JPS6377381A - インバ−タ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、直流乞電流に変換するインバータ装置に関し
、更に詳細には、三角波と基準正弦波との比較によって
ＰＷＭ（パルス幅変調）制御信号を形成し、これでイン
バータＹＰＷＭ制御するように構成された装置に関する
。

〔従来の技術〕

インバータＹＰＷＭ制御するための制御信号７基準正弦
波と三角波との比較によって形成することは既に行われ
ている。また、インバータの出力電圧を一定に制御する
ために、基準正弦波の援偏Ｚ制御することも行われてい
る。基準正弦波の振＠７制御すれば、ＰＷＮ制御パルス
の幅が変化し。

出力電圧値も変化する。

〔発明が解決しようとする問題点〕

従来のＰＷＭ制御においてば、インバータ出力電圧の平
均値検出電圧ａち整流平滑信号？誤差増幅器に入力させ
て誤差出力を得ている。この方式によれば、インバータ
の出力電圧乞平均値（実効値）的に一定べすることがで
きる。ところが、インバータ出力ラインに整流素子と平
滑用コンデンサとｔ負荷回路が接続きれていると１例え
ば第４図囚に示す如く負荷電流１が非正弦波状に流れ。

出力電圧ＶＣ７）波形に歪が生じる。この結果、インバ
ータに複数の負荷が接続されている場合に、他の自衛に
正弦波電圧！供給することが不可能になるという問題が
生じる。

そこで１本願の第１番目の発明の目的は、インバータの
出力電圧の波形歪を容易に低減させることができるイン
バータ装置？提供することにある。

本願の第２番目の発明の目的は、容易に波形歪？低減さ
せると共に、波形歪を低減させる発生回路Ｚ備えている
にも拘らず、負荷短絡時等において過電流を迅速に制限
することができるインバータ装置を提供することＫある
。

〔問題点を解決するための手段〕

上記問題点を解決し、上記目的′％：達成するための本
願の第１番目の発明は、実施例〉示す回向の符号ン参照
して説明すると、スイッチング素子をオン・オフ制御し
て直流を交流に変換する変換回路（２１と、基準正弦波
（半波又は全波）発生回路（６）と、基準正弦波発生回
路（６）から得られる基準正弦波の周波数以上の周波数
で三角波を発生するＰＷＭ制御パルス形成用三角波発生
回路（７）と、前記変換回路１２）の出力ラインに接続
された平均値電圧検出回路α９と、前記変換回路（２）
の出力電圧を平均値的に一定値にするための平均値電圧
制御用基準電圧源罰と、一方の入力端子が前記平均値電
圧検出回路α９に接続され、他方の入力端子が前記平均
値電圧制御用基準電圧源＠に接続された第１の誤差増幅
器Ｑ２と、前記ｆ換回路（２）の出力ラインに接続され
た瞬時電流検出回路啜と、一方の入力端子が前記瞬時電
流検出回路困に接続され、他方の入力端子が前記基準正
弦波発生回路（６）又はこれに同期動作する別、の基準
正弦波発生回路に接続された第２の誤差増幅器α３と、
前記基準正弦波発生回路（６）と前記第１及び第２の誤
差増幅器σ２１ａ３１に接続され。

前記変換回路（２）の出力電圧を平均値的に一定にする
ように前記基準正弦波発生回路（６）から得られる基準
正弦波の振幅を前記第１の誤差増幅器（１２１の出力で
制御すると共に、前記出力電圧の波形歪を低減させるよ
うに前記基準正弦波の瞬時値を前記第２の誤差増幅器α
３の出力で制御する基準正弦波発生回路（例えば実施例
の乗算器（８１，制御ライン（９１゜抵抗（１５１ａｅ
ｔ等から成る回路）と、一方の入力端子に前記基準正弦
波発生回路が接続され、他方の入力端子に前記三角波発
生回路（７）が接続てれ、制御された基準正弦波と前記
三角波との比較によって。

前記変換回路（２）、のスイッチング素子を制御するた
めのＰＷＭ制御パルスを発生するコンパレータαＯとか
ら成るインバータ装置に係わるものである。

本願の第２番目の発明は、第１番目の発明のインバータ
装置に、瞬時電流検出回路０２と、この検出信号と基準
電圧とを比較する第３の誤差増幅器ａ４Ｉとを追加した
ことを特徴とするものである。

〔作　用〕

本願の第１番目の発明においては、波形歪が生じると、
これが生じている角度範囲で第２の誤差増幅器α＆から
制御信号が出力し、基準正弦波の制御がなされる。この
結果、インバータの出力電圧が瞬時的に制御され、波形
歪の少ない出力電圧を得ることができる。

本願の第１番目の発明に従って、瞬時電圧制御を行う制
御ループを設けると、９荷短絡時又は突入電流が流れた
時に出力電圧が低下すると、直ちに出力電圧を元に戻す
ような制御状態が生じる。

しかし１本願の第２番目の発明に従って第３の誤差増幅
器０４１による制御ループで瞬時電流制御を行うと、負
荷短絡時における出力電圧の増大が迅速に抑制される。

〔実施例〕

次に、第１１Ｗ〜第６−によって本発明の実施例に係わ
るインバータ装置を説明する。

第１図において１例えば商用交流電源に接続され整流回
路又は電池等から成る直流電源（１）に、トランジスタ
で示されている４つのスイッチング素子Ｓ、、Ｓ２、Ｓ
ｓ、Ｓ４をブリッジ接続した変換回路（２）が接続され
ている。この変換回路（２）の出力段にはパルス配列を
近似正弦波に平滑するためのフィルタ（３）が設けられ
、一対のインバータ出力ラインに第１の負荷（４）と第
２の負荷（５）とが接続されている。

第１の負荷（４）は整流用のダイオードＤｌと平滑用コ
ンデンサＣ１を含む整流平滑回路を通して直流負荷に電
力を供給するように構成されている。一方、第２の９荷
（５）は正弦波交流を要求する交流負荷である。

＋６）は基準正弦半波発生回路であり、インバータ出力
電圧に対応する基準正弦半波を発生する。

（７）は三角波発生回路であり、基準正弦半波に同期し
てこれよりも大！に高い周波数で三角波を発生する。

（８１は基準正弦波制御用のアナログ乗算器であり。

基準正弦半波発生回路（６）と波形制御ライン（９）と
く接続され、波形制御ライン（９１から与えられる制御
信号を基準正弦半波に乗算し、制御された基準正弦半波
を出力する。

（１０はコンパレータであり、一方の入力端子が乗算器
（８）に接続され、他方の入力端子が三角波発生回路（
７）に接続され１両者の比較出力を発生する。

この比較出力はＰＷＭ制御信号として使用するものであ
り１分配駆動回路（１１〕を介して各スイッチング素子
ｓ、、ｓ２．　Ｓ、、Ｓ４に供給でれる。

このインバータ装置の出力電圧及び電流を制御する念め
の第１．第２及び第３の誤差増＠器α？０３α４１が設
けられている。各誤差増幅器ａ２１α３１ａ４Ｊけ、演
算増幅器と入力抵抗と帰還抵抗とから成り、必要に応じ
て帰還回路にコンデンサを接続する公知のものである。

第】の誤差増幅器α２は出力電圧平均値制御ループ（第
１の制御ループ）を構成し、更に平均値電流制限ループ
を構成するものである。

第２の誤差増幅器ａ比１時電圧制御ループ（第２の制御
ループ）を構成するものである。第３の誤差増電器α勾
は瞬時電流制御ループ（第３の制御ループ）を構成する
ものである。各誤差増幅器（１２１（１３１０４の出力
端子は抵抗い（１ｅｃ刀を介して制御ライン（９１にそ
れぞれ接続されている。なお、第３の誤差増幅器Ｑ４１
の出力ラインにはダイオード（ＩＥＤが接続されている
。

インバータ出力ラインと第１の誤差増幅器α２の一方の
入力端子（反転入力端子）との間には平均値電圧検出回
路α■が接続されている。この平均値電圧検出回路ａ９
は、全波整流器■と、抵抗０１１■とコンデンサ（ハ）
とから成る平滑回路と、分圧抵抗（２）（ハ）とから成
り、逆流阻止用ダイオード弼な介して誤差増幅器α２の
入力端子に全波整流平滑信号を与える。第１の誤差増幅
器ａｚの他方の入力端子（非反転入力端子）　Ｋｉｊ、
例えばツェナーダイオード等から成る基準電圧源（イ）
が接続されている。

インバータ出力ラインと第２の誤差増幅器（１３１の一
方の入力端子（反転入力端子）との間に接続されている
瞬時電圧検出信号啜け、分圧用抵抗■■と絶対値検出回
路０υとから成り、インバータ出力電圧の全波整流波形
に対応する瞬時電圧検出信号を得るものである。なお、
第２の誤差増幅器（１３の他方の入力端子（非反転入力
端子）は基準正弦半波発生回路（６）Ｋ接続されている
。

第３の誤差増幅器α滲の一方の入力端子（反転入力端子
）に瞬時電流検出信号を与えるための瞬時電流検出回路
１３２は、インバータ出力ラインに結合された電流検出
器（至）と全波整流器（２）と分圧抵抗缶■とから成る
。第３の誤差増幅器（１４１の他方の入力端子（非反転
入力端子）に接続された基準電圧源（３ηは、過電流レ
ベル設定用のものであり、直流電圧を与える。

（３８１は平均値電流検出回路であり、抵抗Ｇ９とコン
デンサ（４Ｇから成る平滑回路と、分圧用抵抗ｔ４１１
（４Ｚとから成り、この入力が全波整流器（ロ）の出力
端子に結合され、この出力がダイオード（ハ）を介して
第１の誤差増幅器α２の一方の入力端子に結合されてい
る。この平均値電流検出回路■ば、負荷短絡時に貴簡電
流を１，２１ｏ（但し工０け定格ｉ！ｉ流）に制御する
ように構成されている。

なお、第１図の回路における第１の誤差増幅器α２を含
む第１の制御ループのゲインを０１、第２の誤差増幅器
αＪを含む第２の制御ループのゲインを０２、第３の誤
差増幅器α４１ケ含む第３の制御ループのゲインを０３
とした場合に、Ｇ、＞ＧＩ＞０２に設定されている。

第２図は第１図の絶対値検出回路Ｃ３１１を祥しく示す
ものであり、これば２つの演算増幅器４４１　（４５１
と。

５つの抵抗（４６）（４η（４ε！４ｇＩ（５０）と、
２つのコンデンサ６Ｄωと、２つのダイオード５３１（
財）とから成り、インバータの出力電圧の全波整流出力
に対応する波形を出力する。

（勤　作） 第１図のインバータ装置が、出力波形に歪を含まず、且
つ正常動作しているとすれば、第３図囚に原理的に示す
如く、基準正弦半波発生回路（６）から与えられる基準
正弦半波ｖｓと三角波発生回路（７）から与えられる三
角波ＶＴとがコンパレータａａで比較され、第３図■に
示すＰＷＭｆ！ｌＪａ！勺が得られ、スイッチング素子
生〜Ｓ４がこ九に基づいてオン・オフ制御される。

入力電圧変動又は資荷賛勤によってインバータ出力電圧
が例えば基準よりも高くなると、平均値電圧検出回路α
９の出力電圧も高くなり、第１の誤差増幅器（１２１の
出力レベルが反対に低くなると１乗算器（８１において
基準正弦半波ｖ３の振幅が低減され。

第３図ＣＢ）に示すＰＷＭ制御信号の各パルスの幅が狭
くなり、インバータ出力電圧が基準値に向って下げられ
る。インバータ出力電圧が基準よりも低（なった時には
、上記と逆の動作になる。この出力電圧制御は、電圧検
出回路α鐸にコンデンサΩから成る平滑回路が含まれて
いるので、平均値的制御になり、応答速度が遅い、なお
、インバータ出力電圧に波形歪が全く発生しておらず、
且つ過電流状態でない場合ｌＣは、第２及び第３の誤差
増幅器（１３１Ｑ４１の出力は基準正弦半波Ｖ３の制御
に無関係である。

インバータに第１０貞荷（４１のように整流平滑回路を
含むものが接続されると、第４図囚に示す如く出力電圧
Ｖの振幅の高い期間で大きな自衛電流ｌが流れ、これに
基づく電圧降下で出力電圧Ｖの波形が点線で示す正弦波
よりも低くなり、波形歪が発生する。この様な波形歪は
平均値電圧検出回路（１９で検出することができないが
、瞬時電圧検出回路ので検出できる。瞬時電圧検出回路
＠け、出力電圧を全波整流したと等価な絶対値電圧を出
力するので、第４図（４）の出力電圧Ｖに対応する波形
を第２の誤差増幅器０３に送る。第２の誤差増幅器α３
には第４図ωノに示す基準正弦半波与が入力しているの
で、基準正弦半波ＶＲと出力電圧Ｖに対応する検出波形
との差に対応した出力が得られる。この例では基準正弦
半波ｖＲが瞬時検出電圧よりも高くなり、第２の誤差増
幅器ａ３の出力電圧Ｖ、も高くなり、第４図（Ｃ）　Ｋ
示す如く波形歪発生期間において第１の誤差増幅器１２
１の出力電圧ｖａのレベルを第２の誤差増幅器α３の出
力電圧Ｖ、のレベルが上回り、コンパレータａαに供給
する基準正弦半波Ｖｓの波形が局部的に高くなり、その
部分におけるＰＷＭ制御パルスの幅が拡がり、その部分
における出力波形が正弦波に近づくように変化する。

自衛（４）又は（５１が短絡状態になると、第５図囚に
示す如く出力電圧Ｖが低下し、逆に過大な負荷電流ｌが
流れる。瞬時電流検出回路０２は第５図（４）の負荷電
流ｌを瞬時的に検出し、第３の誤差増幅器（１４１に与
える。瞬時電流検出信号は第３の誤差増幅器αａの反転
入力端子に与えられているため、第３の誤差増＠器α４
の出力電圧ｖｃは瞬時電流検出信号の増加とけ反対に低
くなる。一方、１１時電圧検出回路＠はインバータ出力
電圧Ｖの低下を直ちに検出し、この低下を補償するよう
な高い誤差出力電圧Ｖ、を発生する。しかし、第５図■
に示す如く第３の誤差増幅器α４の出力電圧ＶＣが第２
の誤差増幅器α３の出力電圧ｖｂよりも低くなると、ダ
イオードαｇがオンになり、結局、ダイオードａ８の７
ノード側の電位即ち制御ライン＋９１の電位が低（なり
、インバータ出力電圧を増大させる制御は行われない。

なお、第５図においては、第４図に示すような波形歪が
出力電圧Ｖに生じないものとして各波形が原理的に示さ
れている。平均値電圧検出回路ａＣＪは過電流時のイン
バータ出力電圧に直ちに応答しないが、過電流期間には
第１の誤差増幅器（１２１の出力電圧■３が第３の誤差
増幅器Ｑ４１の出力電圧Ｖ。よりは高くなＯ１電圧の低
い第３の誤差増幅器α引に向って電流が流れ込む。この
例では瞬時電流制御ループにより、負荷電流が２　Ｖ７
７）ｏに制限される。

上述から明らかな如く、瞬時電圧制御ループを設けるこ
とＫよって発生しようとする過大電流状態を、瞬時電流
制御ループを設けることによって阻止することができる
。

第６図は各部の電圧又は電流の変化を原理的に示すもの
である。但し、この第６図では波形歪が発生していない
ものとして各部の波形が示されている。第６図において
、ｔｌよりも前に、定格電流１、が流れている定常状態
を示す。第１〜第３の制御ループのゲインは、Ｇ３　＞
　Ｇｌ　＞　０２　Ｋ設定されているので、第６図ＣＢ
）　Ｋ示す如＜　１＋以前ではＶＣ〉ｖ、＞　Ｖｂであ
０％ダイオードαＦｊハオフ状態に保たれ、第３の誤差
増幅器（１４１の出力電圧Ｖはインバーり出力の制御に
無関係である。従って、乗算器（８１に入力する第６図
０に示す総合制御電圧Ｖ、け、はぼｖａに対応する。ｔ
ｌで負荷短絡が生じると、第１の誤差増幅器ａｚの出力
電圧Ｖは急激に変化しないが、第２の誤差増幅器αＪの
出力電圧Ｖｂは瞬時応答して急激に高くなり、逆に第３
の誤差増幅器Ｉの出力電圧■。は急激に低下し、Ｖｂ＞
Ｖ、＞Ｖｏの状態になり、ダイオード（１８１がオンに
なるため、制御ライン＋９１の電圧Ｖ、は第６図Ｃ）に
示す如く低くなり。

乗算器（８）の出力が極めて小ざくなり、インバータ出
力電圧Ｖが第６図囚に示す如く大幅に制限される。ｔ１
〜ｔ２区間においては、平均値電圧検出回路α３が出力
電圧■の低下にゆつ（り応答して第１の誤差増幅器ａｚ
の出力電圧Ｖが徐々に高くなる。

ところで、この例では第１の誤差増幅器ａｚの反転入力
端子にダイオード（４３を介して平均値電流検出回路（
至）が接続されている。従って、ｔｌから負荷電施工が
増大すると、平均値電流検出回路■の出力が徐々に高（
なＱ、ｔｚでは平均値電圧検出回路α９の検出電圧より
も高くなり、ダイオード０３が導通し、第１の誤差増幅
器α２はこれに応答して１２〜１３区間で徐々に低下す
る出力電圧ｖａを発生する。

ｔ３時点で第１の誤差増幅器ａ２の出力電圧ｖａが第３
の誤差増幅器α４の出力電圧■。よりも低くなると、ダ
イオードαＱがオフになり、第３の誤差増幅器α４を含
む瞬時電流制御ループが遮断され、第１の誤差増幅器（
１２１による制御状態となる。平均値電流検出回路（至
）Ｋよる制御ループは、負荷電施工を１．２１０に制限
するように設定されているので、第６図囚に示す如＜　
ｔｓ以後ではＩ＝１．２１．の電流が流れ、且つこれを
流すために必要な微小な負荷電圧Ｖが供給される。この
１３以後は、Ｉ＝１．２１０の定電流制御状態となる。

平均値電流検出回路（至）に基づく定電流制御によって
も負荷電施工が】、２１　ｏ　Ｋ　ｆａｌｌ限されるが
、この回路が正常に動作を開始するまでにｔｌ〜１３期
間が必要になり、瞬時電圧制御ループを設ける場合にお
いて生じる過電流をこの定電流制御のみで制限すること
は不可能である。

Ｃ愛形例〕 本発明は上述の実施例に限定されるものでばな（１例え
ば次の変形が可能なものである。

（１）３相又はこれよりも多相のインバータ装置にも適
用可能である。

（２）　　変換回路（２）に出カドランスを接続しても
よい。

（３）三角波発生回路（７）から出力される三角波の周
波数を、基準正弦半波の繰返し周波数の整数倍（好まし
くは数倍以上）の糧々の値にすることができる。

（４１３つの誤差増幅器ａ２１ａ？ｊａ４Ｊで基準正弦
半波を制御する回路を極々変形しても差し支えない。

ｆ５１　　基準正弦半波発生回路（６）を３６０°の正
弦波発生回路とし、瞬時７圧検出回路備を正弦全波検出
回路としてもよい。

〔発明の効果〕

本願の第１番目の発明によれは、波形歪の少ないインバ
ータ出力電圧を容易に得ることができる。

本願の第２番目の発明によれば、波形歪を補正する回路
を設けた時の負荷短絡時、又はインバータ出力回路のコ
ンデンサ等への突入電流時に発生するおそれのある過電
流状態を迅速に抑制することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例に係わるインバータ装置を示す
回路図。 第２図は第１図の絶対値検出回路を示す回路図。 第３図は第１図のコンパレータの入力及び出力を示す電
圧波形図。 第４図は第１図の回路におけるインバータ出力電圧及び
電流と第２の誤差項ｆ＠器の入力及び出力を示す波形図
、 第５図は負荷短絡時のインバータ出力電圧及び′ｒ１に
流と、各誤差増幅器の出力との関係を示ｊ波形図。 第６図は正常時及び偵荷短絡時のインバータ出力電圧及
び電流、各誤差増幅器の出力、及び総合した制御信号を
原理的に示す波形図である。 ｆｉ＋・・・直流電源、（２＋・・・変換回路、　（４
１（５１・・・自衛、（６）・・・基準正弦中波発生回
路、（７）・・・三角波発生回路。 （８１・・・乗算器、Ｇα・・・コンパレータ、　Ｑ３
・・・第１の誤差増幅器、αｅ・・・第２の誤差増幅器
、　Ｑ４１・・・第３の誤差増幅器、　（ｔ９・・・平
均値電圧検出回路、■・・・瞬時電圧検出回路、Ｃｌ４
・・・瞬時電流検出回路。

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. （１）スイッチング素子をオン・オフ制御して直流を交
   流に変換する変換回路（２）と、 基準正弦波発生回路（６）と、 基準正弦波発生回路（６）から得られる基準正弦波の周
   波数以上の周波数で三角波を発生するＰＷＭ制御パルス
   形成用三角波発生回路（７）と、前記変換回路（２）の
   出力ラインに接続された平均値電圧検出回路（１９）と
   、 前記変換回路（２）の出力電圧を平均値的に一定値にす
   るための平均値電圧制御用基準電圧源（２７）と、一方
   の入力端子が前記平均値電圧検出回路（１９）に接続さ
   れ、他方の入力端子が前記平均値電圧制御用基準電圧源
   （２７）に接続された第１の誤差増幅器（１２）と、 前記変換回路（２）の出力ラインに接続された瞬時電圧
   検出回路（２８）と、 一方の入力端子が前記瞬時電圧検出回路（２８）に接続
   され、他方の入力端子が前記基準正弦波発生回路（６）
   又はこれに同期動作する別の基準正弦波発生回路に接続
   された第２の誤差増幅器（１３）と、前記基準正弦波発
   生回路（６）と前記第１及び第２の誤差増幅器（１２）
   （１３）に接続され、前記変換回路（２）の出力電圧を
   平均値的に一定にするように前記基準正弦波発生回路（
   ６）から得られる基準正弦波の振幅を前記第１の誤差増
   幅器（１２）の出力で制御すると共に、前記出力電圧の
   波形歪を低減させるように前記基準正弦波の瞬時値を前
   記第２の誤差増幅器（１３）の出力で制御する基準正弦
   波制御回路と、 一方の入力端子に前記基準正弦波制御回路が接続され、
   他方の入力端子に前記三角波発生回路（７）が接続され
   、制御された基準正弦波と前記三角波との比較によつて
   、前記変換回路（２）のスイッチング素子を制御するた
   めのＰＷＭ制御パルスを発生するコンパレータ（１０）
   と から成るインバータ装置。
2. （２）スイッチング素子をオン・オフ制御して直流を交
   流に変換する変換回路（２）と、 基準正弦波発生回路（６）と、 基準正弦波発生回路（６）から得られる基準正弦波の周
   波数以上の周波数で三角波を発生するＰＷＭ制御パルス
   形成用三角波発生回路（７）と、前記変換回路（２）の
   出力ラインに接続された平均値電圧検出回路（１９）と
   、 前記変換回路（２）の出力電圧を平均値的に一定値にす
   るための平均値電圧制御用基準電圧源（２７）と、一方
   の入力端子が前記平均値電圧検出回路（１９）に接続さ
   れ、他方の入力端子が前記平均値電圧制御用基準電圧源
   （２７）に接続された第１の誤差増幅器（１２）と、 前記変換回路（２）の出力ラインに接続された瞬時電圧
   検出回路（２８）と、 一方の入力端子が前記瞬時電圧検出回路（２８）に接続
   され、他方の入力端子が前記基準正弦波発生回路（６）
   又はこれに同期動作する別の基準正弦波発生回路に接続
   された第２の誤差増幅器（１３）と、前記変換回路（２
   ）の出力ラインの瞬時電流を検出する瞬時電流検出回路
   （３２）と、 過電流レベルを示す基準電圧を与える過電流検出用基準
   電圧源（３７）と、 一方の入力端子が前記瞬時電流検出回路（３２）に接続
   され、他方の入力端子が前記過電流検出用基準電圧源（
   ３７）に接続された第３の誤差増幅器（１４）と、前記
   基準正弦波発生回路（６）と前記第１、第２及び第３の
   誤差増幅器（１２）（１３）（１４）とに接続され、前
   記変換回路（２）の出力電圧が平均値的に一定になるよ
   うに前記基準正弦波発生回路（６）から得られる基準正
   弦波の振幅を前記第１の誤差増幅器（１２）の出力で制
   御すると共に、前記出力電圧の波形歪を低減させるよう
   に前記基準正弦波の瞬時値を前記第２の誤差増幅器（１
   ３）の出力で制御し、更に前記変換回路（２）の過電流
   を抑制するように前記第３の誤差増幅器（１４）の出力
   で前記基準正弦波を制御する基準正弦波制御回路と、 一方の入力端子に前記基準正弦波制御回路が接続され、
   他方の入力端子に前記三角波発生回路（７）が接続され
   、制御された基準正弦波と前記三角波との比較によつて
   、前記変換回路（２）のスイッチング素子を制御するた
   めのＰＷＭ制御パルスを発生するコンパレータ（１０）
   と から成るインバータ装置。
3. （３）前記基準正弦波発生回路は、正弦半波を繰返し発
   生する回路であり、 前記瞬時電圧検出回路（２８）は前記変換回路（２）の
   出力電圧の絶対値検出回路（２８）を含むものである特
   許請求の範囲第１項記載のインバータ装置。
4. （４）前記第１の誤差増幅器（１２）を含む第１の制御
   ループのゲインをＧ＿１第２の誤差増幅（１３）を含む
   第２の制御ループのゲインをＧ＿２、第３の誤差増幅器
   （１４）を含む第３の制御ループのゲインをＧ＿３とし
   た場合に、Ｇ＿３＞Ｇ＿１＞Ｇ＿２に設定されているこ
   とを特徴とする特許請求の範囲第２項又は第３項記載の
   インバータ装置。