JPS638643B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は、パルスカウントFM検波回路に関
する。

民生用FM受信機にあつては、中間周波数が、
10.7MHzと比較的高いため、中間周波出力をパル
ス化（すなわち、正弦波状の中間周波信号をスラ
イス処理もしくはリミツタ等による振幅制限処理
によりパルス状の信号に変換する波形変換）して
FM検波する場合、パルス信号を処理してFM復
調するFM検波回路の立ち上り、立ち下り波形の
なまりが影響して、中間周波信号の周波数とFM
復調出力との間の直線性も得難たい。そこで、中
間周波周波数を低くするため、ダブルコンバータ
方式が考えられている。このダブルコンバータ方
式のFM受信機においては、無線周波信号は２段
の周波数変換段によつて通常の周波数より低い中
間周波信号に変換されパルス化されるため、この
パルス化信号を処理してFM復調するFM検波回
路の立ち上り特性および立ち下り特性が悪い場合
であつても、直線性の優れたFM検波出力を得る
ことができる。しかしながら、このダブルコンバ
ータ方式においては、混合回路及び中間周波トラ
ンスを２組必要とするものであるため、半導体集
積回路に不適用であり部品点数の増加、及びスプ
リアス特性が悪化する。

この発明は、直線性の向上を図るとともに、半
導体集積回路に適したパルスカウントFM検波回
路を提供する際になされた。また、直線性の向上
を図るとともに、スプリアス特性の向上を図つた
パルスカウントFM検波回路を提供する際に、こ
の発明がなされた。

従つて、この発明の目的とするところは改良さ
れた直線性を有することが可能なパルスカウント
FM検波回路を提供することにある。

この発明は、中間周波数を低くする手段として
ダブルコンバータ方式のように周波数を混合して
差周波（あるいは和周波）を用いるのではなく、
分周回路を利用するものである。

以下、実施例によりこの発明を具体的に説明す
る。

第１図は、この発明の一実施例を示すブロツク
図である。

１は、リミツタ回路であり、10.7MHzの中間周
波出力を所定のレベルでスライスし、略矩形波を
得る。２は、分周回路であり、上記リミツタ出力
を１／ｎに分周し、中間周波数を１／ｎにするた
めのものである。

３は、微分回路であり、上記分周出力の立ち上
り及び立ち下りを検出する。この微分出力のう
ち、一方の極性の出力をトリガパルスとして、単
安定マルチバイブレータ４を駆動する。この単安
定マルチバイブレータ４は、無変調時における出
力パルスのデユーテイ（duty）が、例えば50％
になるよう調整されたものである。

そして、５は積分回路であり、上記パルス出力
を平滑して検波出力を得るものである。

従来より公知のパルスカウントFM検波回路
は、分周回路２が省略された回路構成となつてお
り、ワンシヨツトパルス発生回路としての単安定
マルチバイブレータ４のパルス幅Toは無変調時
の中間周波信号の周期Ｔの半分の値Ｔ／２に設定
されている。単安定マルチバイブレータ４の出力
パルスのピーク電圧をVpとすれば周期T′の中間
周波信号を受けた時に積分回路５から得られる検
波電圧V_s1は次式(1)で表わされる V_s1＝Vp（To／T′）＝Vp（Ｔ／2T′） ……(1) 一方、本発明の実施例に示すように、分周回路
２によつて中間周波数を１／ｎにする場合は、こ
れに対応して単安定マルチバイブレータ４のパル
ス幅もnToの値に設定され、積分回路５から得ら
れる検波電圧Vsnは次式(2)で表わされる。

V_so＝Vp（nTo／nT′）＝Vp（Ｔ／2T′） ……(2) 以上の式(1)，(2)から明らかなように、中間周波
数を１／ｎにしても検波出力は変わらない。この
ことにより本実施例回路は、パルスカウント検波
回路として動作するものとなる。

しかし、単安定マルチバイブレータにあつては
パルスの立ち上り、立ち下りにおける波形のなま
りが生じ、完全な矩形波とはならない。これら両
波形のなまりによつて単安定マルチバイブレータ
のパルス幅が△To増加した場合を考え、上記(1)，
(2)式代入すると、現実に得られる出力はそれぞれ
(3)，(4)式に表わすようになる。

V′_s1＝Vp（To＋△To／T′） ＝Vp（Ｔ／2T′＋△To／T′） ……(3) V′_so＝Vp（nTo＋△To／nT′） ＝Vp（Ｔ／2T′＋△To／nT′） ……(4) 以上の式(3)と(4)との比較により明らかなよう
に、中間周波出力を１／ｎに分周した場合、上記
波形のなまりによる影響を△To／ｎに減少させ
ることができる。これにより、前記実施回路は、
直線性の改善を図ることができる。

このことは、第２図に示す単安定マルチバイブ
レータの出力波形により定性的に説明することが
できる。同一の立ち上り又は立ち下りにおける波
形のなまりを有するパルスＡ，Ｂを比較した場
合、そのパルスの有するエネルギーに対して、同
図においては、矩形波の面積に対し波形のなまり
による部分ａの比率は、パルス幅が大きい程小さ
くなる（パルスの立ち下り部分についても同様）。

また、分周回路２はトランジスタ回路により構
成できるものであるため、半導体集積回路に内蔵
できるため、ダブルコンバータ方式のようにコイ
ル等の外は部分を必要としない。

また、周波数を混合して差周波（あるいは和周
波）を中間周波トランジスタで選び出すものでは
ないのでスプリアス特性を劣化させることがな
い。すなわち、周波数を混合する受信機において
二つ以上の妨害信号もしくは、それらの高調波信
号が互いに混合され、混合後の周波数が希望受信
周波数に近似する場合にスプリアス特性を劣化さ
せる。

一方、ダブルコンバート方式においては、一段
目と二段目の周波数混合段を具備しているので、
スプリアス特性劣化防止のためには一段目と二段
目の周波数混合段に高選択度のフイルターを接続
するなどの対策措置を行う必要がある。

これに対して本発明において中間周波数を低く
する手段としては原理的に周波数混合機能の無い
分周回路２を用いているためこの分周回路２にお
いては、スプリアス特性の劣化が生じない。

第３図は、この発明の一実施例を示すパルスカ
ウント検波回路を用いた受信回路の具体的回路図
を示すものである。

同図において、点線で示した回路ブロツク１〜
５は、前記ブロツク図に対応するものである。こ
の実施例においては、分周回路２と微分回路３と
の間に、シユミツトトリガ回路により構成された
波形整形回路６を設けることにより、分周回路２
の出力をシユミツトトリガ回路構成の波形整形回
路６により電圧弁別し、この電圧弁別パルス出力
を微分回路３に供給するものである。

従つて、分周回路２の出力のハイレベルとロー
レベル変化幅が十分な場合、波形整形回路６を省
略するとができる。

リミツト回路１は、差動トランジスタQ₁，Q₂
により構成されるもので、正弦波の中間周波出力
を略矩形波とするものである。一般に、分周回路
は、論理スレツシヨルド電圧を有するものである
ため、これを利用すれば実質的にリミツタ動作を
するものであるので、上記リミツタ回路は特に必
要とするものではない。

分周回路は、２進の計数回路であり図面が複雑
になるので、その具体的回路は省略するものであ
る。

波形整形回路６はトランジスタQ₄，Q₅，Q₆に
よるシユミツトトリガ回路により構成されるもの
である。上記波形整出力はトランジスタQ₇を介
して得られ、コンデンサC₆，抵抗R₁₈による微分
回路３に入力される。

この微分出力のうち、正の極性の出力によりト
ランジスタQ₁₀をONさせることによりトランジ
スタQ₁₁をOFFさせ、パルスを立ち上らせる。

そして、このときのコンデンサC₈の充電電荷
の放電時間だけ、上記トランジスタQ₁₁をOFFさ
せることにより、ワンシヨツトパルスを形成する
ものである。

上記単安定マルチバイブレータ４の出力を、抵
抗R₂₉とコンデンサC₉とにより構成した積分回路
５により平滑して検波出力を得る。

なお、各回路ブロツクの電源部に設けた、コン
デンサC₁₀〜C₁₂，抵抗R₃₀〜R₃₂は、電源電圧のリ
ツプリ除去回路であり、出力信号への影響を除こ
うとするものである。

この発明は、前記実施例に限定されず、各回路
ブロツクの具体的回路は種々変形できる。また、
分周回路の段数、変調波の最高周波数を考慮して
決定されるべきものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は、この発明の一実施例を示すブロツク
図、第２図は、この発明を説明するための波形
図、第３図は、この発明の一実施例を示す回路図
である。 １……リミツタ回路、２……分周回路、３……
微分回路、４……単安定マルチバイブレータ、５
……積分回路、６……波形整形回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ その入力に中間周波信号が印加されるリミツ
   タ回路と、その入力に上記リミツタ回路の出力が
   印加される分周回路と、その入力に上記分周回路
   の出力が印加される微分回路と、その入力に上記
   微分回路の出力が印加される単安定マルチバイブ
   レータと、その入力に上記単安定マルチバイブレ
   ータの出力が印加されることによりその出力より
   FM検波出力を発生する積分回路を具備すること
   を特徴とするパルスカウントFM検波回路。