥＴＩ。

２をオンし、各周期ごとにローアクランプ用コンデンサ
Ｃ１及びピークホールド用コンデンサＣ２をそれぞれ一
定量以上放電させる。

本実施例のパルス発生回路１４は以上の構成となり、次
にその動作を第４図に示す波形図を用いて説明する。

まずセンサ２から第４図に示すような交流信号Ｙ１が出
力されると、これはＡＧＣ付増幅回路３４より一定振幅
の信号Ｙ２に制御され、ローアクランプ回路３６のコン
デンサＣ１に入力される。

これにより、ローアクランプ回路３６のハイインピーダ
ンス負荷路線側において、前記交流信号Ｙ２は谷側のピ
ーク値がθレベルにクランプされた信号Ｙ３に変換され
、該信号Ｙ３のピーク値はピークホールド回路３８にて
ホールドされる。

ここにおいて、ローアクランプ回路３６及びピークホー
ルド回路３８はセンサ１２の交流信号Ｙ１の１周期毎に
リセットされるため、これらローアクランプ回路３６の
クランプ値及びピークホールド回路３８のホールド値は
交流信号の各周期毎に新たな値にそれぞれ更新されるこ
とになる。

そして、各周期毎に新たに設定されたピークホ−ルド値
Ｙ　ｗａｘに基づき、基準値設定回路４０は最適な基準
電圧Ｙ　ｒｅｆをその都度設定する。

従って、本発明によれば、センサ１２の出力する交流信
号Ｙｌ中に含まれるうねり基準成分Ｗ及びノイズ成分Ｎ
を、以下に詳述するようにして除去し、交流信号Ｙ１中
に含まれる基準成分のみに基づいたパルス信号Ｐ１を、
比較回路４２から交流信号各局期毎に正確な位相で出力
することが可能となる。

（イ）うねり成分Ｗが除去される理由 第１４図に示すように、磁気センサ１２から本来Ｙ１の
位置に交流信号が出力されるべきにもかかわらず、うね
り成分Ｗの影響により交流信号がＹｌｏの位置に出力さ
れるような場合を想定する。

この場合に、従来のゼロクロス法では、パルスＰ１が本
来の位置よりε分だけずれて出力されることになり、こ
の誤差成分εはうねりが大きくなるに従い増大する。

これに比べて、本実施例の装置では交流信号Ｙ１の各周
期毎に新たに設定されたピークホールド値Ｙ　ａ＋ａｘ
に基づき、うねり成分Ｗの変化に追従した最適基準電圧
Ｙｒｅｆｓすなわち図中破線で示すいわゆる第２のゼロ
レベルＹ　ｒｅｆ’を各周期毎に設定することができる
ため、うねり成分Ｗにかかわりなく、常に最適な位相で
パルスＰ１を正確に出力することが可能となる。

このようにして、本実施例によれば、交流信号Ｙ１中に
含まれるうねり成分Ｗに影響されることなく、速度Ｖ及
び加速度αを正確に検出可能であることが理解される。

（ロ）ノイズ成分が除去される理由 また交流信号Ｙｌ中に含まれるノイズ成分Ｎの影響は、
ゼロレベルで切り出される基本波、すなわち正弦波成分
の大きさにより決定され、ノイズ成分に対する基本波成
分が相対的に大きい程ノイズ成分による影響が小さくな
る。

すなわち、第１５図に示すごとく、基本波（正弦波）に
対しノイズ成分が重畳している場合を想定する。

この場合に、基準電圧Ｙ　ｒｅｆ’を正弦波のピーク値
付近に設定すると、ノイズ成分Ｎによる設定誤差がεと
極めて大きくなるが、基準電圧Ｙｆを正弦波の傾きが大
きな位置（位相が０．π、２π。

′　　・・・の位置）に設定すると、ノイズ成分Ｎによ
る誤差はε°と大幅に小さくなることが理解される。

従って、従来のゼロクロス法を用いてパルスＰｉを出力
する場合には、うねり成分Ｗの影響により、基準電圧で
あるところのゼロ電位と正弦波本来のゼロクロス位置と
のずれ量が大きくなると、パルス信号Ｐ１の出力位相が
正規な位置から大幅にずれてしまうことが理解される。

これに対して、本実施例の装置によれば、基準電圧Ｙ　
ｒａｔを、交流信号Ｙｌの各周期毎にその正弦波成分の
傾きが大きな位置にその都度設定することができるため
、交流信号Ｙ１中にノイズ成分Ｎが含まれている場合や
、該ノイズ成分Ｎに加えてうねり成分Ｗが含まれている
ような場合でも、これらに影響されることなくパルスＰ
１を正確な位相で出力し、速度■及び加速度αの検出を
高精度に行うことが可能となる。

以上（イ）、（ロ）で説明したように、本実施例の装置
によれば、比較回路４２からは、交流信号Ｙｌ中に含ま
れる低周波のうねり成分Ｗ及び高周波のノイズ成分Ｎに
影響されることなく、各タイミング波１０ａがセンサ１
２の前面を通過する毎に、正確に位相（タイミング）で
パルスＰ１をその都度出力することが可能となる。

従って、速度演算回路１６は、そのパルスＰ１に同期し
て出力されるパルスＰ４の出力時間間隔に基づき、前記
うねり成分及び高周波ノイズ成分に影響されることなく
、車両の速度Ｖ及び加速度αをリアルタイムでしかも正
確に検出可能であることが理解される。

本実施例において、この速度演算回路１６は、標準クロ
ック発生回路４８、パルス間隔測定回路５０及びマイク
ロコンピュータ５２から構成されており、前記標準クロ
ック発生回路４８からはパルスＰ４の出力間隔より十分
短い周期で標準クロツクＣＬＫが出力される。

そして、パルス間隔測定回路５０は、制御ロジック発生
回路４４からパルスＰ４が出力される毎に、前回パルス
Ｐ４が出力されてから何個の標準クロックＣＬＫをカウ
ントしたかに基づきパルスＰ４の出力時間間隔を測定す
る。

そして、マイクロコンピュータ５２は、このようにして
測定されたパルスＰ４の出力時間間隔及びその出力時間
間隔の変化によって、車速Ｖ及び加速度αを演算出力す
る。

１なお、第３図に示す具体的な回路において、前記制御
ロジック発生回路４４、標準クロック発生回路４８、パ
ルス間隔測定回路５０及びマイクロコンピュータ５２は
ワンチップ素子として形成されている。

また、本実施例においては、投入信号Ｙ１の谷側ピーク
値を０レベルにクランプし、山側ピーク値をホールドし
た場合を例にとり説明したが、これとは逆に交流出力Ｙ
１の山側ピーク値をθレベルにクランプし、交流出力Ｙ
１の谷側ピーク値をホールドするよう形成しても、同様
にして車速Ｖ及び加速度αを検出可能であることは言う
までもない。

なお、本発明によれば、パルス信号発生回路１４から正
確な位相（タイミング）でパルスＰ４を出力することが
できるため、パルス信号発生回路１４以後は、パルスＰ
４に基づき速度Ｖ及び加速度αを検出することができれ
ば必要に応じどのような回路を採用することも自由であ
る。

例えば、パルスＰ４のパルス間隔に対応するノコギリ波
を発生させ、その頂点電圧の逆数をアナログ的に求め、
該逆数を適当な時定数のローパスフィルタとＡ／Ｄ変換
器とを介してデジタル値の平均速度Ｖとして求める。そ
して、適当な時間間隔で取込んだ前後の速度データＶか
ら加速度αを求めるよう形成することも可能である。

第２実施例 第５図には、前記パルス発生回路１４の第２の実施例が
示されており、第６図にはその具体的な回路構成が示さ
れている。

なお、前記第１実施例と対応する部材には同一符号を付
しその説明は省略する。

本実施例の特徴的事項は、ＡＧＣ付増幅回路５０の出力
Ｙ２をクランプ回路を介さずに直接アッパーピークホー
ルド回路３８ａ及びロアーピークホールド回路３８ｂに
入力し、基準値設定回路４０を用いて交流信号Ｙ１の各
周期設定毎にその山側ピーク値と谷側ピーク値との加算
平均値を第７図に示すごとく基準値Ｙ　ｒｅｆ’として
設定することにある。

以上の構成とすることにより、第７図に示すごとく、比
較回路４２からは、信号Ｙ２　　（交流信号Ｙ１の値）
が山側ピーク値と谷側ピーク値との中間の値になるたび
にパルスＰＩが出力される。

従って、前記第１実施例と同様にして、交流信号Ｙｌ中
に含まれるうねり成分Ｗ及び高周波のノイズ成分Ｎに影
響されることなく、位相ずれのない正確なパルスＰｉ　
　（パルスＰ）を出力し、車速Ｖ及び加速度αの測定を
正確に行うことが可能となる。

また、前記第１実施例のように、基準値Ｙ　ｒｅｆ’を
設定するに当り、ピーク値として山側ピーク値をホール
ドし、谷側ピーク値をゼロレベルにクランプすると、交
流信号Ｙｌのピーク値が負の値をとる場合にはパルス信
号Ｐ１を出力することができなくなるが、これに対し、
本実施例の装置によれば、このような場合であってもパ
ルス信号Ｐｌを正確な位相で出力することが可能であり
、前記第１実施例に比較し、うねり成分Ｗが大きな場合
であっても車速Ｖ及び加速度αの測定を正確に行うこと
が可能となるという効果を奏することができる。

なお、本実施例の回路は、パルスＰ２を差動増幅器５４
へ入力し、その差動出力をＡＧＣ制御電圧設定回路４６
へ入力するよう形成されている。

これら差動増幅器５４及びＡＧＣ制御電圧設定回路４６
は、パルスＰ２の出力タイミングに基づきセンサ１２が
出力する交流信号Ｙｌの振幅が一定となるよう所定のＡ
ＧＣ信号をＡＧＣ付の増幅回路３４へ向は出力する。

具体的には、第６図に示すように、反転増幅用オペアン
プＯＰ４によりピークホールド値ＹＩｌａｘを反転出力
し、この反転出力Ｙ　　とロアーピー１８Ｘ クホールド値Ｙｍ１ｎの中間電圧ＹＤをアナログスイッ
チを介して取り込むよう形成されている。

そして、このようにして取り込まれた中間電圧ＹＤは、
ボリュームＶＲＩより設定された比較電圧ＹＥと比較さ
れ、オペアンプＯＰ５．コンデンサＣ３及びリミッタ用
ツェナーダイオードＴＤで振幅が制限される積分回路を
用いて積分出力されるよう形成されている。

ここにおいて、前述パルスＰ２はＦＥＴ３に入力される
ことにより、前記中間電圧ＹＤの積分値と積分期間とが
制御されるようになっており、その積分値をＡＧＣ信号
としてＡＧＣ付増幅回路６０へ向は出力されるよう形成
されている。

実測データの検討 次に本発明に係る車速度検出装置を用いて実際に測定し
たデータを従来装置あるいはその他の装置と比較して検
討する。

第８図には、被検出体１０としてその周囲に１００個の
タイミング歯１０ａが突設されたタイミングギヤを用い
、該ギヤ１０を車軸に対し５本の取付はボルトを用いて
取付けられた場合に、センサ１２から出力される交流信
号Ｙ１の波形図が示されている。

同図から明らかなように、この交流信号Ｙ１は、取付は
ボルトが５本であることとの関係から、５回のうねり又
は５回の振幅変化を呈している。

この内、最初の１．７５サイクルはうねり、最後の１．
７５サイクルは振幅変化、中間の１．５サイクルは徐変
部とした。このようにすると、最初の１．７５サイクル
中に含まれる交流信号Ｙ１が次式％式％） 後半の１．７５サイクルで出力される交流信号Ｙ１は次
式で表されることになる。

Ｙｌ　　−−（１−０，５・ｃｏｓ　　（０，ｌｙｒ　
・ｔ）　　）―ｃｏｓ（２π・　ｔ）　　　　　　　・
・・　（４）このような条件の下において、前記交流信
号Ｙｌを ■従来のゼロクロス法を用いて信号処理した場合、■１
／４ヒステリシス法を用いて信号処理した場合、■前記
第１実施例に示すパルス信号発生回路１４によって処理
した場合、 とでは、誤差がどのようになるかを実験により求めた。

ここにおいて、該ヒステリシス法は第１２図に示すよう
に、交流信号Ｙ１の各周期毎に、基準レベルＹ　ｒｅｆ
’を信号Ｙ１のピーク値からヒステリシス分だけ戻った
位置にその都度自動設定するよう形成したものであるが
、該ヒステリシス法は、高速測定が要求される車速検出
装置としては一般的に不向きであり、またそのヒステリ
シス幅を振幅の１／４とする必要があるため、振幅が車
速に対応して変化するＥＳＣ用の速度検出装置としては
全く使用に耐えないものである。しかし、ここにおいて
は、単に本発明の効果と対比するためその実験データを
求めた。

このような実験結果から、第８図に示すような実験デー
タを得ることができ、左からゼロクロス法、１／４ヒス
テリシス法、本実施例の装置を用いて得られた累積誤差
、ピッチ誤差、８波長移動平均誤差が波形データとして
示されている。

ここにおいて、累積誤差とはタイミングギヤーの１周期
中の正規位置からのずれを表す。

ピッチ誤差とは歯１山の相対誤差を表わす。

８波長移動平均誤差とは連続した８個のピッチ誤差の平
均値、または正規位置ずれ量の変化分を８で割ったもの
を表わす。

また、第９図には、このようにして得られた各比較デー
タを数値データに変換して表示している。

同図から明らかなように、本発明によれば、従来のゼロ
クロス法に比しノイズ成分の影響が極めて少なく、その
誤差を約１／７まで圧縮することができると言う優れた
効果を奏することが確認された。

更に、本発明によれば、前述した１／４ヒステリシス法
に比しても、うねり成分の影響を低減可能であることが
理解され、また、交流信号Ｙｌ中に含まれるノイズ成分
の誤差をも極めて効果的に低減可能であることが確認さ
れた。

［発明の効果］ 以上説明したように、本発明によれば、センサから出力
される交流信号中に低周波のうねり成分や高周波のノイ
ズ成分が混入しているような場合であっても、これらの
影響を受けることなく、車速Ｖあるいは加速度αを正確
に検出することが可能であり、従って極めて高い検出精
度が要求される各種車載機器、例えばＥＳＣシステム用
の速度検出装置として極めて好適なものとなる。

特に、本発明によれば、交流信号中に含まれるうねり成
分の影響を受は難いため、仮にセンサと対向配置される
被検出体として安価なプレス品のタイミングギヤ等を使
用した場合でも、その速度または加速度の検出をリアル
タイムでしかも精度よく行うことができ、安価でしかも
性能のよい速度検出装置を提供することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明にかかる車両用速度検出装置の好適な実
施例を示す全体説明図、 第２図及び第３図は前記速度検出装置のパルス発生回路
及び速度検出回路の第１実施例を示す回路図、 第４図は前記第２図及び第３図に示す回路各部の波形説
明図、 第５図及び第６図は前記パルス発生回路及び速度演算回
路の好適な第２実施例を示す回路図、第７図は前記第５
図及び第６図に示す回路各部の波形説明図、 第８図及び第９図は本発明と従来装置との特性を対比し
て表す比較説明図、 第１０図は一般的な速度検出装置のブロック図、第１１
図及び第１３図はそれぞれ低周波のうねり成分を含んだ
交流信号あるいは高周波のノイズ成分を含んだ交流信号
の波形説明図、 第１４図及び第１５図は交流信号中に含まれるうねり成
分及びノイズ成分による誤差の発生を表す説明図、 第１６図〜２０図は従来の速度検出装置を示す説明図で
ある。 １０　・・・　回転検出体 １２　・・・　センサ １４　・・・　パルス発生回路 １６　・・・　速度演算回路 ３４　・・・　ＡＧＣ付増幅回路 ３６　・・・　クランプ回路 ３８　・・・　ピークホールド回路 ４０　・・・　基準電圧設定回路 ４２　・・・　比較回路

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. （１）車両回転部側に設けられた回転被検出体と、この
   回転被検出体と対向するよう車両固定部側に設けられ、
   被検出体の通過する毎に交流信号を出力するセンサと、 前記交流信号をパルス信号に変換出力するパルス信号発
   生手段と、 を含み、前記パルス信号に基づき車速又は加速度を検出
   する車両用の速度検出装置において、前パルス信号発生
   手段は、 交流信号の山側ピーク値又は谷側ピーク値の少なくとも
   いずれか一方をホールドするピークホールド回路と、 前記ホールド値に基づき、交流信号の各周期毎にそのう
   ねり成分に追従した最適基準信号を設定する基準値設定
   回路と、 交流信号と基準信号とを比較し、両者が一致した際前記
   パルス信号を出力する比較回路と、交流信号の各周期毎
   に、所定タイミングでピークホールド回路をリセットす
   るリセット回路と、を含み、交流信号に含まれる低周波
   のうねり成分又は高周波のノイズ成分に影響されること
   なく、パルス信号を正確な位相で出力することを特徴と
   する車両用速度検出装置。
2. （２）特許請求の範囲（１）記載の装置において、前記
   パルス信号発生手段は、交流信号の山側ピーク値又は谷
   側ピーク値の一方を０レベルにクランプするクランプ回
   路を含み、 前記ピークホールド回路は、山側ピーク値又は谷側ピー
   ク値の他方をピークホールドし、 前記リセット回路は、パルス信号の出力に基づきピーク
   ホールド回路及びクランプ回路の双方をリセットするこ
   とを特徴とする車両用速度検出装置。
3. （３）特許請求の範囲（１）記載の装置において、前記
   ピークホールド回路は、山側ピーク値及び谷側ピーク値
   の双方をピークホールドし、 前記基準値設定回路は、両ピークホールド値の平均値に
   基づき基準信号を設定し、 前記リセット回路は、パルス信号の出力に基づきピーク
   ホールド回路をリセットすることを特徴とする車両用速
   度検出装置。
4. （４）特許請求の範囲（１）〜（３）のいずれかに記載
   の装置において、 前記パルス信号発生回路は、ピークホールド回路の出力
   するホールド値に基づき交流信号を一定振幅にフィード
   バック制御するＡＧＣ付増幅回路及びＡＧＣ制御電圧回
   路を含むことを特徴とする車両用速度検出装置。