JPS6379476A - テレビ受像機の水平偏向遮断回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の関連する技術分野〕 この発明はテレビ受像機の水平偏向遮断回路に関する。

〔従来技術〕

一般のテレビジョン表示方式では、映像管の最終陽極に
直流アルタ電圧を印加して陰極で発生された電子ビーム
を螢光表示面上に加速し、この電子ビームが螢光表示面
の螢光体粒子に衝突するとその粒子が可視光線を放射す
るようになっているこの可視光線の放射量はアルタ電圧
の値に依存し。

他の条件が一定のときアルタ電圧の上昇と共に増大する
。従って映像管の螢光表示面上に表示される画像の輝度
を高めるためアルタ電圧を比較的高くすることが望まし
く、シャドーマスク型映像管を持つテレビ受像機ではこ
のアルタ電圧が３０ＫＶまたはそれ以上のこともある。

カラー映像管の電子ビームはシャドーマスクや螢光表示
面に衝突する前に比較的高速度に加速されるため、螢光
体粒子による可視光線放射に若干量のＸ線放射が付随す
るが、この放射されたＸ線は殆んど映像管のガラス外囲
器、フェースプレートおよび磁気遮蔽体のような隣接金
属構体によって吸収される。正規のアルタ電圧およびビ
ーム電流の動作条件では、吸収されないＸ線の量が極め
て低いレベルに維持され、視聴者や付近の人には全く害
を及ぼすに至らない。

アルタ電圧を発生する高電圧発生器は、テレビ受像機の
水平偏向回路の一部として構成されている。水平発振器
は１駆動トランジスタに水平周波数の信号を供給してそ
れ′を水平周波数で′断続切換する。この水平駆動トラ
ンジスタの出力電極は駆動変成器によシ水平出力トラン
ジスタのベースに結合されているもので、駆動トランジ
スタが導通すると駆動変成器の２次巻線に負電圧が発生
して水平出力トランジスタを逆バイアスし、この駆動ト
ランジスタの導通中駆動変成器の磁界にエネルギが蓄積
される。駆動トランジスタが非導通になると、駆動変成
器の２次巻線に正電圧が発生して水平出力トランジスタ
を順バイアスし、駆動変成器の蓄積エネルギが水平出力
トランジスタの順方向ベース電流発生に使用される。

水平出力トランジスタが遮断されると、水平偏向巻線お
よび帰線コンデンサが共振帰線回路を形成し、フライバ
ック変成器の１次巻線に印加する帰線パルス電圧を発生
する。このフライバック変成器の１次巻線に印加された
帰線パルス電圧はそのフライバック変成器により逓昇さ
れ、整流回路で整流されて映像管用の直流アルタ電圧を
発生する。

Ｘ線放射量過大の不良条件でテレビ受像機が動作しない
ようにするには、アルタ電圧が過大レベルに達すると高
電圧発生器を除勢するような高電圧保護回路を設ければ
よい。アルタ電圧表示信号を除勢ラッチ回路の入力に印
加するが、従来法の回路では主ラツチ電流が流出するそ
の出力端子が水平駆動トランジスタのベースに結合され
る。

アルタ電圧が所定レベルを超えると、除勢ラッチ回路が
付勢されてラッチ電流がラッチ出力端子から水平駆動ト
ランジスタのベースに流れる。ラッチ回路は付勢されて
いる限り充分なベース電流を供給して水平駆動トランジ
スタの導通状態を維持する。・ 水平駆動トランジスタはラッチ回路の付勢後金サイクル
ごとに水平出力トランジスタを断続切換するに要するス
イッチング動作を行わない。水平１駆動トランジスタが
連続導通すると水平出力トランジスタの順バイアス電圧
が駆動変成器の２次巻線に発生す°ることかできず、水
平出力トランジスタは連続的に非導通状態に維持され、
帰線パルス電圧の発生を防止する。従って高電圧発生器
は除勢され、アルタ電圧の発生が止まる。

上述の従来法の高電圧保護回路は、水平発振器の出力端
子にスイッチング信号が発生しているときでも水平駆動
トランジスタの順方向ベース電流の連続供給を保証する
ために比較的大きなラッチ電流を供給する必要があると
いう相当な欠点がある。すなわち電流のいくらかが駆動
トランジスタのベースから水平発振器の出力端子に周期
的に放流されるときでも水平駆動トランジスタの連続導
通維持のためにそのベースに充分な電流が流れるように
除勢ラッチ回路は充分な電流を供給する必要がある。

水平発振器の出力端子と水平駆動トランジスタのベース
との間に電流制限用直列抵抗を挿入して駆動トランジス
タのベースから過大ラッチ電流が放流されるのを防ぐこ
ともできるが１．駆動トランジスタの正常な遮断速度を
上げるためにその発振器の出力端子と駆動トランジスタ
のベースの間ｆｃ加速用のコンデンサを挿入することが
あるため。

上記のようにさらに直列抵抗を追加すると駆動トランジ
スタに不適正な駆動が加わって正常な回路機能が損われ
ることがある。

〔発明の開示〕

この発明によるテレビ受像機の水平偏向遮断回路は、水
平偏向巻線と；この水平偏向巻線に結合され、水平出力
トランジスタを含む掃引スイッチと；水平周波数の２レ
ベル信号を発生する水平発振器と；上記２レベル信号の
正向きおよび負向き遷移の一方だけに応じてその２レベ
ル信号の各サイクルごとに持続時間がその持続時間内に
おける上記一方の遷移の再発に関係のない駆動パルス電
圧を発生する単安定マルチバイブレータと；上記駆動パ
ルス電圧を上記水平出力トランジスタのベースに印加し
てその水平出力トランジスタを上記駆動パルス電圧の持
続時間中順バイアスし、正常な偏向回路動作中上記駆動
パルス電圧がない状態では上記水平出力トランジスタに
逆バイアス電圧が発生するようにして上記水平出力トラ
ンジスタのスイッチング動作によって水平走査電流が生
成するようにする手段と；上記水平発振器に結合され、
異常な偏向回路動作によシ付勢されて上記２レベル信号
を除去し、上記駆動パルス電圧の期間終了前に付勢され
てもその駆動パルス電圧を早期に終了させることなく上
記水平出力トランジスタを非導通状態に維持する遮断手
段と；を含む。

〔発明の実施例〕

この発明の推奨実施例によるテレビ受像機用水平偏向遮
断回路は、水平偏向巻線と、この水平偏向巻線に結合さ
れた掃引スイッチと、水平出力トランジスタとを含んで
いる。

水平発振器は水平周波数の２レベル信号を発生し、この
２レベル信号の正負両方向の遷移の一方に応じて単安定
マルチバイブレータがその２レベル信号の各サイクル中
にパルス持続時間がそのパルス電圧期間内の上記一方の
遷移の再発に関係のない駆動パルスを発生する。

この駆動パルス電圧を水平出力トランジスタのベースに
印加する手段がそのパルス電圧の持続時間中そのトラン
ジスタを順バイアスする。この水平出力トランジスタの
逆バイアス電圧は１駆動パルス電圧のない正常な偏向回
路動作中に発生されるため、水平出力トランジスタのス
イッチング作用により水平走査電流が生成される。

水平発振器に結合された遮断手段が異常偏向回路動作に
より付勢されるが、これが駆動パルス電圧期間の終了前
に付勢されると、その駆動パルス電圧を急速に終らせる
ことなく、２レベル信号を除去して水平出力トランジス
タを非導通状態に維持する。

この発明の１特徴により、水平発振段の出力端子と出力
トランジスタのベース、駆動回路の間に単発パルス発生
器が設けられ、その水平発振段の出力信号によってこの
単発パルス発生器が作動して各水平偏向サイクル中の適
当時点で水平出力トランジスタを導通させる。この単発
パルス発生器の出力はまた水平出力トランジスタのベー
スに印加されてこれを導通させると共にその単発パルス
期間中これを導通に維持する。この単発パルス発生器の
パルス出力はそのパルスの終るまでそのパルス発生器の
入力信号の変化に影響されないため。

単発パルス発生器の動作中に遮断回路を付勢しても水平
出力トランジスタの導通状態が急速に終了することはあ
り得ない。

第１図に示すテレビ受像機の水平偏向回路１０において
、端子２１に発生する未調整直流入力電圧Ｖｉｎは通常
のスイッチング調整器２２に印加されて端子２３に水平
走査用調整Ｂ土供給電圧を発生する。

端子２３はフライバック変成器２４の１次巻線２４ａを
介して水平出力段１１に結合されている。

水平出力段１１は水平偏向巻線２５と８字整形コンデン
サ２６の直列回路、水平出力トランジスタ２８とダンパ
ーダイオード２９から成る掃引スイッチ２７オよび掃引
コンデンサ３０を含んでいる。掃引スイッチ２７のスイ
ッチング作用に応じて水平偏向巻線２５に水平走査電流
が発生する。水平出力トランジスタ２８の導電度は導線
８６に発生し水平、駆動段１２を介してそのトランジス
タのベースに印加される水平周波数〜のスイッチング信
号によって制御される。

水平駆動段１２は反転トランジスタ３２．水平、駆動ト
ランジスタ３３および駆動変成器３１を含み、その反転
トランジスタ３２のコレクタと水平、駆動トランジスタ
３３のベースに対する供給電圧は抵抗３６を介して得ら
れ、水平１嘔動トランジスタ３３のコレクタの供給電圧
は抵抗３４と変成器３１の１次巻線の直列接続を介して
得られる。抵抗３４と駆動変成器３１の接続点には波形
整形コンデンサ３５が結合されてＱ）る。

水平周波数のスイッチング信号６９の前縁すなわち立上
りに始まる正の順バイアス電圧が駆動変成器３１の２次
巻線に発生し、水平出力トランジスタ２Ｂのベースに印
加される。水平出力トランジスタ２８は水平掃引期間の
中点の若干前にタンクく−ダイオード２９が遮断した後
順方向コレクタ電流を流し始める。

水平周波数のスイッチング信号６９の後縁すなわち立下
りに始まる負の逆バイアス電圧が水平出力トランジスタ
２８のベースに印加され、その水平出力トランジスタ２
８は非導通転換遅延後遮断されて水平帰線期間が始まる
。帰線コンデンサ３０と偏向巻線２５は共振帰線回路を
形成して、第１図に水平出力トランジスタ２８のコレク
タの波形７０で示すような水平帰線パルス電圧を偏向巻
線に生ずる。

高電圧発生器８４は水平出力段１１．フライノ（ツク変
成器２４の１次巻線２４ａと高電圧巻線２４ｂおよび高
電圧回路３７から成り、１次巻線２４ａに印加される帰
線パルス電圧を利用して端子Ｕにテレビ受像機の映像管
（図示せず）用の直流アルタ電圧を発生する。

水平偏向回路１０は水平発振器の出力端子８５に水平周
波数の発振信号８１を発生する水平同期された水平発振
段１３を含んでいる。その水平発振信号８１は走査同期
された水平駆動信号発生器１４に印加されて導線８６に
水平周波数の矩形波すなわち２レベルのスイッチング信
号６９を発生する。

水平発振段１３は交流出力信号８７を発生する電圧制御
発振器（ＶＣＯ）５９を含んでいる。この発振器の出力
信号８７の周波数は入力端子８２．８３の間に結合され
たＬＣ共振タタンク路網７４の共振周波数によって決ま
る。入力端子８２はまたＶＣＯ５９の回路網の付勢に用
いられる直流供給電圧Ｖｃｃの電源にも結合されている
。ＬＣ共振タタンク路網７４は誘導子７７、コンデンサ
７５および抵抗７６の並列回路から成り、そのＱが抵抗
７６の抵抗値によって制御されてＶＣＯ５９を制御し得
る周波数範囲の設定を助ける。抵抗７６はまたタンク回
路網７４の両端間のピーク・ピーク電圧を実質的に決定
して動作の同波数安定度を与える。

ＶＣＯ５９は共振タンク回路網７４を付勢して持続再生
発振を起し、第１図の入力端子８３に波形７２で示すよ
うな交番極性の電圧を入力端子８２．８３間の誘導子７
７に発生する。電圧７２のピーク・ピーク電圧振幅ΔＶ
は直流供給電圧よシ小さいが、■ＣＯ５９がこの入力電
圧波形を増幅整形して交流出力信号８７を発生する。タ
ンク回路網７４の共振周波数従って交流出力信号８７の
周波数は第１図に１６ｆＨで例示する水平偏向量波数の
倍数に選べばよい。

１６ｆＨの出力信号８７は÷１６除算機で示した通常の
計数器６０のクロック入力端子に印加される。計数器６
０の出力端子は水平発振段の出力端子８５であって、そ
の出力信号は駆動信号発生器１４に印加される水平周波
数の発振信号８１である。

この水平発振信号８１は位相固定ループ回路５４によっ
て同期分離回路（図示せず）により端子８８に発生され
る水平同期信号５８に同期される。位相固定ループ回路
５４は通常設計のものでよく１例えば西独公開特許明細
書第２９４０４６１号に対応する１９７８年１０月５日
付米国特許願第９４８７７５号明細書記載のものと同様
のものでよい。

位相検波器５６は水平発振信号８１の周波数と位相を水
平同期信号５８のそれと比較し、出力を濾波器５７に印
加して同期信号５８に対する水平発振信号８１の周波数
および位相差を表わす実質的に直流の出力電圧ＤＣＩを
発生させる。この制御電圧ＤＣ１はＶＣＯ５９に印加さ
れ、水平発振信号８１が入来水平同期パルス５８に同期
するようにＶＣＯ％の周波数と位相を調節する。

端子８５に発生した同期化水平発振信号８１は水平駆動
信号発生器１４のランプ発生器６３のリセット信号とし
て印加され、同様に水平同期信号に同期した水平周波数
のランプ電圧すなわち鋸歯波電圧６７を発生する。この
水平鋸歯波電圧６７は比較器６４の正の入力端子に印加
され、その比較器６４の負の入力端子には実質的に直流
の制御電圧ＤＣ２が印加される。比較器６４の出力電圧
６８の前縁すなわち立上りは鋸歯波電圧６７の正向き部
分が制御電圧ＤＣ２を超えたときに生じ、この電圧６８
の前縁の発生時点は制御電圧ＤＣ２が変ると変る。従っ
て比較器６４の出力は衝撃係数が制御電圧ＤＣ２の値で
決まる水平周波数の２レベル電圧６８である。

この比較器６４の出力電圧６８は単発マルチすなわち単
安定マルチバイブレータ６５に印加される。単発マルチ
６５は２レベル電圧６８の立上りまたは立下りの何れか
一方だけに応動する。例えば単発マルチ６５は電圧６８
の立上シによりトリガされて、導線８６に水平周波数の
２レベルスイッチング信号６９の高レベル部６９ａに対
応する駆動パルス電圧を発生し、その後一定期間ＴＯＮ
にわたりその間の立上りの再発に無関係に高レベル状態
を続ける。

そのＴＯＮ期間経過後単発マルチ６５は低レベル状態に
戻り、比較器の出力電圧６８の前縁によシトリガされる
までその状態を続ける。従って水平周波数のスイッチン
グ電圧６９は一定期間ＴＯＨの高レベル部６９ａと比較
器の出力電圧６８の前縁に一致する前縁を持つ電圧を含
み、残余の低レベル部６９ｂの持続時間はＴ’ｏＦＦ＝
　（１／　ｆ、□）−Ｔ。Ｎである。単発マルチ６５は
通常の設計のものか米国特許第４２８２５４９号明細書
記載のものと同様のものでよい。

スイッチング信号６９の駆動パルス電圧期間ＴＯＮは各
水平偏向サイクル内で駆動変成器３１の２次巻線に水平
出力トランジスタ２８の順バイアス電圧が発生する駆動
期間を表わす。このＴＯＮ期間中１小動段１２の反転ト
ランジスタ３２は導通し、１駆動トランジスタ３３は非
導通である。駆動トランジスタ３３が非駆動期間Ｔ　Ｏ
ＦＦ中子め導通していたとき駆動変成器３１の１次巻線
に蓄積されたエネルギは、この駆動期間中に１駆動変成
器の２次巻線から流出して水平出力トランジスタ２８の
順方向ベース電流を生成する。

水平帰線期間を開始するため、１駆動トラ／ジスタ３３
はスイッチング信号６９の後縁すなわち立下りで導通し
、駆動変成器３１の２次巻線に水平出力トランジスタ２
８に対する負バイアス電圧すなわち逆バイアス電圧を発
生する。水平出力トランジスタ２８は波形６９の後縁と
同時に遮断されず、そのトランジスタ２８の蓄積時間遅
延を含む遮断遅延時間後遮断される。この蓄積用遅延時
間中に水平出力トランジスタの蓄積ベース電荷はそのベ
ース領域から払拭され、その遅延時間後水平出力トラン
ジスタ２８は遮断されて、スイッチング波形６９の前縁
の再発によシ駆動変成器３１の２次巻線に出力トランジ
スタの順バイアス電圧が発生するまで遮断状態を続ける
。

水平出力トランジスタ２８のコレクタ電流は高電圧発生
器８４のビーム電流負荷が変ると変り、例えば負荷が増
すとコレクタ電流も増大する。水平出力トランジスタの
蓄積時間がそのコレクタ電流の値に関係するため、その
コレクタ電流が変ると遮断遅延時間が変る。従ってビー
ム電流負荷の変化によりスイッチング信号６９の後縁に
対する水平帰線の開始時刻が変る。

テレビ受像機の合成ビデオ信号の画保情報に対して水平
走査の同期を保つため、比較器６４の発生する出力電圧
６８の前縁を位相制御ループ５５によって変化させる。

位相制御ループ５５は比較器６４に印加される直流制御
電圧ＤＣ２を変えて、合成ビデオ信号に対する水平帰線
期間の位相関係を一定に保つようにする。この位相制御
ループ５５は通常設計のものか、米国特許第４２９２６
５４号または１９８０年９月２９日付米国特許第１９２
３３２号の各明細書記載のものと同様のものでよい。

位相制御ループ５５において位相検波器６１はフライバ
ック変成器２４の巻線（図示せず）に発生する水平帰線
パルス電圧６６の位相を同期化水平発振器出力信号８１
と同期させる。この位相検波器６１の出力は位相制御ル
ープ５４の応答速度より約６倍も速いループ応答速度を
生成する濾波器６２により濾波される。この濾波器６２
の出力は実質的に直流の制御電圧ＤＣ２である。

この制御電圧ＤＣ２は帰線パルス電圧６６と水平発振器
の出力信号８１との位相差の変化と共に変シ、制御電圧
ＤＣ２が変ると波形８１の前縁に対する波形６８の前線
の位置が変る。波形６８の前縁の位置が変ると単発マル
チ６５のトリガ時点が変って同期された水平発振器の出
力波形８１の位相に対する一定衝撃係数のスイッチング
波形６９の位相を変え１合成ビデオ信号の画像内容に対
する水平走査の同期を維持する。

不良動作状態では高電圧発生器８４の動作を不能化する
ように水平走査を不能化することが望ましい。高電圧発
生器８４の不能化を要する不良動作状態の１例は調整Ｂ
＋電圧を維持するスイッチング調整器２２の故障である
。スイッチング調整器が故障すると、Ｂ＋電圧が上昇し
て過大アルタ電圧を発生し得るようになる。

過大アルタ電圧が発生すると、高電圧保護回路７３が高
電圧発生器８４の動作を含めて水平偏向回路ｌＯの動作
を不能化すなわち停止する。フライバック変成器の巻線
２４ｃに発生した帰線パルス電圧７１はダイオード３９
で整流され、コンデンサ４ｏで濾波されて端子８８にア
ルタ電圧を表わす直流電圧を生ずる。ダイオード３９と
フライバック変成器巻線２４Ｃの間には限流抵抗３８が
挿入され、コンデンサ４゜と並列に抵抗４１．４２よ構
成る分圧器が結合されている。

比較トランジスタ４４のエミッタ入力端子は抵抗４１．
４２の接続点に結合され、ベース入力電極は抵抗４７を
介してツェナーダイオード５ｏにより端子８９に発生さ
れた基準電圧Ｖｒｏｆの電源に結合されている。ツェナ
ーダイオード５０のバイアス電流は抵抗４６を介して未
調整入力電圧端子２１から得られる。

基準電圧端子８９と比較トランジスタ４４のエミッタ入
力端子の間には陰極をそのエミッタ側にしてダイオード
５１が結合されている。。

比較トランジスタ４４と相補導電型のトランジスタ４５
が結合されてラッチ回路４３を形成し、そのラッチ回路
の出力端子９０であるトランジスタ４５のコレクタは抵
抗４８を介して接続端子８ｏに結合され、その端子８０
に同じ機能の陰極が結合されるように極性を定めたダイ
オード７８．７９がスイッチング素子を構成している。

” 正規のテレビジョン表示動作中高電圧保護回路７３ノタ
イオート５１が導通し、比較トランジスタ４４が遮断さ
れて不能化ラッチ回路４３を除勢状態に維持する。水平
偏向回路１０の動作中に不良状態が起ってアルタ電圧が
危険レベルまで上昇すると、端子８８のアルタ電圧表示
電圧が充分に上昇してダイオード５１を逆バイアスし、
比較トランジスタ４４を順バイアスして導通させる。ト
ランジスタ４４のエミッタ入力電極の過渡電圧がそのト
ランジスタを無用に導通させないようにダイオード５１
に並列にコンデンサ４９が結合されている。トランジス
タ４４が導通ずるとトランジスタ４５にベース電流が供
給されてこれを導通させる。このトランジスタ４４１４
５の再生的に維持された状態により、不能化ラッチ回路
４３が付勢される。トランジスタ４５のベースに付勢を
防止するようになっている。

トランジスタ４５が導通して不能化ラッチ回路４３が付
勢されると、その出力端子９ｏに接地電圧の不能化信号
が生ずる。端子９０が接地電圧になるとダイ万一ド７８
．７９が順バイアスされてラッチ電流ＩＴＪを端子８０
から抵抗４８を介して流す。このラッチ電流ＩＴＪの約
袖が端子８２からダイオード７８に流れ。

残シーが直流電流として誘導子７７およびダイオード７
９を通って流れる。これは誘導子７７の直流抵抗が抵抗
７６の値に比して充分小さいからである。

ダイオード７８．７９が同時に導通ずると、ＶＣＯ５９
の入力端子８２．８３間に実質的に同じ電圧Ｖｃｃが発
生してタンク回路網７４を交流短絡する。タンク回路網
７４のリアクタンス部分７７を短絡すると交流入力電圧
７２がなくなり、このためＶＣＯ５９が不能化されて■
ＣＯ交流出力信号８７がなくなる。

ｖＣＯの出力信号８７は÷１６計数器６０のクロック入
力として働らくため、この出力信号がなくなると水平発
振段１３の出力端子８５の信号がラッチ回路の正確な付
勢時点に依って連続的に高レベルまたは低レベル状態を
維持し、２つの状態間の連続切換えがなくなる。このよ
うに２レベル水平発振出力信号８１がなくなると、水平
周波数のスイッチング信号６９が発生し得す、このため
水平出力トランジスタ２８のスイッチング作用も帰線パ
ルス電圧７゜の発生もなくなる。従って高電圧発生器８
４もまた不能化され、過大アルタ電圧の発生に対する保
護が与えられる。

この発明の特徴は端子９０に接地電位の不能化信号が発
生するとＬＣ発振回路のＶＣＯ５９が確実に遮断される
ことである。タンク回路７４がダイオード７８．７９で
短絡されるため、タンク回路網の擬似付勢が起シ得ず、
ＶＣＯ５９の出力には交流電圧が発生し得ない。その上
夕／り回路網７４の不能化に必要なラッチ電流ＩＩ、は
比較的小さくてよく、ｖＣ０５９の内部回路網がなおタ
ンク回路網７４を付勢して発振させようとしても端子８
２％８３を実質的に同じ電圧に維持する程度にダイオー
ド７８．７９を順バイアスに保つに要する大きさに過ぎ
ない。

第１図に示すこの発明の回路において最終的に高電圧発
振器８４を遮断するに要する少量のラッチ電流は、例え
ば不良動作状態中、駆動トランジスタ３３のベースにラ
ッチ電流を導〈従来法回路網に必要なラッチ電流と極め
て対照的である。このような従来法回路では不良動作状
態中に水平発振器から引出したスイッチング信号が水平
駆動トランジスタを導通および非導通に切換えるのを防
ぐために相当量のラッチ電流が必要である。

またこの従来法回路は水平発損段から直流Ｂ＋供給電圧
を除去するために不能化ラッチ回路を用いるという同様
の欠点を持っている。このような従来法の不能化回路で
は、不能化ラッチ回路の付勢によって水平発振器の動作
を止めるに充分な値まで供給電圧を降下させる必要があ
るため、比較的大きなラッチ電流を要する。

この発明の回路のＶＣＯ５９は集積回路の一部として製
造し、端子８２．８３をその集積回路基板上に形成した
各成分に接続された端子ピンに接続するように設計する
こともできる。不能化回路７３はこのＶＣＯの入力タン
ク回路を直接不能化する。集積回路上の各成分から接続
導線を切離すような入力端子ビン８２または８３の欠陥
によってもＶＣＯ５９は遮断される。このように保護回
路７３をＶＣＯの内部回路から機能的に分離するような
導線の欠陥は同時にＶＣＯを遮断する。

この発明の他の特徴は水平出力トランジスタ２８の駆動
期間Ｔ０ｎ中に付勢されるとその駆動を早期に止めるこ
となくその期間が完了してから遮断する遮断回路の設計
である。駆動信号発生器１４はスイッチング電圧６９を
発生するための単発マルチ６５を含んでいるから、その
遮断回路が付勢されると、その単発マルチは入力に印加
される遷移が立上りでも立下シでもそれが駆動パルス電
圧部分６９ａを発生している付勢期間中にリセットまた
は再トリガすることができない。

その上単発マルチ６５の安定出力状態は水平出力トラン
ジスタ２８の順方向、駆動を除去した状態のため、高電
圧保護回路７３を付勢すると水平出力トランジスタ２８
は遮断期間中非導通状態に保たれるかまたは最終的にそ
の状態に切換えられる。遮断回路を付勢しても水平出力
トランジスタが遮断中引続いて導通状態を維持する不都
合がない。

第２図は第１図の回路の一部で、そのＬＣ電圧制御発振
器の１実施例を含むものを示す。第１図と第２図の各素
子で同じ引用数字を付したものは同様の機能を有する。

一般にＶＣＯ５９は米国特許第４２４３９５３号明細書
記載の電圧制御発振器と同様である。

共振タンク回路網７４の入力端子８２．８３の間にはそ
れぞれ緩衝トランジスタ１０７，１０８を有するトラン
ジスタ１０５，１０６の差動構成を含む差動増幅回路１
０４が結合されている。この共振タンク回路網７４を励
起して持続発振させ、交流電圧７２を発生させるため、
差動トランジスタ１０５のコレクタを端子８３に結合す
ることにより正帰還すなわち再生帰還が与えられている
。この帰還ループの利得はタンク回路網７４のインピー
ダンスや電流源１１０の大きさ等の因子によシ決まる。

差動トランジスタ１０６のコレクタに当る差動増幅器１
０４の出力端子はトランジスタ１０２　、１０３　ヲ含
む１対１′１を流ミラー１１９の制御電極に結合されて
いる。トランジスタ１０３のコレクタがＶＣＯ５９の出
力端子に当り％１６ｆＨのタンク回路網の共振周波数で
反復するＶＣＯの矩形波出力電流信号が第１図の÷１６
計数器６０に印加されて衝撃係数５０％の水平周波数矩
形波信号８１を発生する。

差動増幅器１０４の零入力点はオフセット電圧を最小と
すると接地電位に対する端子８３の電圧が電圧Ｖ。０に
等しい正弦波のタンク電圧７２の零細交差時点で生じ、
このタンク電圧７２の零細より正の部分では差動増幅器
１０４のトランジスタ１０５〜１０８がその増幅器１０
４を導通に保って矩形波電流信号１８７の高レベル部を
発生するようにバイアスされる。正弦波のタンク電圧７
２が負の間は差動増幅器１０６が遮断され、矩形波電流
信号１８７の低レベル部を発生する。このようにして矩
形波電流信号１８７が正弦波のタンク出力電圧７２と同
相になる。

ｖＣＯ出力電流信号１８７の周波数と位相を制御するた
め、第１図の位相固定ループ５４の発生する、、　　４
　−　　　　　　　−一　直流制御電圧ＤＣＩに応動す
る帰還逓倍回路１１２によってタンク回路７４の共振周
波数を制御する。帰還逓倍器１１２は上記米国特許第４
２４３９５３号明細書または１９６８年１２月発行のア
イ・イー・イー・イー・ジャーナル・オブ・ソリッド・
ステート・サーキット（ＩＥＥＥ　　Ｊｏｕｒｎａｌ　
ｏｆ　５ｏｌｉｄ−８ｔａｔｅ　Ｃ１ｒ−ｃｕｉｔ）第
５Ｃ−３巻第４号第３７３〜３８０頁掲載のビロッティ
（Ａｌｂｅｒｔｏ　Ｂ１１ｏｔｔｉ　）の論文［モノリ
シックアナログ逓倍器の応用（Ａｐｐｌ　１ｃａｔｉｏ
ｎ　ｏｆａ　Ｍｏｎｏｌｉｔｈｉｃ　Ａｎａｌｏｇ　Ｍ
ｕｌｔｉｐｌｉｅｒ　）　Ｊに記載されたものと同様で
よい。

帰還逓倍器１１２は＋ＶＣ８電源端子８２からタンク回
路網７４を介して導線１２０に流れる電流ｉ。を発生す
る。この逓倍器電流ｉ。はタンク電圧７２と直角位相を
成し、従ってこの離相が遅相すなわち−９０゜のときは
タンク誘導子７７を流れる電流ｉｎと同相になり、進相
すなわち＋９００のときはタンクコンデンサ７５を流れ
る電流ｉ。と同相になる。逓倍器１１２は直流制御電圧
ＤＣＩに応じて直角電流ｉ。の値を変え、その電流の位
相を進相か遅相かに設定してタンク回路網７４の見掛け
のキャパシタンスおよびインダクタンスの値を変え、こ
れに応じてタンク電圧７２の周波数を変える。・ 差動増幅器１０４の緩衝トランジスタ１０８は動作の直
線領域にバイアスされるため、そのエミッタ電圧はタン
ク出力電圧７２と同相の正弦波電圧である。このトラン
ジスタ１０８のエミッタの同相電圧は信号線路１１９を
介して逓倍器１１２のノζラフニーズ増幅器１１６に印
加される。

パラフェーズ増幅器１１６は信号線路１１９の同相電圧
を互いに１８０　　離相した２つの直角信号に変換する
。その中で＋９０°の進相直角信号は信号線路１１４に
、−９０°の遅相直角信号は信号線路１１５に生ずる。

この２つの直角信号は２重平衡縦続差動増幅器１１３に
印加され、その出力線路１１８と１１７にそれぞれ＋９
０°の進相電流ｉ工と一９０°の遅相電流１２を生ずる
。

第２図の差動増幅器１０４の再生帰還ループの利得はト
ランジスタ１０５のコレクタ出力インピーダンスの関数
で、コレクタ出力インピーダンスが高いほど利得が大き
くなる。タンク回路網７４のインピーダンスはこのコレ
クタ出力インピーダンスを含む。第１図の不能化ラッチ
回路７３が付勢されるとダイオード７８．７９が同時に
導通してタンク回路網７４の両端間に低インピーダンス
の分路を形成するため、不能化ラッチ回路７３の付勢後
は再生帰還ループの利得が１より小さくなり、タンク発
振を止め、ＶＣＯ５９を不能化する。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明を実施した水平偏向回路の部分ブロッ
ク回路図、第２図は第１図の電圧制御発振器（ＶＣＯ）
の１実施例を含む第１図の回路の一部を示す回路図であ
る。 １２・・・駆動パルス電圧印加手段、２５・・・水平偏
向巻線、２７・・・掃引スイッチ、２８・・・水平出力
トランジスタ、５９．６０・・・水平発振器、６５・・
・単安定マルチバイブレータ、　７８．７９・・・スイ
ッチング素子。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）水平偏向巻線と、この水平偏向巻線に結合され、
   水平出力トランジスタを含む掃引スイッチと、水平周波
   数の２レベル信号を発生する水平発振器と、上記２レベ
   ル信号の正向きおよび負向き遷移の一方だけに応じてそ
   の２レベル信号の各サイクルごとに持続時間がその持続
   時間内における上記一方の遷移の再発に関係のない駆動
   パルス電圧を発生する単安定マルチバイブレータと、上
   記駆動パルス電圧を上記水平出力トランジスタのベース
   に印加してその水平出力トランジスタを上記駆動パルス
   電圧の持続時間中順バイアスし、正常な偏向回路動作中
   上記駆動パルス電圧がない状態では上記水平出力トラン
   ジスタに逆バイアス電圧が発生するようにして上記水平
   出力トランジスタのスイッチング動作によつて水平走査
   電流が生成するようにする手段と、上記水平発振器に結
   合され、異常な偏向回路動作により付勢されて上記２レ
   ベル信号を除去し、上記駆動パルス電圧の期間終了前に
   付勢されてもその駆動パルス電圧を早期に終了させるこ
   となく上記水平出力トランジスタを非導通状態に維持す
   る遮断手段とを含むテレビ受像機の水平偏向遮断回路。