JPS6377377A - 共振コンバ−タのためのコントロ−ラ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 技術分野 この発明は一般に電力コンバータ、特に共振Ｄ　Ｃ／Ｄ
　Ｃコンバータためのコントローラ装置に関するもので
ある。

窪遺」ＯＷ 共振コンバータ、特に直列共振コンバータは共振インバ
ータによって入力ＤＣ電力を中間ＡＣ電力に変換し、Ｄ
Ｃ出力電力を発生するため中間ＡＣ電力を整流し濾波す
る。典型的には、インバータは一次部および二次部を有
し、−次部は、コンデンサ、誘導子および変圧器の一次
巻線を含む共振回路を有する第１および第２の電流導通
路を通して電流の流れを制御する２つまたは４つの電力
スイッチのいずれかを含んでいる。シュワルツの米国特
許第３，９５３，７７９号明細書には。

所望の値に出力電圧を維持するためコンバータで発生さ
れる出力電流を変調するこのようなコンバータのための
制御装置が開示されている。

首記ンユワルツの制御装置はコンバータの不安定な動作
を生じることが分かった。もっと詳細に説明すると、イ
ンバータの２つの導通路の寄生インピーダンスが相異す
る結果、前記導通路の電力スイッチの導通時間に差が生
じる。これは項番に望ましくない静的不安定性を導く。

さらに、前記シュワルツの制御装置は積分されたエラー
信号がいつ所定の基準値に達したかを検出することによ
る。導通間隔の開始での共振電流の初期値が基準値に近
いならば、いつ積分されたエラー信号が基県値以下に降
下し、すぐに前記基準値に接近または前記基め以上に上
昇するかを検出する必要がある。いろいろな発生を検出
するこの必要性は、実用回路で達成することが雉しい結
果、全く不快な動的不安定性を生じる。

導通電力路のスイッチの対称動作を達成し。

高電力応用のため主に使用される閉ループ周波数コント
ローラ装置または“ダイオード導通角”コントローラ装
置を含んでいる他の型の共振コンバータ制御装置が発明
された。しかしながら、その結果周波数コントローラ装
置は周波数ｆｒ−ｆｓで２極を生じる。ここで、ｆｒは
共振周波数、ｆｓはスイッチング潤波数である。また１
周波数コントローラ装置の周波数伝達関数に対する制御
装置のＤＣ利得は、動作点が負荷または制御入力の変化
のため変化する時首尾−貫しない変化にさらされる。こ
の変化はコントローラ装置ためのループ利得を選択する
ことを困難にする。ダイオード導通角コントローラ装置
はまた。この欠点がある。

しかし、大抵の設計では、遅い応答の積分器を有するバ
ング−バングコントローラ装置はＤＣ利得変化を最少に
するため前記コントローラ装置に付加される。従って、
前記の欠点は除去されることができるが、非常に遅い応
答は犠牲にして除去される。

発明の開示− この発明によれば、共振Ｄ　Ｃ／Ｄ　Ｃコン＜−タのた
めのコントローラ装置は高い静的および動的安定性と高
速応答を提供するように前記の欠点を克服する。

もっと詳細に説明すると、共振回路で中間ＡＣ電力を発
生するように制御される少なくとも１つの電力スイッチ
を有する共振Ｄ　Ｃ／Ｄ　ｃコンバータのためのコント
ローラ装置は共振回路の電流を表す信号を発生するため
の第１の手段、前記発生手段と結合される人力を有し、
それによって発生される信号を積分するための積分器お
よび前記積分器の出力と結合される第１の人力とさらに
第２の入力と結合信号が発生される出力を有する結合回
路を含んでいる。比較器は前記結合信号と基準信号を比
較するため前記結合回路の出力と結合され、前記第２の
発生手段は前記比較器の周波数を表し、前記結合信号を
得るため前記結合回路で前記積分器の出力と結合される
フィードバック信号を発生するため前記比較器の出力と
前記結合回路の第２の入力間に結合される。比較器は、
従来のコンバータ制御装置の使用の結果生じる動的不安
定性が避けられるように共振コンパ〜りのスイッチを制
御するため使用される信号を発生する。

この発明のより明確な実施例において、このコンバータ
は少なくとも２つのスイッチ。好ましくは第１および第
２の路で電流を導通させるように交互に作動される２つ
のスイッチ対を含んでいる。比較器はコンバータのスイ
ッチを作動するようにスイッチ駆動回路を順番に制御す
るフリップフロップと結合される。スイッチの導通時間
が定常状態動作の下で等しいこの制御装置はスイッチの
対称動作が達成されることを確実にする。これは従来の
シュワルツの制御装置が直面する静的不安定性を除去す
る。

ζ車名１を実施するための最良モード いま９．第１図を説明する。第１図には、直列共振コン
バータ２０のスイッチを作動する前記参照のシュワルツ
の米国特許第３，９５３，７７９号明細書に開示されて
いる制御装置のブロック図が示されている。制御装置は
コンバータ２０のインバータ段２３（第２図に示されて
いる）で発生されるＡＣ電流を表すＤＣ信号を発生する
整流器２２を含んでいる。この信号はスケーリング回路
２４で減衰され、加算点２６の第１の入力に供給される
。

基準信号ＩＲＥＦはコンバータの出力電圧Ｖｏｕ７を受
信するスケーリング回路２８．スケーリング回路２８の
出力と基準電圧■ｋＩ：Ｆと加算する加算点３０および
さらに加算点３０の出力と結合されるスケーリング回路
３１によって得られる。信号■７２．は加算点２６の第
２の入力と結合される。

加算点２６の出力信号は次の（「１に比例する信号を発
生する積分器３２に供給されるエラー信号である。

ここで、１（ｔ）はコンバータ２０のインバータ段の周
期的ＡＣ電流を表し、Ｔはこのような電流の周期である
。

積分器３２の出力は、積分器の出力が所定の基準レベル
ＩＦに達した時、出力パルスを発生ずるスレッシュホー
ルドセンサ３４に供給される。

スレッンユホールドセンサ３４で発生されるパルスは点
弧回路３８と結合されるスイッチ制御信号を発生する双
安定マルチバイブレーク３６と結合される。点弧回路は
順番に直列共振コンバータ２０のインバータスイッチを
制御する。

シュワルツの制御装置はしばしばコンバータ２０のイン
バータのスイッチの動作上の静的不安定性をもたらす。

さらに詳細に、インバータ段２３の一次部および二次部
４１が示されている第２図を説明する。第１および第２
のサイリスタ５ＣＲ１および５ＣＲ２が順番に入力電圧
Ｖｉｎを受信する第１および第２の電力パス４２．４４
間に結合される。逆並列ダイオードＤＩおよびＤ２は無
効電流を導くサイリスタ５ＣＲ１，５ＣＲ２間に結合さ
れる。第１および第２のコンデンサＣＩ。

Ｃ２は電力バス４２．４４間に結合され、誘導子Ｌ１お
よび変圧器の一次巻線４６はコンデンサＣ１、Ｃ２とサ
イリスク５ＣＲＩ、５ＣＲ２間に結合される。

インバータの一次部４０の動作中、サイリスク５ＣＲＩ
、５ＣＲ２は導通するようにゲートされるので、第１の
動作サイクル中、電流は、電力バス４２．サイリスタ５
ＣＲＩ、変圧器の一次巻線４６．誘導子Ｌ１およびコン
デンサＣ２を含んでいる実線パスに沿って電力バス４・
１に流れる。

第２の動作サイクルで、誘導子Ｌ　Ｉおよび変圧器の一
次巻線４６を流れる電流は破線で表されるパス、即ちコ
ンデンサＣＩ、誘導子Ｌｌ、変圧器の一次巻線４６およ
びサイリスタ５ＣＲ２を通って電力バス４２から第２の
電力バス４４に沿って導通が生じるように反転される。

理想的には、コンデンサＣＩ、Ｃ２は、サイリスタ５Ｃ
ＲＩ、５ＣＲ２の導通時間が定常状態の動作条件の下で
、即ち負荷が一定の時等しくなるように等しい容量であ
る。しかしながら、実線および破線の導通パスの全寄生
インピーダンスにはいつもすこし差を生じる。結果とし
て、積分器の出力の大きさは次の導通サイクルに対して
より一つの導通サイクルに対して大きく、順番にサイリ
スタ５ＣＲＩ、５ＣＲ２は非対称の動作をする。

この静的不安定性は不快であるので、出来れば除去され
るべきである。

第１図で示される制御装置を使用することで直面する別
の障害は第３ａ−３ｃ図の波形図を参照することによっ
て理解される。この障害は、共振電流の初期値が積分器
の出力が比較される基準レベルより小さい９等しいまた
は大きいという事実から生じる。第３ａ図から分かるよ
うに、導通サイクルの開始で誘導子Ｌｌを流れる電流を
表す信号１（０＋）が信号ＩＦより小さい場合、積分器
３２の出力がレベルＩＦ以下に降下する時、スレッシュ
ホールドセンサ３４は出力パルスを発生することが分か
る。

一方、第３ｂ図から分かるように、誘導子の初期電流レ
ベルＩ（０＋）が基準信号ＩＰと等しい場合、積分器３
２の出力がレベルｒＦにちょうど一致するか、または等
しい時、スレッシュホールドセンサ３４がトリガーされ
る。

第３ｃ図から分かるように、初期誘導子電流１（０＋）
が信号１．より大きい場合、積分器３２の出力がレベル
ｒＦ以上に上昇する時、スレッンユホールドセンサ３４
は出力パルスを発生する。

市ｊ述の説明から明らかなように、スレッシュホールド
センサ３４は３つのスレッシュホールド状態、すなわち
、積分器の出力が所定のレベル以下に降下する場合、積
分器の出力が所定のレベルと等しい場合、積分器の出力
が所定のレベル以上に、ｈ昇する場合を検出することが
できる。実用的問題として、このようなスレッシュホー
ルドセンサの設計はよくても問題があり、典型的にこの
ようなセンサは非常に不快である動的不安定性を生じる
。

いま、第４図を説明する。第４図には電流動作モードで
共振コンバータ５２を作動するこの発明によるコンバー
タ制御装置５０を形成するブロック図が示されている。

コンバータ５２は入力端子Ｖｘｎを受信し、所望のレベ
ルの出力電圧ｖｏｕ７を発生する。電圧制御ループは所
望のレベル■ｐからの出力型ＩＥＶ。０丁の偏差を表す
エラー信号を発生する加算点５４を含んでいる。利得お
よび補償回路５６は適当な補償を与え、所望のレベルに
出力電圧Ｖ　ｏｕｒを維持するのに必要とされる電流を
表す出力信号Ｉｖ、を発生する。信号Ｉ＆はコンバータ
５２のインバータ段５９（第５図）の共振電流を表す信
号１Ｌ（ｔ）をまた受信するコンバータ制御回路５８と
結合される。コンバータ制御回路５８は下記にもっと詳
細に説明されているようにインバータ段のスイッチを制
御するための信号を発生する。

次に第５図を説明する。インバータ段５９は中間ＡＣ電
力を発生し、−法部６０および二次部６２を含んでいる
。−法部６０は入力端子ＶＸＵを受信する第１および第
２の電力バス６４．６６を含んでいる。関連する逆並列
ダイオードＤ３−Ｄ６のそれぞれと共にバイポーラ電力
トランジスタＱｌ−０４の形式の電力スイッチを含む全
ブリッジインバータが電力バス６４．６６間に結合され
る。誘導子Ｌ２．コンデンサＣ３および変圧器の一次巻
線ＴＰを備えている共振回路は共に直列に接続され、ト
ランジスタＱｌと０２間の接続点と結合される第１の端
部およびトランジスタＱ３と０４間の接続点と結合され
る第２の端部を含んでいる。

二次部６２は変圧器の二次巻線ＴＳを含んでいる。二次
巻線ＴＳはダイオードＤ７−ＤＩＯを備えている全ブリ
ッジ整流器７０の入力端子と結合される。整流器７０の
出力端子は出力電圧■を発生する出力コンデンサ０４間
に結合される。

抵抗Ｒで表せる負荷はコンデンサ０４間に結合される。

コンバータ５２の動作中、トランジスタＱｌ。

Ｑ４はスイッチング周波数ｆ５でトランジスタＱ３、Ｑ
２と共に交番シーケンスで作動する。それで第１および
第２の導通路が一法部６０を通して確立される。誘導子
Ｌ２．コンデンサＣ３および変圧器の一次巻線ＴＰを備
えている共振回路を流れる電流は素子Ｌ２．Ｃ３および
ＴＰの結合インピーダンスによって主に決定される共振
周波数ｆｒで周期的に反転する。スイッチは、適当な電
流が所望のレベルに電圧７００丁を順番に維持するため
に負荷Ｒに供給されるように制御される。

典型的には、スイッチＱ　１−Ｑ４のスイッチング周波
数ｆｓは誘導子Ｌ２．コンデンサＣ３および変圧器の一
次巻線ＴＰを備えている共振回路の共振周波数ｆｒに近
いが等しくない。

トランジスタＱ　］−Ｑ４およびダイオードＤ３−Ｄ６
を含んでいるコンバータ５２の全ブリッジ構成は２つの
電力スイッチを有する首記のシュワルツ特許に示された
ものと類似する半ブリツジ構成で置き換えられるかまた
は共振回路で共振電流を発生するように周期的に作動さ
れる単一のスイッチで置き換えられる。

コンバータ制御回路５８は共振回路の電流を表す共振電
流信号を一緒に発生する電流センサ７４および整流器７
６を含んでいる。この共振電流信号は、所望ならば、電
流センサ７４の破線表示で示されるように全ブリッジ整
流器７０の出力で交互に検出される。どちらの場合も、
この信号は共振電流の大きさに比例するＤＣ信号から成
る。

電流センサ７４は別の型のセンサまたは中間ＡＣ電力の
いくつかの他のパラメータを表す信号を発生する他の手
段で置き換えられる。

共振電流信号は次の式と等しい信号を発生するのと同様
に積分する積分器７８と結合される。

ここで、ｋｏは定数、ＩｉＬ、（ｔ）ｌは共振電流信号
である。

積分器７８はこのような入力でパルスを受信すると積分
器７８を初期値、典型的には０にリセットさせるリセッ
ト入力を含んでいる。積分器７８の出力は比較器８２の
非反転入力と結合される結合すなわち掛算さ□れた信号
を発生するアナログ掛算器回路８０を備えている結合手
段の第１の入力Ｘに供給される。比較器の出力は比較器
の出力の周波数を表すＤＣ電圧を発生するための手段を
備えている周波数−電圧コンバータ８４と結合される。

コンバータ８４の出力は掛算器８０の第２の人力Ｙと結
合される。

掛算器８０は比較器８２と結合される掛算された信号を
発生するためその入力で信号を掛算する。掛算器は、所
望ならば、比較器の出力の周波数を表す信号と積分器の
出力を結合する異なる結合回路または手段で置き換えら
れる。掛算器８０の出力はコンデンサＣ４および負荷Ｒ
を備えている出力ＲＣ回路へ流れる平均電流を表す。掛
算器８０の出力は次の値で表せる。

スイッチング周波数は周期Ｔの逆数であるので、この値
は次のように書き換えることができる。

比較器８２の反転入力は、利得および補償回路５６で発
生され所望のレベルに出力電圧Ｖｏｕｙを維持するため
コンバータ５２の出力で必要とされる電流を表す信号Ｉ
＆を受信する。比較器８２は掛算器の出力と信号１ｇを
比較し、フリップフロップ８８と結合される一連のパル
スから成る比較信号を発生する。フリップフロップ８８
はスイッチＱ１−Ｑ４を動作させるため適当なレベルで
順番にベース駆動信号を発生するベース駆動回路９ｏと
結合される制御信号を発生する。

積分器は下記にもっと詳細に述べられているように比較
器８２によって周期的にリセットされる。

次に、第５図の回路の動作は第６図に示されている波形
と共に説明される。

第６図の最上の３つの波形は整流器回路７６または整流
器回路７０の出力、第１の掛算器の入力Ｘと結合される
積分器７８の出力および掛算器８０の第２の入力Ｙと結
合される周波数−電圧コンバータの出力を示している。

波形図で示されるように信号Ｙは、積分器がリセットさ
れるまで出力が減少する非対称三角形波形であり、その
時信号Ｙは短い時間周期の間増加し、再び減少し始める
。

掛算器８０からの結合、ケなわち掛算された信号は基準
１ｐ、と比較され、これらの信号のレベルが９例えば時
間ｔ、で等しくなると、比較器８２は状態を“ロー”の
値にフリップフロップ８０を変更させるようにフリップ
フロップ８０をトリガーする短い間隔のパルスを発生す
る。さらに、比較器８２からのパルスは積分器７８のリ
セット入力に加えられる。それで、その出力は初期値に
急速に降下する。その後、掛算器の出力が再び時間ｔ、
で基準信号服に達するまで、積分器の出力は増加する。

この時、比較器８２はフリップフロップ８８をトグルす
る他の短い間隔のパルスを発生し、それを“ハイ“状態
の出力に復帰させる。このパルスはまた。積分器７８を
リセットする。

前記の説明から明らかなように、掛算器はスイッチＱｌ
−０４のスイッチング時間を制御し。

中間ＡＣ電力電流と周波数−電圧コンバータ８４の出力
の積分に比例する出力を発生する。周波数−電圧コンバ
ータ８４は、コンバータ８４に比較的ゆっくりした応答
特性を持たせるようにするコンデンサを含んでいる。定
常状態の動作中、これは順番にスイッチの導通時間の著
しい偏差を抑制し、よって静的安定性が改良される。

掛算器は高速応答時間を有しなければならないので、そ
れは著しい遅延なしで実時間の掛算ができる。

なおその上に、この発明において、スレッシュホールド
検出器は、積分された電流が基準レベル以上にいつ上昇
し始めるかを検出するだけが必要であるので、積分が特
定のスレッシュホールドにいつ達するかを検出するため
の検出装置が前記のツユワルツ特許で開示されたものに
対して改良される。この結果、前記のシュワルツの特許
に開示された制御装置と比べてより良い動的安定性が得
られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は前記のシュワルツの特許に開示された従来の回
路のブロック図である。 第２図は第１図のブロック図で示された直列共振インバ
ータに含まれるインバータの簡略化した概略図である。 第３ａ−３ｃ図は第１図に示された直列共振コンバータ
の動作を説明するための一連の波形図である。 第４図はこの発明によるコンバータ制御装置と共に直列
共振コンバータのブロック図である。 第５図は第４図に示されたコンバータおよび制御装置の
結合概略ブロック図である。 第６図は第５図に示された制御装置の動作を説明するた
めの一連の波形図である。 図において、（５０）・・・コンバータ制御装置。 （５２）・・・直列共振コンバータ、（５４）・・・加
算点、（５６）・・・利得および補償回路、（５８）・
・・コンバータ制御回路、（５９）・・・インバータ段
、（７４）・・・電流センサ、（７６）・・・整流器、
（７８）・・・積分器、（８０）・・・掛算器、（８２
）・・・比較器、（８４）・・・周波数−電圧コンバー
タ、（８８）・・・フリップフロップ（９０）・・・ベ
ース駆動回路である。 ＦＩＧ、　２ １Ｌ！− 、萱 ゝ−１０

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、共振回路で中間ＡＣ電力を発生するように制御され
   る少なくとも１つの電力スイッチを有する共振ＤＣ／Ｄ
   Ｃコンバータのためのコントローラ装置において、前記
   中間ＡＣ電力のパラメータを表す信号を発生するための
   第１の手段と、それによって発生される前記信号を積分
   するための前記第１の発生手段と結合される積分器と、
   前記積分器の出力と結合される第１の入力、第２の入力
   および結合信号が発生される出力を有する結合回路と、
   前記結合信号と基準信号を比較するため前記結合回路の
   出力と結合される比較器と、前記比較器の出力と前記比
   較器の出力の周波数を表し、前記結合信号を得るために
   前記結合回路で前記積分器の出力と結合されるフィード
   バック信号を発生するための前記結合回路の第２の入力
   間に結合される第２の発生手段とを備え、それによって
   前記比較器は共振コンバータのスイッチを制御するよう
   に使用される信号を発生することを特徴とする共振コン
   バータのためのコントローラ装置。 ２、結合回路は掛算器を備えていることを特徴とする特
   許請求の範囲第１項記載の共振コンバータのためのコン
   トローラ装置。 ３、第２の発生手段は周波数−電圧コンバータを備えて
   いることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の共振
   コンバータのためのコントローラ装置。 ４、第１の発生手段は共振回路の電流を検出するための
   電流センサおよび前記電流センサと結合される整流器を
   備えていることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載
   の共振コンバータのためのコントローラ装置。 ５、コンバータは中間ＡＣ電力を整流するための整流器
   を含み、第２の発生手段は前記整流器で発生される電流
   を検出するための電流センサを備えていることを特徴と
   する特許請求の範囲第１項記載の共振コンバータのため
   のコントローラ装置。 ６、入力ＤＣ電力を中間ＡＣ電力に変換し、中間ＡＣ電
   力を出力ＤＣ電力に変換する共振ＤＣ／ＤＣコンバータ
   を制御するためのコントローラ装置において、中間ＡＣ
   電力を発生するように交互に作動される少なくとも２つ
   のスイッチを含む前記コンバータは、前記中間ＡＣ電力
   のパラメータを表す第１の信号を積分する積分器と、第
   １の入力、基準信号を受信する第２の入力および比較信
   号が発生される出力を有する比較器と、前記比較器の出
   力で発生される比較信号の周波数を表す第２の信号を発
   生する手段と、前記比較器の第１の入力と結合される結
   合信号を発生するように積分された第１の信号を第２の
   信号と結合するため前記積分器と前記発生手段に結合さ
   れる手段と、前記ＤＣ出力電力のパラメータが所望のレ
   ベルに維持されるように前記スイッチを作動するため前
   記比較信号から信号を誘導するための手段とを備えたこ
   とを特徴とする共振コンバータのためのコントローラ装
   置。 ７、結合手段はアナログ掛算器を備えていることを特徴
   とする特許請求の範囲第６項記載の共振コンバータのた
   めのコントローラ装置。 ８、中間ＡＣ電力の電流を表す信号を発生する電流セン
   サおよび第１の信号を得るため前記電流センサからの信
   号を整流するための整流器をさらに含んでいる特許請求
   の範囲第６項記載の共振コンバータのためのコントロー
   ラ装置。 ９、発生手段は周波数−電圧コンバータを備えているこ
   とを特徴とする特許請求の範囲第６項記載の共振コンバ
   ータのためのコントローラ装置。 １０、誘導手段は比較器の出力と結合されるフリップフ
   ロップを含んでいることを特徴とする特許請求の範囲第
   ６項記載の共振コンバータのためのコントローラ装置。