JPH07101634B2 - 高周波誘導加熱の調理装置 - Google Patents
高周波誘導加熱の調理装置Info
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- JPH07101634B2 JPH07101634B2 JP4283195A JP28319592A JPH07101634B2 JP H07101634 B2 JPH07101634 B2 JP H07101634B2 JP 4283195 A JP4283195 A JP 4283195A JP 28319592 A JP28319592 A JP 28319592A JP H07101634 B2 JPH07101634 B2 JP H07101634B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、高周波誘導加熱の調理
装置装置に係し、特に加熱用の容器のような負荷の大き
さを正確に感知することができるようにした高周波誘導
加熱の調理装置に関する。
装置装置に係し、特に加熱用の容器のような負荷の大き
さを正確に感知することができるようにした高周波誘導
加熱の調理装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】本発明の理解のために、従来から汎用さ
れている一般的高周波誘導加熱の調理装置について説明
する。図８は一般的高周波誘導加熱の調理装置の回路構
成を示すブロックダイアグラムである。この従来例は、
常用交流電源（例えば、110Vまたは220V) １と、常用交
流電源１からの電圧を整流する電圧整流素子としてのブ
リッジダイオード２と、ブリッジダイオード２を通じて
電圧が整流された直流電圧を平滑する平滑部３と、平滑
された直流電圧を駆動電圧として入力して高周波誘導加
熱信号を発生するワーキングコイル４と、ワーキングコ
イル４の両端間に接続される共振用コンデンサＣ3 と接
地間に接続されワーキングコイル４に駆動電圧として印
加される平滑化された直流電圧をスイッチングするため
のNPN 型バイポーラトランジスタＱ1 と、常用交流電源
１に接続され入力電流を検出する変流器５と、変流器５
により検出された電流に相応する電圧を発生する電圧発
生部６と、使用者の調節によって高周波加熱の出力を調
整するための信号を提供する出力調整部７と、反転入力
端子(-) に入力される電圧発生部６の出力信号と非反転
入力端子(+) に入力される出力調整部７の出力信号の差
を増幅するための演算増幅器８と、反転入力端子(-)に
入力される電圧発生部６の出力信号と基準電圧発生部９
a により非反転入力端子(+) に入力される設定された基
準電圧を比較する第１比較部９と、第１比較部９の出力
信号によって無能［disable]または有能[enable]にさ
れ、有能時に演算増幅器８の出力信号を積分するための
積分部10と、積分部10とは逆に第１比較部９の出力信号
によって無能または有能にされ、有能時に高周波誘導加
熱の調理装置の駆動開始信号を発生するスターティング
信号発生部11と、積分器10の出力信号の中、負(-) 電圧
を遮断させるダイオードＤ1 と、スターティング信号発
生部11の出力信号の中、負(-) 電圧を遮断させるダイオ
ードＤ2 と、ワーキングコイル４の駆動状態に相応する
同期信号を発生する同期信号発生部12と、同期信号が発
生する時ごとに基準信号として鋸歯波信号を発生する基
準信号発生部13と、非反転入力端子(+) を通じて入力さ
れるダイオードＤ1 との加算信号と反転入力端子(-) を
通じて入力する鋸歯波信号とを比較するための第２比較
部14と、第２比較部14の出力信号によってNPN 型バイポ
ーラトランジスタＱ1 のターンオンおよびターンオフを
制御する駆動制御部15とから成る高周波誘導加熱の調理
装置である。
れている一般的高周波誘導加熱の調理装置について説明
する。図８は一般的高周波誘導加熱の調理装置の回路構
成を示すブロックダイアグラムである。この従来例は、
常用交流電源（例えば、110Vまたは220V) １と、常用交
流電源１からの電圧を整流する電圧整流素子としてのブ
リッジダイオード２と、ブリッジダイオード２を通じて
電圧が整流された直流電圧を平滑する平滑部３と、平滑
された直流電圧を駆動電圧として入力して高周波誘導加
熱信号を発生するワーキングコイル４と、ワーキングコ
イル４の両端間に接続される共振用コンデンサＣ3 と接
地間に接続されワーキングコイル４に駆動電圧として印
加される平滑化された直流電圧をスイッチングするため
のNPN 型バイポーラトランジスタＱ1 と、常用交流電源
１に接続され入力電流を検出する変流器５と、変流器５
により検出された電流に相応する電圧を発生する電圧発
生部６と、使用者の調節によって高周波加熱の出力を調
整するための信号を提供する出力調整部７と、反転入力
端子(-) に入力される電圧発生部６の出力信号と非反転
入力端子(+) に入力される出力調整部７の出力信号の差
を増幅するための演算増幅器８と、反転入力端子(-)に
入力される電圧発生部６の出力信号と基準電圧発生部９
a により非反転入力端子(+) に入力される設定された基
準電圧を比較する第１比較部９と、第１比較部９の出力
信号によって無能［disable]または有能[enable]にさ
れ、有能時に演算増幅器８の出力信号を積分するための
積分部10と、積分部10とは逆に第１比較部９の出力信号
によって無能または有能にされ、有能時に高周波誘導加
熱の調理装置の駆動開始信号を発生するスターティング
信号発生部11と、積分器10の出力信号の中、負(-) 電圧
を遮断させるダイオードＤ1 と、スターティング信号発
生部11の出力信号の中、負(-) 電圧を遮断させるダイオ
ードＤ2 と、ワーキングコイル４の駆動状態に相応する
同期信号を発生する同期信号発生部12と、同期信号が発
生する時ごとに基準信号として鋸歯波信号を発生する基
準信号発生部13と、非反転入力端子(+) を通じて入力さ
れるダイオードＤ1 との加算信号と反転入力端子(-) を
通じて入力する鋸歯波信号とを比較するための第２比較
部14と、第２比較部14の出力信号によってNPN 型バイポ
ーラトランジスタＱ1 のターンオンおよびターンオフを
制御する駆動制御部15とから成る高周波誘導加熱の調理
装置である。
【０００３】図８の回路構成による動作を説明すれば、
次の通りである。高周波誘導加熱の調理装置に常用交流
電源１が印加され、使用者によって出力調整部７が出力
調整信号を発生すると、変流器５を通じて電圧発生部６
に入力される電流は、初期電源の印加時には、零（zer
o) 状態であるので演算増幅器８は出力調整部７の出力
信号のみを増幅させる。これと同時に第１比較器９は、
反転入力端子(-) に零電圧が印加されるので、ハイレベ
ル信号を出力する。このハイレベル信号は、スターティ
ング信号発生部11に駆動信号として印加される共に積分
部10の無能信号として印加される。したがって、積分部
10は演算増幅器８の出力信号を積分しない、スターティ
ング信号発生部11は高周波誘導加熱の調理装置の駆動を
開始するためのスターティング信号を出力する。このス
ターティング信号は、ダイオードＤ2 を通じて第２比較
部14の非反転入力端子(+) に入力される。
次の通りである。高周波誘導加熱の調理装置に常用交流
電源１が印加され、使用者によって出力調整部７が出力
調整信号を発生すると、変流器５を通じて電圧発生部６
に入力される電流は、初期電源の印加時には、零（zer
o) 状態であるので演算増幅器８は出力調整部７の出力
信号のみを増幅させる。これと同時に第１比較器９は、
反転入力端子(-) に零電圧が印加されるので、ハイレベ
ル信号を出力する。このハイレベル信号は、スターティ
ング信号発生部11に駆動信号として印加される共に積分
部10の無能信号として印加される。したがって、積分部
10は演算増幅器８の出力信号を積分しない、スターティ
ング信号発生部11は高周波誘導加熱の調理装置の駆動を
開始するためのスターティング信号を出力する。このス
ターティング信号は、ダイオードＤ2 を通じて第２比較
部14の非反転入力端子(+) に入力される。
【０００４】一方、同期信号発生部12はワーキングコイ
ル４の両側端子間に接続されてワーキングコイル４に印
加される駆動電圧の変化に相応する同期信号を発生す
る。すなわち、NPN 型バイポーラトランジスタＱ1 がス
ターティング（ターンオンまたはターンオフ）される
と、ワーキングコイル４に印加する駆動電圧も変動され
る。同期信号の発生にしたがって基準信号発生部13は、
基準信号として鋸歯波信号を連続発生して第２比較部14
の反転入力端子(-) に提供する。この時、高周波誘導加
熱の調理装置の初期動作時には、第２比較部14は、ハイ
レベル信号を出力して駆動制御部１５としてNPN 型バイ
ポーラトランジスタＱ1 をターンオンする。以後、電圧
発生部６が、検出された電流に相応する電圧を出力し、
演算増幅器８は、出力調整部７の出力信号と電圧発生部
６の出力信号との差を増幅して出力する。この時、第１
比較器９は反転入力端子(-) に印加する電圧発生部６の
出力電圧が設定された基準電圧より大きくなると、ロー
レベル信号を出力し、このローレベル信号は積分部10の
有能信号として提供されると共にスターティング信号発
生部11の無能信号として提供される。したがって、積分
部10は演算増幅器８の出力信号を積分させ、積分値をダ
イオードＤ1 を通じて第２比較部14の非反転入力端子
(+) に提供する。結局、積分値の大きさは使用者の調節
によって出力調整部７から演算増幅器８の非反転入力端
子(+) に入力される出力調整信号にしたがって変化す
る。第２比較部14は、やはり基準信号である基準信号発
生部13の出力信号と積分部10の出力信号とを比較してハ
イレベル信号またはローレベル信号を駆動制御部15は第
２比較部14の出力信号にしたがってNPN 型バイポーラト
ランジスタＱ1 をターンオンまたはターンオフさせる。
NPN 型バイポーラトランジスタＱ1 がターンオンされる
と、平滑部３の出力信号がワーキングコイル４に駆動電
圧として印加され、ワーキングコイル４は高周波誘導加
熱信号を発生することとなる。この時、共振用コンデン
サＣ3 はNPN 型バイポーラトランジスタＱ1 がターンオ
フされる時、ワーキングコイル４に蓄積されたエネルギ
を共振することにより、ワーキングコイル４に印加され
た高い直流電圧を低下指せる役割を果たす。
ル４の両側端子間に接続されてワーキングコイル４に印
加される駆動電圧の変化に相応する同期信号を発生す
る。すなわち、NPN 型バイポーラトランジスタＱ1 がス
ターティング（ターンオンまたはターンオフ）される
と、ワーキングコイル４に印加する駆動電圧も変動され
る。同期信号の発生にしたがって基準信号発生部13は、
基準信号として鋸歯波信号を連続発生して第２比較部14
の反転入力端子(-) に提供する。この時、高周波誘導加
熱の調理装置の初期動作時には、第２比較部14は、ハイ
レベル信号を出力して駆動制御部１５としてNPN 型バイ
ポーラトランジスタＱ1 をターンオンする。以後、電圧
発生部６が、検出された電流に相応する電圧を出力し、
演算増幅器８は、出力調整部７の出力信号と電圧発生部
６の出力信号との差を増幅して出力する。この時、第１
比較器９は反転入力端子(-) に印加する電圧発生部６の
出力電圧が設定された基準電圧より大きくなると、ロー
レベル信号を出力し、このローレベル信号は積分部10の
有能信号として提供されると共にスターティング信号発
生部11の無能信号として提供される。したがって、積分
部10は演算増幅器８の出力信号を積分させ、積分値をダ
イオードＤ1 を通じて第２比較部14の非反転入力端子
(+) に提供する。結局、積分値の大きさは使用者の調節
によって出力調整部７から演算増幅器８の非反転入力端
子(+) に入力される出力調整信号にしたがって変化す
る。第２比較部14は、やはり基準信号である基準信号発
生部13の出力信号と積分部10の出力信号とを比較してハ
イレベル信号またはローレベル信号を駆動制御部15は第
２比較部14の出力信号にしたがってNPN 型バイポーラト
ランジスタＱ1 をターンオンまたはターンオフさせる。
NPN 型バイポーラトランジスタＱ1 がターンオンされる
と、平滑部３の出力信号がワーキングコイル４に駆動電
圧として印加され、ワーキングコイル４は高周波誘導加
熱信号を発生することとなる。この時、共振用コンデン
サＣ3 はNPN 型バイポーラトランジスタＱ1 がターンオ
フされる時、ワーキングコイル４に蓄積されたエネルギ
を共振することにより、ワーキングコイル４に印加され
た高い直流電圧を低下指せる役割を果たす。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述の
従来技術によれば、次のような問題点が発生する。従来
技術の高周波誘導加熱の調理装置は、入力される常用交
流電源の波形に関係なく高周波誘導加熱の調理装置の動
作が開始されていた。したがって変流器５と共に常用交
流電源１側に接続される負荷感知回路（図示せず）が負
荷量（すなわち、加熱容器の大小）を誤って判断する可
能性が高かった。一般に、ワーキングコイル４上側に大
きい加熱容器が載置されると、負荷量（すなわち、抵抗
値）は大きくなり、これにより常用交流電源１の電圧値
は大きくなる。したがって、常用交流電源１側の電流値
が大きくなり、負荷感知回路はワーキングコイル４の上
側に大きい加熱容器が載置されたことを認識することと
なる。これとは逆に、小さい加熱容器が載置されると、
常用交流電源１側の電流値は小さくなるので、負荷感知
回路はワーキングコイル４の上側に小さい加熱容器が載
置されたことを認識することとなる。例えば、小さい加
熱容器が載置され、駆動スターティング信号の発生によ
って高周波誘導加熱の調理装置が初期動作をする時、図
９のＰ1 点のような常用交流電源１の尖頭値が印加され
ると、ワーキングコイル４は直ちに高周波信号を発生す
ることとなり、常用交流電源１の入力側には大きい電流
が流れる。したがって、負荷感知回路は恰も大きい加熱
容器がワーキングコイル４上に載置されていることと誤
って判断することとなる。
従来技術によれば、次のような問題点が発生する。従来
技術の高周波誘導加熱の調理装置は、入力される常用交
流電源の波形に関係なく高周波誘導加熱の調理装置の動
作が開始されていた。したがって変流器５と共に常用交
流電源１側に接続される負荷感知回路（図示せず）が負
荷量（すなわち、加熱容器の大小）を誤って判断する可
能性が高かった。一般に、ワーキングコイル４上側に大
きい加熱容器が載置されると、負荷量（すなわち、抵抗
値）は大きくなり、これにより常用交流電源１の電圧値
は大きくなる。したがって、常用交流電源１側の電流値
が大きくなり、負荷感知回路はワーキングコイル４の上
側に大きい加熱容器が載置されたことを認識することと
なる。これとは逆に、小さい加熱容器が載置されると、
常用交流電源１側の電流値は小さくなるので、負荷感知
回路はワーキングコイル４の上側に小さい加熱容器が載
置されたことを認識することとなる。例えば、小さい加
熱容器が載置され、駆動スターティング信号の発生によ
って高周波誘導加熱の調理装置が初期動作をする時、図
９のＰ1 点のような常用交流電源１の尖頭値が印加され
ると、ワーキングコイル４は直ちに高周波信号を発生す
ることとなり、常用交流電源１の入力側には大きい電流
が流れる。したがって、負荷感知回路は恰も大きい加熱
容器がワーキングコイル４上に載置されていることと誤
って判断することとなる。
【０００６】他の従来例として、大きい加熱容器がワー
キングコイル４上に載置され、駆動スターティング信号
の発生によって高周波誘導加熱の調理装置が初期動作を
する時、図９のＰ2 点のような常用交流電源１の零ポイ
ントに近似した電圧が印加されると、ワーキングコイル
４は駆動されず、ワーキングコイル４上に大きい加熱容
器が載置されていても常用交流電源１側には電流が流れ
ない。したがって負荷感知回路は、ワーキングコイル４
上に加熱容器が載置されていないこと誤って判断するこ
ともある。また、加熱容器の有無に関係なく、駆動スタ
ーティング信号の発生によってNPN 型バイポーラトラン
ジスタＱ1 がターンオンされる時、常用交流電源１の零
ポイント電圧が印加されると、ワーキングコイル４が駆
動されないと共に負荷感知回路が加熱容器の有無を判断
できないという問題点もあった。
キングコイル４上に載置され、駆動スターティング信号
の発生によって高周波誘導加熱の調理装置が初期動作を
する時、図９のＰ2 点のような常用交流電源１の零ポイ
ントに近似した電圧が印加されると、ワーキングコイル
４は駆動されず、ワーキングコイル４上に大きい加熱容
器が載置されていても常用交流電源１側には電流が流れ
ない。したがって負荷感知回路は、ワーキングコイル４
上に加熱容器が載置されていないこと誤って判断するこ
ともある。また、加熱容器の有無に関係なく、駆動スタ
ーティング信号の発生によってNPN 型バイポーラトラン
ジスタＱ1 がターンオンされる時、常用交流電源１の零
ポイント電圧が印加されると、ワーキングコイル４が駆
動されないと共に負荷感知回路が加熱容器の有無を判断
できないという問題点もあった。
【０００７】本発明は上記問題点を解消するためのもの
で、常用交流電源１の零クロシングポイント(zero cros
sing point) から所定時間が経過された時点で、ワーキ
ングコイル４に駆動電流が印加されるようにして安定さ
れたスターティング動作を行うことができる高周波誘導
加熱の調理装置を提供することを目的とする。
で、常用交流電源１の零クロシングポイント(zero cros
sing point) から所定時間が経過された時点で、ワーキ
ングコイル４に駆動電流が印加されるようにして安定さ
れたスターティング動作を行うことができる高周波誘導
加熱の調理装置を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明によれば、入力検出手段は、印加される常用
交流電源側の電流を検出して、それに相応する電圧を出
力する。第１整流手段は印加される常用交流電源電圧を
して直流電圧を出力し、スターティング手段の直流電圧
が駆動電源としてワーキングコイルに印加されることを
スイッチングする。加熱コイルは直流電圧が印加される
と、加熱のための高周波信号を発生する。低電圧変換手
段は、印加される常用交流電源電圧を所定電圧に降下さ
せ、第２整流手段は降下された電圧を整流する。ゼロク
ロシング検出手段は第２整流手段の出力信号からゼロク
ロシング信号を出力し、遅延手段はゼロクロシング信号
を所定時間遅延させて出力する。出力調整手段は使用者
の調節によって出力調整電圧を発生する。差動増幅手段
は入力電圧検出手段の出力信号と出力調整手段の出力信
号とを差動増幅して出力し、積分手段は差動増幅手段の
出力信号ゐ積分する。第１比較手段は入力電圧検出手段
の出力信号と設定された基準電圧とを比較して所定レベ
ルの論理信号を出力し、スターティング信号発生手段は
この論理信号のレベルにしたがって無能状態または有能
状態にする。したがってどの時点で積分手段とスターテ
ィング信号発生手段とのいずれかが動作することとな
る。積分手段はスターティング信号発生手段とは逆に論
理信号のレベルにしたがって無能状態または有能状態に
なる。スターティング信号発生手段は有能状態になる
と、スターティング信号を発生し、論理積演算手段は遅
延手段の出力信号とスターティング信号とを論理積演算
して出力する。同期信号発生手段はワーキングコイルの
駆動状態にしたがって同期信号を発生し、基準信号発生
手段は同期信号を積分手段の出力信号またはスターティ
ング信号発生手段の出力信号に比較して所定レベルの論
理信号を出力し、駆動制御手段のレベルによってスター
ティング手段をターンオンまたはターンオフさせる。
に、本発明によれば、入力検出手段は、印加される常用
交流電源側の電流を検出して、それに相応する電圧を出
力する。第１整流手段は印加される常用交流電源電圧を
して直流電圧を出力し、スターティング手段の直流電圧
が駆動電源としてワーキングコイルに印加されることを
スイッチングする。加熱コイルは直流電圧が印加される
と、加熱のための高周波信号を発生する。低電圧変換手
段は、印加される常用交流電源電圧を所定電圧に降下さ
せ、第２整流手段は降下された電圧を整流する。ゼロク
ロシング検出手段は第２整流手段の出力信号からゼロク
ロシング信号を出力し、遅延手段はゼロクロシング信号
を所定時間遅延させて出力する。出力調整手段は使用者
の調節によって出力調整電圧を発生する。差動増幅手段
は入力電圧検出手段の出力信号と出力調整手段の出力信
号とを差動増幅して出力し、積分手段は差動増幅手段の
出力信号ゐ積分する。第１比較手段は入力電圧検出手段
の出力信号と設定された基準電圧とを比較して所定レベ
ルの論理信号を出力し、スターティング信号発生手段は
この論理信号のレベルにしたがって無能状態または有能
状態にする。したがってどの時点で積分手段とスターテ
ィング信号発生手段とのいずれかが動作することとな
る。積分手段はスターティング信号発生手段とは逆に論
理信号のレベルにしたがって無能状態または有能状態に
なる。スターティング信号発生手段は有能状態になる
と、スターティング信号を発生し、論理積演算手段は遅
延手段の出力信号とスターティング信号とを論理積演算
して出力する。同期信号発生手段はワーキングコイルの
駆動状態にしたがって同期信号を発生し、基準信号発生
手段は同期信号を積分手段の出力信号またはスターティ
ング信号発生手段の出力信号に比較して所定レベルの論
理信号を出力し、駆動制御手段のレベルによってスター
ティング手段をターンオンまたはターンオフさせる。
【０００９】
【作用】上記のように構成された本発明は、駆動スター
ティング信号が発生されると共にゼロクロシング検出信
号が所定時間遅延して出力され、その時点で加熱用のワ
ーキングコイルに駆動電圧が印加されるから、ワーキン
グコイルへの急激な駆動電流の流入や急激な駆動電流の
遮断が避けられ、ワーキングコイルを安定して動作させ
ることができる。さらに、常用交流電源の入力側からは
加熱容器の大きさである負荷量に比例した電流が流入す
ることになるので、この負荷た電流の大きさを検出する
ことから、別の制御される負荷感知回路は負荷である加
熱容器の大きさを正確に感知可能となる。
ティング信号が発生されると共にゼロクロシング検出信
号が所定時間遅延して出力され、その時点で加熱用のワ
ーキングコイルに駆動電圧が印加されるから、ワーキン
グコイルへの急激な駆動電流の流入や急激な駆動電流の
遮断が避けられ、ワーキングコイルを安定して動作させ
ることができる。さらに、常用交流電源の入力側からは
加熱容器の大きさである負荷量に比例した電流が流入す
ることになるので、この負荷た電流の大きさを検出する
ことから、別の制御される負荷感知回路は負荷である加
熱容器の大きさを正確に感知可能となる。
【００１０】
【実施例】本発明を図１ないし図７を参照して以下にに
示す実施例について詳細に説明する。例えば、110Vまた
は220Vの常用交流電源20の電源電圧を全波整流する整流
素子としての第１ブリッジダイオード30と、第１ブリッ
ジダイオード30を通じて電圧全波整流された直流電圧を
平滑化する平滑部40と、平滑化された直流電圧を駆動電
圧として高周波誘導加熱信号を発生する加熱コイルとし
てのワーキングコイル50と、ワーキングコイル50と接地
間に接続され、平滑化された直流電圧がワーキングコイ
ル50に印加されることをスイッチングするためのスイッ
チング素子としてのNPN 型絶縁ゲートバイポーラトラン
ジスタ(insulated gate bipolar transistor) Ｑ10と、
常用交流電源20に接続され、常用交流電圧の印加による
電流を検出してそれに相応する電圧を発生する入力電流
検出部60と、使用者の調節によって高周波誘導加熱の出
力を調節するための信号を提供する出力調整部70と、出
力調整部70の出力信号と入力電流検出部60の出力信号と
の差を増幅するための差動増幅部80と、入力電流検出部
60の出力信号が設定された第１基準電圧Ｖref1を比較す
る第１比較部90と、第１比較部90の出力信号によって無
能状態または有能状態にされ、有能状態時に、差動増幅
部80の出力信号を積分するための積分部100と、積分部1
00 とは逆に第１比較部90の出力信号によって有能状態
または無能状態にされ、有能状態の時、高周波誘導加熱
の調理装置の駆動スターティング信号を発生するスター
ティング信号発生部110 と、積分部100 の出力信号の
中、負(-) 電圧を遮断させる第１ダイオードＤ10と、ワ
ーキングコイル50の駆動状態に相応する同期信号を発生
する同期信号発生部120 と、同期信号の発生にしたがっ
て所定波形の基準信号（例えば鋸歯波信号）発生する基
準信号発生部130 と、常用交流電源20の電源電圧を所定
電圧に下降させるための低電圧変換器(low voltagetran
sformer)140と、低電圧変換器140 の出力電圧を全波整
流する第２ブリッジダイオード150 と、第２ブリッジダ
イオード150 の出力信号から一定の直流電圧Ｖccを発生
して装置各部に提供する定電圧発生部160 と、第２ブリ
ッジダイオード150 の出力信号からゼロクロシング信号
を検出するゼロクロシング信号検出部170 と、ゼロクロ
シング信号を所定時間（本実施例では約１μsec)遅延さ
せる遅延部180 と、スターティング信号発生部110 およ
び遅延部180 の出力信号を論理積論理演算して出力する
論理積論理演算部190 と、論理積論理演算部190 の出力
信号の中、負(-) 電圧を遮断させる第２ダイオードＤ20
と、高周波誘導加熱の調理装置の駆動初期時には第２ダ
イオードＤ20を通過した論理積論理演算部190 の出力信
号と所定波形の基準信号とを比較し、駆動初期以後には
第１ダイオードＤ10を通過した積分部100 の出力信号を
所定波形の基準信号とを比較して所定レベルの論理信号
を出力する第２比較部200 と、第２比較部200 の出力信
号にしたがってNPN 型絶縁ゲートバイポーラトランジス
タＱ10をターンオンまたはターンオフさせる駆動制御部
210 とを、それぞれ備えた高周波誘導加熱の調理装置で
ある。図２は本実施例に適用する110Vまたは220Vの常用
交流電源20の電源電圧波形における縦軸を電圧値、横軸
を時間としたときのピーク点(peak point)Ｐ1 およびゼ
ロクロッシング点(zero crossing point) Ｐ2 の説明図
である。そうして、平滑部40は、チョークコイルＣＨ
と、チョークコイルＣＨの一方側と接地間に並列接続さ
れた第１の平滑用コンデンサＣ10及びチョークコイルＣ
Ｈの他方側と接地間に並列接続された第２の平滑用コン
デンサＣ20とから成る。
示す実施例について詳細に説明する。例えば、110Vまた
は220Vの常用交流電源20の電源電圧を全波整流する整流
素子としての第１ブリッジダイオード30と、第１ブリッ
ジダイオード30を通じて電圧全波整流された直流電圧を
平滑化する平滑部40と、平滑化された直流電圧を駆動電
圧として高周波誘導加熱信号を発生する加熱コイルとし
てのワーキングコイル50と、ワーキングコイル50と接地
間に接続され、平滑化された直流電圧がワーキングコイ
ル50に印加されることをスイッチングするためのスイッ
チング素子としてのNPN 型絶縁ゲートバイポーラトラン
ジスタ(insulated gate bipolar transistor) Ｑ10と、
常用交流電源20に接続され、常用交流電圧の印加による
電流を検出してそれに相応する電圧を発生する入力電流
検出部60と、使用者の調節によって高周波誘導加熱の出
力を調節するための信号を提供する出力調整部70と、出
力調整部70の出力信号と入力電流検出部60の出力信号と
の差を増幅するための差動増幅部80と、入力電流検出部
60の出力信号が設定された第１基準電圧Ｖref1を比較す
る第１比較部90と、第１比較部90の出力信号によって無
能状態または有能状態にされ、有能状態時に、差動増幅
部80の出力信号を積分するための積分部100と、積分部1
00 とは逆に第１比較部90の出力信号によって有能状態
または無能状態にされ、有能状態の時、高周波誘導加熱
の調理装置の駆動スターティング信号を発生するスター
ティング信号発生部110 と、積分部100 の出力信号の
中、負(-) 電圧を遮断させる第１ダイオードＤ10と、ワ
ーキングコイル50の駆動状態に相応する同期信号を発生
する同期信号発生部120 と、同期信号の発生にしたがっ
て所定波形の基準信号（例えば鋸歯波信号）発生する基
準信号発生部130 と、常用交流電源20の電源電圧を所定
電圧に下降させるための低電圧変換器(low voltagetran
sformer)140と、低電圧変換器140 の出力電圧を全波整
流する第２ブリッジダイオード150 と、第２ブリッジダ
イオード150 の出力信号から一定の直流電圧Ｖccを発生
して装置各部に提供する定電圧発生部160 と、第２ブリ
ッジダイオード150 の出力信号からゼロクロシング信号
を検出するゼロクロシング信号検出部170 と、ゼロクロ
シング信号を所定時間（本実施例では約１μsec)遅延さ
せる遅延部180 と、スターティング信号発生部110 およ
び遅延部180 の出力信号を論理積論理演算して出力する
論理積論理演算部190 と、論理積論理演算部190 の出力
信号の中、負(-) 電圧を遮断させる第２ダイオードＤ20
と、高周波誘導加熱の調理装置の駆動初期時には第２ダ
イオードＤ20を通過した論理積論理演算部190 の出力信
号と所定波形の基準信号とを比較し、駆動初期以後には
第１ダイオードＤ10を通過した積分部100 の出力信号を
所定波形の基準信号とを比較して所定レベルの論理信号
を出力する第２比較部200 と、第２比較部200 の出力信
号にしたがってNPN 型絶縁ゲートバイポーラトランジス
タＱ10をターンオンまたはターンオフさせる駆動制御部
210 とを、それぞれ備えた高周波誘導加熱の調理装置で
ある。図２は本実施例に適用する110Vまたは220Vの常用
交流電源20の電源電圧波形における縦軸を電圧値、横軸
を時間としたときのピーク点(peak point)Ｐ1 およびゼ
ロクロッシング点(zero crossing point) Ｐ2 の説明図
である。そうして、平滑部40は、チョークコイルＣＨ
と、チョークコイルＣＨの一方側と接地間に並列接続さ
れた第１の平滑用コンデンサＣ10及びチョークコイルＣ
Ｈの他方側と接地間に並列接続された第２の平滑用コン
デンサＣ20とから成る。
【００１１】ワーキングコイル50の両端子間には、NPN
型絶縁ゲートバイポーラトランジスタＱ10のターンオフ
時、ワーキングコイル50に蓄積されたエネルギを共振さ
せて、ワーキングコイル50に発生された高電圧を一定の
電圧に低下させるための共振用コンデンサＣ30が接続さ
れる。NPN 型絶縁ゲートバイポーラトランジスタＱ10の
コレクタ(collector) とエミッタ(emitter) 間には逆方
向の電圧の発生防止のためのフリーホイールダイオード
(free wheeling diode) が接続される。入力電流検出部
60は、常用交流電源20の電流を検出する変流器ＣＴ10か
ら検出された電流に相応する電圧発生部60a から成る。
差動増幅部80は、入力電流検出部60の出力信号を反転入
力端子(-) に、出力調整部70の出力信号を非反転入力端
子(+) に入力させる負帰還演算増幅器ＯＰ1 とで構成さ
れる。出力調整部70は、直流電圧源Ｖccと、直流電圧源
Ｖcc［本実施例では12v]と接地間に接続された可変抵抗
ＶＲ10とからなる。第１比較器90は、基準電圧発生部90
a から第１基準電圧Ｖerf1を非反転入力端子(+) に、入
力電流検出部60の出力信号を反転入力端子(-) に入力す
る演算増幅器ＯＰ2 とからなる。第２比較器200 は、基
準電圧発生部130 から所定波形の基準信号を反転入力端
子(-) に、積分器100 の出力または論理積論理演算部19
0 の出力信号を非反転入力端子(+) に入力する演算増幅
器ＯＰ3 とからなる。図示されないが、基準電圧発生部
90a は直流電源と直流電源の転送を配分するための２つ
の抵抗からなる。また、NPN 型絶縁ゲートバイポーラト
ランジスタＱ10に代わりバイポーラ接合トランジスタ(b
ipolar junction transistor :BJT)またはＭＯＳ電界効
果トランジスタ(MOSFET)が使用されることもある。
型絶縁ゲートバイポーラトランジスタＱ10のターンオフ
時、ワーキングコイル50に蓄積されたエネルギを共振さ
せて、ワーキングコイル50に発生された高電圧を一定の
電圧に低下させるための共振用コンデンサＣ30が接続さ
れる。NPN 型絶縁ゲートバイポーラトランジスタＱ10の
コレクタ(collector) とエミッタ(emitter) 間には逆方
向の電圧の発生防止のためのフリーホイールダイオード
(free wheeling diode) が接続される。入力電流検出部
60は、常用交流電源20の電流を検出する変流器ＣＴ10か
ら検出された電流に相応する電圧発生部60a から成る。
差動増幅部80は、入力電流検出部60の出力信号を反転入
力端子(-) に、出力調整部70の出力信号を非反転入力端
子(+) に入力させる負帰還演算増幅器ＯＰ1 とで構成さ
れる。出力調整部70は、直流電圧源Ｖccと、直流電圧源
Ｖcc［本実施例では12v]と接地間に接続された可変抵抗
ＶＲ10とからなる。第１比較器90は、基準電圧発生部90
a から第１基準電圧Ｖerf1を非反転入力端子(+) に、入
力電流検出部60の出力信号を反転入力端子(-) に入力す
る演算増幅器ＯＰ2 とからなる。第２比較器200 は、基
準電圧発生部130 から所定波形の基準信号を反転入力端
子(-) に、積分器100 の出力または論理積論理演算部19
0 の出力信号を非反転入力端子(+) に入力する演算増幅
器ＯＰ3 とからなる。図示されないが、基準電圧発生部
90a は直流電源と直流電源の転送を配分するための２つ
の抵抗からなる。また、NPN 型絶縁ゲートバイポーラト
ランジスタＱ10に代わりバイポーラ接合トランジスタ(b
ipolar junction transistor :BJT)またはＭＯＳ電界効
果トランジスタ(MOSFET)が使用されることもある。
【００１２】図２は、図１におけるゼロクロシング検出
部170 の一実施例を示す詳細回路図である。図２におい
て、ゼロクロシング検出部170 は、第２ブリッジダイオ
ード150 の出力側と接地間に順次直列接続される２つの
抵抗Ｒ10, Ｒ20、及び約12V の直流電圧源Ｖcc、並びに
直流電圧源Ｖccと接地間に順次直列接続される２つの抵
抗Ｒ30, Ｒ40をそれぞれ備え、そして抵抗Ｒ30とＲ40間
に反転入力端子(-) が接続され、抵抗Ｒ30とＲ40間に非
反転入力端子(+) が接続される演算増幅器ＯＰ4 とから
なる。
部170 の一実施例を示す詳細回路図である。図２におい
て、ゼロクロシング検出部170 は、第２ブリッジダイオ
ード150 の出力側と接地間に順次直列接続される２つの
抵抗Ｒ10, Ｒ20、及び約12V の直流電圧源Ｖcc、並びに
直流電圧源Ｖccと接地間に順次直列接続される２つの抵
抗Ｒ30, Ｒ40をそれぞれ備え、そして抵抗Ｒ30とＲ40間
に反転入力端子(-) が接続され、抵抗Ｒ30とＲ40間に非
反転入力端子(+) が接続される演算増幅器ＯＰ4 とから
なる。
【００１３】図３は図１における遅延部180 の一実施例
を示した詳細回路図である。図３において、遅延部180
は、一方側がゼロクロシング検出部170 の出力側に接続
される抵抗Ｒ50、及び抵抗Ｒ50の他方側と接地間に接続
されるコンデンサＣ40、並びに12V の直流電圧源Ｖccと
接地間に接続される２つの抵抗Ｒ60, Ｒ70、さらに非反
転入力端子(+) が抵抗Ｒ50とコンデンサＣ40の接続点に
され、反転入力端子(-) が抵抗Ｒ60抵抗Ｒ70間に接続さ
れる演算増幅器ＯＰ5 と、さらにまた演算増幅器ＯＰ5
の出力側に接続される負電圧遮断用ダイオードＤ40とか
ら成る。しかして、図３でのコンデンサＣ40と抵抗Ｒ50
は積分器を構成している。
を示した詳細回路図である。図３において、遅延部180
は、一方側がゼロクロシング検出部170 の出力側に接続
される抵抗Ｒ50、及び抵抗Ｒ50の他方側と接地間に接続
されるコンデンサＣ40、並びに12V の直流電圧源Ｖccと
接地間に接続される２つの抵抗Ｒ60, Ｒ70、さらに非反
転入力端子(+) が抵抗Ｒ50とコンデンサＣ40の接続点に
され、反転入力端子(-) が抵抗Ｒ60抵抗Ｒ70間に接続さ
れる演算増幅器ＯＰ5 と、さらにまた演算増幅器ＯＰ5
の出力側に接続される負電圧遮断用ダイオードＤ40とか
ら成る。しかして、図３でのコンデンサＣ40と抵抗Ｒ50
は積分器を構成している。
【００１４】図３は、図１におけるスターティング信号
発生部110 の一実施例を示した詳細回路図である。この
スターティング信号発生部110 は、直流電圧源Ｖcc、及
び直流電圧源Ｖccと接地間に直列接続される２つの抵抗
Ｒ90，Ｒ100 、並びにアノードが第１比較部90の出力側
に接続された負電圧遮断用ダイオードＤ50、さらに抵抗
90と抵抗Ｒ100 間に非反転入力端子(+) が接続された演
算増幅器ＯＰ6 、さらにまたダイオードＤ50のカソード
と演算増幅器ＯＰ6 の非反転入力端子(+) が出力側間に
接続された抵抗Ｒ110 、及び演算増幅器ＯＰ6 の反転入
力端子(-) と出力側間に接続された抵抗Ｒ120 、並びに
演算増幅器ＯＰ6 の反転入力端子(-) と接地間に接続さ
れたコンデンサＣ50とで構成される。
発生部110 の一実施例を示した詳細回路図である。この
スターティング信号発生部110 は、直流電圧源Ｖcc、及
び直流電圧源Ｖccと接地間に直列接続される２つの抵抗
Ｒ90，Ｒ100 、並びにアノードが第１比較部90の出力側
に接続された負電圧遮断用ダイオードＤ50、さらに抵抗
90と抵抗Ｒ100 間に非反転入力端子(+) が接続された演
算増幅器ＯＰ6 、さらにまたダイオードＤ50のカソード
と演算増幅器ＯＰ6 の非反転入力端子(+) が出力側間に
接続された抵抗Ｒ110 、及び演算増幅器ＯＰ6 の反転入
力端子(-) と出力側間に接続された抵抗Ｒ120 、並びに
演算増幅器ＯＰ6 の反転入力端子(-) と接地間に接続さ
れたコンデンサＣ50とで構成される。
【００１５】図５は、図１における論理積論理演算部19
0 の一実施例を示した詳細回路図である。その論理積論
理演算部190 は、直流電圧Ｖcc、及び直流電圧Ｖccと接
地間に直列接続される２つの抵抗Ｒ140 ，Ｒ150 、並び
にスターティング信号発生部110の出力側と接地間に直
列接続される２つの抵抗Ｒ160 ，Ｒ170 、さらに非反転
入力端子(+) が抵抗Ｒ160 と抵抗Ｒ170 間に接続され、
反転入力端子(-) が抵抗Ｒ140 と抵抗Ｒ150 間に接続さ
れた演算増幅器ＯＰ7 の非反転入力端子(+) に接続され
た抵抗Ｒ130 、さらにまた演算増幅器ＯＰ7 の非反転入
力端子(+) と出力側間に接続されたヒステレシス抵抗Ｒ
180 とから構成される。
0 の一実施例を示した詳細回路図である。その論理積論
理演算部190 は、直流電圧Ｖcc、及び直流電圧Ｖccと接
地間に直列接続される２つの抵抗Ｒ140 ，Ｒ150 、並び
にスターティング信号発生部110の出力側と接地間に直
列接続される２つの抵抗Ｒ160 ，Ｒ170 、さらに非反転
入力端子(+) が抵抗Ｒ160 と抵抗Ｒ170 間に接続され、
反転入力端子(-) が抵抗Ｒ140 と抵抗Ｒ150 間に接続さ
れた演算増幅器ＯＰ7 の非反転入力端子(+) に接続され
た抵抗Ｒ130 、さらにまた演算増幅器ＯＰ7 の非反転入
力端子(+) と出力側間に接続されたヒステレシス抵抗Ｒ
180 とから構成される。
【００１６】図６は、図１における定電圧発生部160 の
一実施例を示した詳細回路図である。この定電圧発生部
160 は、アノードがブリッジダイオード150 の出力側に
接続された負電圧遮断用ダイオードＤ30のカソードと接
地間に接続される平滑用コンデンサＣ60、及びダイオー
ドＤ30のカソード側に接続される電圧安定用レギュレー
タ［regulator]ＩＣ10と、並びにレギュレータＩＣ10の
出力側と接地間に接続されるコンデンサＣ70を備えたも
のである。
一実施例を示した詳細回路図である。この定電圧発生部
160 は、アノードがブリッジダイオード150 の出力側に
接続された負電圧遮断用ダイオードＤ30のカソードと接
地間に接続される平滑用コンデンサＣ60、及びダイオー
ドＤ30のカソード側に接続される電圧安定用レギュレー
タ［regulator]ＩＣ10と、並びにレギュレータＩＣ10の
出力側と接地間に接続されるコンデンサＣ70を備えたも
のである。
【００１７】以下、図１ないし図６の回路構成による動
作を、各部波形図である図７を参照して説明する。図１
において、高周波誘導加熱の調理装置に常用交流電源(1
10v/220v) 20が印加され、使用者が出力調整器70を通じ
て所望する出力調整信号を発生すると、変流器60を通じ
て入力電流検出部60に入力される電流は初期電源の印加
時には、「零」状態である。したがって、差動増幅部80
である負帰還演算増幅器ＯＰ1 は、出力調節部70の出力
信号のみを増幅させる。これと同時に第１比較部90は、
反転入力端子(-) に「零」状態が印加されるので、ハイ
レベル信号を出力する。このハイレベル信号は積分部10
0 には不能状態信号として使用され、スターティング信
号発生部110 には有能状態信号として使用される。
作を、各部波形図である図７を参照して説明する。図１
において、高周波誘導加熱の調理装置に常用交流電源(1
10v/220v) 20が印加され、使用者が出力調整器70を通じ
て所望する出力調整信号を発生すると、変流器60を通じ
て入力電流検出部60に入力される電流は初期電源の印加
時には、「零」状態である。したがって、差動増幅部80
である負帰還演算増幅器ＯＰ1 は、出力調節部70の出力
信号のみを増幅させる。これと同時に第１比較部90は、
反転入力端子(-) に「零」状態が印加されるので、ハイ
レベル信号を出力する。このハイレベル信号は積分部10
0 には不能状態信号として使用され、スターティング信
号発生部110 には有能状態信号として使用される。
【００１８】一方、第１ブリッジダイオード30は、常用
交流電源20の電圧は電圧全波整流させ、平滑部40は電圧
整流された直流電圧を平滑化させる。平滑化された直流
電圧はスイッチング素子としてのNPN 型絶縁ゲートバイ
ポーラトランジスタＱ10がターンオンされる時、ワーキ
ングコイル50に駆動電圧として印加される。また、常用
交流電源20は低電圧変換器140 を通じて所定電圧として
下降された後、第２ブリッジダイオード150 を通じて電
圧全波整流される。第２ブリッジダイオード150 を通じ
て出力される直流電圧は、図２で示したゼロクロッシン
グ検出部170 の抵抗Ｒ10，Ｒ20によって分配されら後、
演算増幅器ＯＰ4 の反転入力端子(-) に印加される。演
算増幅器ＯＰ4 の非反転入力端子(+) には約12V の直流
電圧Ｖccを抵抗Ｒ30, Ｒ40に分配した電圧が基準電圧と
して印加される。演算増幅器ＯＰ4 は、２つの入力信号
を比較してゼロクロッシング検出信号を出力し、このゼ
ロクロッシング検出信号は図３に示すように遅延部180
に入力される。遅延部180 の抵抗Ｒ50とコンデンサＣ40
は、このゼロクロッシング検出信号を積分し、この積分
値は演算増幅器ＯＰ5 の非反転入力端子(+) に印加され
る。演算増幅器ＯＰ5 の反転入力端子(-) には、直流電
圧Ｖccを抵抗Ｒ60, Ｒ70に分配した電圧が基準電圧とし
て印加される。遅延部180 の演算増幅器ＯＰ5 は、２つ
の入力信号を比較して所定時間（本実施例では、約１μ
sec)遅延されたゼロクロッシング検出信号を出力する。
この時、ダイオードＤ40は負(-) 電圧を遮断する。
交流電源20の電圧は電圧全波整流させ、平滑部40は電圧
整流された直流電圧を平滑化させる。平滑化された直流
電圧はスイッチング素子としてのNPN 型絶縁ゲートバイ
ポーラトランジスタＱ10がターンオンされる時、ワーキ
ングコイル50に駆動電圧として印加される。また、常用
交流電源20は低電圧変換器140 を通じて所定電圧として
下降された後、第２ブリッジダイオード150 を通じて電
圧全波整流される。第２ブリッジダイオード150 を通じ
て出力される直流電圧は、図２で示したゼロクロッシン
グ検出部170 の抵抗Ｒ10，Ｒ20によって分配されら後、
演算増幅器ＯＰ4 の反転入力端子(-) に印加される。演
算増幅器ＯＰ4 の非反転入力端子(+) には約12V の直流
電圧Ｖccを抵抗Ｒ30, Ｒ40に分配した電圧が基準電圧と
して印加される。演算増幅器ＯＰ4 は、２つの入力信号
を比較してゼロクロッシング検出信号を出力し、このゼ
ロクロッシング検出信号は図３に示すように遅延部180
に入力される。遅延部180 の抵抗Ｒ50とコンデンサＣ40
は、このゼロクロッシング検出信号を積分し、この積分
値は演算増幅器ＯＰ5 の非反転入力端子(+) に印加され
る。演算増幅器ＯＰ5 の反転入力端子(-) には、直流電
圧Ｖccを抵抗Ｒ60, Ｒ70に分配した電圧が基準電圧とし
て印加される。遅延部180 の演算増幅器ＯＰ5 は、２つ
の入力信号を比較して所定時間（本実施例では、約１μ
sec)遅延されたゼロクロッシング検出信号を出力する。
この時、ダイオードＤ40は負(-) 電圧を遮断する。
【００１９】一方、高周波誘導加熱の調理装置の初期駆
動時、スターティング信号発生部110 に能動状態信号
［例えば、ハイレベル信号］が印加されると、このハイ
レベル信号は図４の負(-) 電圧遮断用ダイオードＤ50お
よび抵抗Ｒ80を通じて演算増幅器ＯＰ60の反転入力端子
(-) に入力される。演算増幅器ＯＰ60の非反転入力端子
(+) には直流電圧Ｖccを抵抗Ｒ90，抵抗Ｒ100 に分配さ
れた電圧が基準電圧として印加される。演算増幅器ＯＰ
6 は、２つの入力信号を比較する。この時、フィードバ
ック抵抗Ｒ110 ，抵抗Ｒ120 により演算増幅器ＯＰ60は
発振し、周期的にハイレベル信号およびローレベル信号
を繰り返し出力する。演算増幅器ＯＰ60を通じて繰り返
し出力されるハイレベル信号およびローレベル信号は、
スターティング信号として負(-) 電圧遮断用ダイオード
Ｄ60を通じて論理積論理演算部190に入力される。
動時、スターティング信号発生部110 に能動状態信号
［例えば、ハイレベル信号］が印加されると、このハイ
レベル信号は図４の負(-) 電圧遮断用ダイオードＤ50お
よび抵抗Ｒ80を通じて演算増幅器ＯＰ60の反転入力端子
(-) に入力される。演算増幅器ＯＰ60の非反転入力端子
(+) には直流電圧Ｖccを抵抗Ｒ90，抵抗Ｒ100 に分配さ
れた電圧が基準電圧として印加される。演算増幅器ＯＰ
6 は、２つの入力信号を比較する。この時、フィードバ
ック抵抗Ｒ110 ，抵抗Ｒ120 により演算増幅器ＯＰ60は
発振し、周期的にハイレベル信号およびローレベル信号
を繰り返し出力する。演算増幅器ＯＰ60を通じて繰り返
し出力されるハイレベル信号およびローレベル信号は、
スターティング信号として負(-) 電圧遮断用ダイオード
Ｄ60を通じて論理積論理演算部190に入力される。
【００２０】図５に示した論理積論理演算部190 の抵抗
Ｒ160 ，抵抗Ｒ170 により分配されたスターティング信
号および抵抗Ｒ130 を通じて入力される遅延部180 の出
力信号は加算されて、演算増幅器ＯＰ7 の非反転入力端
子(+) に印加される。演算増幅器ＯＰ7 の反転入力端子
(-) には直流電圧Ｖccを抵抗Ｒ140 ，抵抗Ｒ150 に分配
した電圧が基準電圧として印加される。演算増幅器ＯＰ
7 は２つの入力信号を比較して所定レベルの論理信号を
図１の負(-) 電圧遮断用ダイオードＤ20を通じて、第２
比較部200 を演算増幅器ＯＰ3の非反転入力端子(+) に
出力する。ここで、論理積論理演算部190 は遅延部180
の出力信号およびスターティング信号発生部110 の出力
信号が全てハイレベル信号の場合のみ、基準信号より大
きくなってハイレベル信号を出力するようになってい
る。すなわち、スターティング信号が発生し、これと同
時に常用交流電源20の電源電圧のゼロクロシング点に１
μsec ［マイクロ秒］経過された時点において、論理積
論理演算部190 はハイレベル信号を出力する。高周波誘
導加熱の調理装置の初期動作時、第１比較部90のハイレ
ベル信号により積分部100 は無能状態であるので、負
(-) 電圧遮断用ダイオードＤ10にはどの信号も出力され
ない。しかし、初期動作以後は、入力電流検出部60の出
力信号が、基準電圧発生部Ｖref1より大きくなると、反
対に第１比較部90はローレベル信号によりスターティン
グ信号発生部110 は無能状態になり、積分部100 は有能
状態になる。したがって、この場合には積分部100 の出
力信号がダイオードＤ10を通じて、演算増幅器ＯＰ3 の
非反転入力端子(+) に印加される。
Ｒ160 ，抵抗Ｒ170 により分配されたスターティング信
号および抵抗Ｒ130 を通じて入力される遅延部180 の出
力信号は加算されて、演算増幅器ＯＰ7 の非反転入力端
子(+) に印加される。演算増幅器ＯＰ7 の反転入力端子
(-) には直流電圧Ｖccを抵抗Ｒ140 ，抵抗Ｒ150 に分配
した電圧が基準電圧として印加される。演算増幅器ＯＰ
7 は２つの入力信号を比較して所定レベルの論理信号を
図１の負(-) 電圧遮断用ダイオードＤ20を通じて、第２
比較部200 を演算増幅器ＯＰ3の非反転入力端子(+) に
出力する。ここで、論理積論理演算部190 は遅延部180
の出力信号およびスターティング信号発生部110 の出力
信号が全てハイレベル信号の場合のみ、基準信号より大
きくなってハイレベル信号を出力するようになってい
る。すなわち、スターティング信号が発生し、これと同
時に常用交流電源20の電源電圧のゼロクロシング点に１
μsec ［マイクロ秒］経過された時点において、論理積
論理演算部190 はハイレベル信号を出力する。高周波誘
導加熱の調理装置の初期動作時、第１比較部90のハイレ
ベル信号により積分部100 は無能状態であるので、負
(-) 電圧遮断用ダイオードＤ10にはどの信号も出力され
ない。しかし、初期動作以後は、入力電流検出部60の出
力信号が、基準電圧発生部Ｖref1より大きくなると、反
対に第１比較部90はローレベル信号によりスターティン
グ信号発生部110 は無能状態になり、積分部100 は有能
状態になる。したがって、この場合には積分部100 の出
力信号がダイオードＤ10を通じて、演算増幅器ＯＰ3 の
非反転入力端子(+) に印加される。
【００２１】一方、同期信号発生部120 はNPN 型絶縁ゲ
ートバイポーラトランジスタＱ10のターンオンまたはタ
ーンオフにより、ワーキングコイル50から同期信号を発
生にしたがって基準信号として鋸歯波信号の演算増幅器
ＯＰ7 の反転入力端子(-) に出力する。演算増幅器ＯＰ
7 は入力された２つの入力信号を比較して所定レベルの
論理信号を出力し、これらの中で駆動制御部210 は演算
増幅器ＯＰ7 から出力される信号にしたがってNPN 型絶
縁ゲートバイポーラトランジスタＱ10をターンオンまた
はターンオフさせる。NPN 型絶縁ゲートバイポーラトラ
ンジスタＱ10のターンオンにより、平滑部40の出力信号
はワーキングコイル50に駆動電圧として印加され、ワー
キングコイル50は高周波誘導の加熱新信号を発生する。
共振用コンデンサＣ30は、このNPN 型絶縁ゲートバイポ
ーラトランジスタＱ10のターンオフ時、ワーキングコイ
ル50に発生された電圧を低下する。
ートバイポーラトランジスタＱ10のターンオンまたはタ
ーンオフにより、ワーキングコイル50から同期信号を発
生にしたがって基準信号として鋸歯波信号の演算増幅器
ＯＰ7 の反転入力端子(-) に出力する。演算増幅器ＯＰ
7 は入力された２つの入力信号を比較して所定レベルの
論理信号を出力し、これらの中で駆動制御部210 は演算
増幅器ＯＰ7 から出力される信号にしたがってNPN 型絶
縁ゲートバイポーラトランジスタＱ10をターンオンまた
はターンオフさせる。NPN 型絶縁ゲートバイポーラトラ
ンジスタＱ10のターンオンにより、平滑部40の出力信号
はワーキングコイル50に駆動電圧として印加され、ワー
キングコイル50は高周波誘導の加熱新信号を発生する。
共振用コンデンサＣ30は、このNPN 型絶縁ゲートバイポ
ーラトランジスタＱ10のターンオフ時、ワーキングコイ
ル50に発生された電圧を低下する。
【００２２】また、図６に示した定電圧発生部160 のダ
イオードＤ70は、第２ブリッジダイオード150 の出力の
中で、負(-) 電圧を遮断し、コンデンサＣ60はダイオー
ドＤ70の出力信号を平滑化させる。レギュレータＩＣ10
は平滑化された直流電圧を安定化させた後、コンデンサ
Ｃ70に蓄積された直流電圧Ｖccは各構成要素の直流電源
として供給される。各地点の信号波形は図７に図示され
るところであり、図７(a) は図２のａ点における信号、
すなわち、第２整流手段（ブリッジダイオード）の出力
電圧を抵抗Ｒ10，抵抗Ｒ20により分配された電圧と、図
２における直流電圧Ｖccと抵抗Ｒ30，抵抗Ｒ40により発
生される基準電圧を示したものである。図７(b) は、図
２のｃ点における信号波形で、ゼロクロッシング検出信
号を示したものである。図７(c) は、図３のｄ点および
ｅ点における信号波形で、ゼロクロッシング検出信号を
抵抗Ｒ50およびコンデンサＣ40により積分された信号
と、直流電源Ｖccおよび抵抗Ｒ60，Ｒ70により発生され
た基準電圧を示したものである。図７(d) は、図３のｆ
点における信号波形で、ゼロクロッシング検出信号の出
力を所定時間遅延させたものである。図７(e) は、図４
のｇ点における信号波形で、周期的に発信されるスター
ティング信号を示したものである。図７(f) は、図５の
ｈ点における信号波形で、スターティング信号が遅延部
180 の出力信号に同期した状態の信号を示したものであ
る。
イオードＤ70は、第２ブリッジダイオード150 の出力の
中で、負(-) 電圧を遮断し、コンデンサＣ60はダイオー
ドＤ70の出力信号を平滑化させる。レギュレータＩＣ10
は平滑化された直流電圧を安定化させた後、コンデンサ
Ｃ70に蓄積された直流電圧Ｖccは各構成要素の直流電源
として供給される。各地点の信号波形は図７に図示され
るところであり、図７(a) は図２のａ点における信号、
すなわち、第２整流手段（ブリッジダイオード）の出力
電圧を抵抗Ｒ10，抵抗Ｒ20により分配された電圧と、図
２における直流電圧Ｖccと抵抗Ｒ30，抵抗Ｒ40により発
生される基準電圧を示したものである。図７(b) は、図
２のｃ点における信号波形で、ゼロクロッシング検出信
号を示したものである。図７(c) は、図３のｄ点および
ｅ点における信号波形で、ゼロクロッシング検出信号を
抵抗Ｒ50およびコンデンサＣ40により積分された信号
と、直流電源Ｖccおよび抵抗Ｒ60，Ｒ70により発生され
た基準電圧を示したものである。図７(d) は、図３のｆ
点における信号波形で、ゼロクロッシング検出信号の出
力を所定時間遅延させたものである。図７(e) は、図４
のｇ点における信号波形で、周期的に発信されるスター
ティング信号を示したものである。図７(f) は、図５の
ｈ点における信号波形で、スターティング信号が遅延部
180 の出力信号に同期した状態の信号を示したものであ
る。
【００２３】
【発明の効果】以上述べたように構成された本発明によ
れば、スターティング信号が発生され、これとともにゼ
ロクロッシング検出信号が所定時間遅延された時点で、
ワーキングコイルに駆動電圧が印加される。したがっ
て、ワーキングコイルの急激な駆動、または駆動不能の
ような難点が解消されてワーキングコイルを安定に動作
することができる。また、常用交流電源の入力側には加
熱容器の大きさ、すなわち負荷量に比例する電流が発生
することとなるので、この電流の大きさを検出すること
により、別の制御される負荷感知回路は負荷である加熱
容器の大きさを正確に感知することができるという特段
の効果を奏することができる。
れば、スターティング信号が発生され、これとともにゼ
ロクロッシング検出信号が所定時間遅延された時点で、
ワーキングコイルに駆動電圧が印加される。したがっ
て、ワーキングコイルの急激な駆動、または駆動不能の
ような難点が解消されてワーキングコイルを安定に動作
することができる。また、常用交流電源の入力側には加
熱容器の大きさ、すなわち負荷量に比例する電流が発生
することとなるので、この電流の大きさを検出すること
により、別の制御される負荷感知回路は負荷である加熱
容器の大きさを正確に感知することができるという特段
の効果を奏することができる。
【図１】本発明の一実施例としての電気的回路構成を示
すブロック図。
すブロック図。
【図２】図１におけるゼロクロッシング検出部の一実施
例を表す詳細な回路結線図。
例を表す詳細な回路結線図。
【図３】図１における遅延部の一実施例を示す詳細な回
路結線図。
路結線図。
【図４】図１におけるスターティング信号発生部の一実
施例を表す詳細な回路結線図。
施例を表す詳細な回路結線図。
【図５】図１における論理積論理演算部の一実施例を示
す詳細な回路結線図。
す詳細な回路結線図。
【図６】図１における定電圧発生部の一実施例を表す詳
細な回路結線図。
細な回路結線図。
【図７】図２ないし図６の各部における信号を示す電圧
波形図である。
波形図である。
【図８】従来の高周波誘導加熱の調理装置の電気的回路
構成を示すブロック図。
構成を示すブロック図。
【図９】初期の常用交流電源電圧の入力を説明するため
の交流電圧の波形図。
の交流電圧の波形図。
20 常用交流電源 30 第１ブリッジダイオード 40 平滑部 50 ワーキングコイル 60 入力電流検出部 70 出力調整部 80 差動増幅器 90 第１比較器 100 積分部 110 スターティング信号発生部 120 同期発生部 130 基準発生部 140 低電圧変換部 150 第２ブリッジダイオード 160 定電圧発生部 170 ゼロクロッシング検出部 180 遅延部 190 論理積論理演算部 200 第２比較部 210 駆動制御部
Claims (21)
- 【請求項１】常用交流電源電圧を整流する第１整流手段
と、 第１整流手段の出力電圧を駆動電源として高周波誘導加
熱信号を発生するワーキングコイルと、 駆動制御信号によってワーキングコイルに駆動電源とし
て印加される第１整流手段の出力電圧をスイッチングす
るスイッチング手段と、 前記常用交流電源電圧を所定電圧に下降させる低電圧変
換手段と、 低電圧変換手段の出力電圧を整流する第２整流手段と、 常用交流電源側の電流を検出し、それに相応する電圧を
発生する入力電流検出手段と、 使用者の調節によって出力調節信号を発生する出力調節
手段と、 出力調節手段の出力信号と入力電流検出手段の出力信号
との差を増幅する差動増幅手段と、 入力調節手段の出力信号と設定された基準信号とを比較
する第１比較手段と、 第１比較手段の出力信号により無能または有能にされ、
有能時、差動増幅手段の出力信号を積分する積分手段
と、 第１比較手段の出力信号により積分手段とは逆に無能ま
たは有能にされ、有能時、高周波誘導加熱の調理装置の
駆動スターティング信号を発生するスターティング信号
発生手段と、 第２整流手段の出力信号のゼロクロッシングポイントで
ゼロクロッシング信号を発生するゼロクロッシング検出
手段と、 前記ゼロクロッシング信号を所定時間遅延させる遅延手
段と、 スターティング信号発生手段の出力信号と遅延手段の出
力信号とを論理積論理演算する論理積論理演算手段と、 前記スイッチング手段のターンオンまたはターンオフに
よりワーキングコイルで検出される信号を同期信号とし
て出力する同期信号発生手段と、 前記同期信号の発生により所定波形の基準信号を発生す
る基準信号発生手段と、 基準信号発生手段の出力信号と積分手段または論理積論
理演算手段の出力信号とを比較する第２比較手段と、 第２比較手段の出力信号により前記スイッチング手段の
ターンオンまたはターンオフを制御する駆動制御信号を
発生する駆動制御手段とをそれぞれ含むことを特徴とす
る高周波誘導加熱の調理装置。 - 【請求項２】ワーキングコイルの両側端子間には、前記
スイッチング手段のターンオフ時、ワーキングコイルに
蓄積されたエネルギを共振させて除去することにより、
ワーキングコイルの電圧を低下させるための共振用コン
デンサがさらに含まれることを特徴とする請求項１記載
の高周波誘導加熱の調理装置。 - 【請求項３】スイッチング手段には、逆電圧の発生を遮
断するためのフリーホィールダイオードがさらに含まれ
ることを特徴とする請求項１記載の高周波誘導加熱の調
理装置。 - 【請求項４】第２整流手段の出力電圧から安定化された
直流電源を得て、これで直流電力を蓄積して高周波誘導
加熱の調理装置の各構成要素に提供する定電圧発生手段
をさらに含まれることを特徴とする請求項１記載の高周
波誘導加熱の調理装置。 - 【請求項５】定電圧発生手段は、第２整流手段の出力電
圧の中、負電圧を遮断するダイオードと、 前記ダイオードの出力電圧を平滑化させる平滑用コンデ
ンサと、 平滑用コンデンサの出力電圧を安定化させる調整器と、 調整器の出力電圧を他の各構成要素に提供するために蓄
積するコンデンサとを含むことを特徴とする請求項４記
載の高周波誘導加熱の調理装置。 - 【請求項６】出力調整手段は、 直流電源と、 使用者の調節により直流電源の大きさを可変出力するた
めの可変抵抗とを含むことを特徴とする請求項１記載の
高周波誘導加熱の調理装置。 - 【請求項７】スイッチング手段は、絶縁ゲートバイポー
ラトランジスタ、バイポーラ接合トランジスタおよびＭ
ＯＳ電界効果トランジスタのいずれかであることを特徴
とする請求項１記載の高周波誘導加熱の調理装置。 - 【請求項８】前記差動増幅手段は、非反転入力端子を通
じて出力手段の出力信号を入力し、反転入力端子を通じ
て入力電流検出手段の出力信号を入力する負帰還演算増
幅器であることを特徴とする請求項１記載の高周波誘導
加熱の調理装置。 - 【請求項９】第１比較手段は、 設定された基準電圧を発生する基準電圧発生部と、 非反転入力端子を通じて前記基準電圧を入力し、反転入
力端子を通じて差動増幅手段の出力信号を入力する演算
増幅器とを含むことを特徴とする請求項１記載の高周波
誘導加熱の調理装置。 - 【請求項１０】基準電圧発生部は、 直流電源と、 直流電源からの直流電圧を分配する２つの抵抗とを含む
ことを特徴とする請求項１記載の高周波誘導加熱の調理
装置。 - 【請求項１１】第２比較手段は、 反転入力端子を通じて基準電圧発生手段の出力信号を入
力し、非反転入力端子を通じて論理積論理演算手段また
は積分手段の出力信号を入力する演算増幅器を含むこと
を特徴とする請求項１記載の高周波誘導加熱の調理装
置。 - 【請求項１２】積分手段の出力側および論理積論理演算
手段の出力側には各負電圧を遮断するためのダイオード
をさらに含まれることを特徴とする請求項１記載の高周
波誘導加熱の調理装置。 - 【請求項１３】第１整流手段とワーキングコイル間に
は、整流された電圧を平滑化させる平滑部がさらに含ま
れることを特徴とする請求項１記載の高周波誘導加熱の
調理装置。 - 【請求項１４】平滑部は、 第１整流手段とワーキングコイル間に接続されたチョー
クコイルと、 チョークコイルの一方側と接地間に接続された第１の平
滑用コンデンサと、 チョークコイルの他方側と接地間に接続された第２の平
滑用コンデンサとを含むことを特徴とする請求項１３記
載の高周波誘導加熱の調理装置。 - 【請求項１５】入力電流検出手段は、 常用交流電源側に接続された変流器と、 変流器から検出された電流に相応する電圧を発生する電
圧発生部とを含むことを特徴とする請求項１記載の高周
波誘導加熱の調理装置。 - 【請求項１６】第１整流手段および第２整流手段は、電
圧整流のためのブリッジダイオードであることを特徴と
する請求項１記載の高周波誘導加熱の調理装置。 - 【請求項１７】ゼロクロッシング検出手段であるゼロク
ロッシング検出器は、 第２整流手段の出力側と接地間に順次直列接続される第
１抵抗および第２抵抗と、 直流電圧源と、 直流電圧源と接地間に接続される第３抵抗および第４抵
抗と、 第１抵抗および第２抵抗間に反転入力端子が接続され、
第３抵抗と第４抵抗間に非反転入力端子が接続される演
算増幅器とを含むことを特徴とする請求項１記載の高周
波誘導加熱の調理装置。 - 【請求項１８】遅延手段は、 一方側がゼロクロッシング検出手段の出力側に接続され
る第１抵抗と、 第１抵抗の他方側と接地間に接続されるコンデンサと、 直流電源と、 直流電源と接地間に直列接続される第２抵抗および第３
抵抗と、 非反転入力端子が第１抵抗とコンデンサの接続点に接続
され、反転入力端子が第２抵抗と第３抵抗間に接続され
る演算増幅器と、 演算増幅器の出力側に接続される負電圧遮断用のダイオ
ードとを含むことを特徴とする請求項１記載の高周波誘
導加熱の調理装置。 - 【請求項１９】スターティング信号発生手段は、 直流電源と、 直流電源と接地間に直列接続された第１抵抗および第２
抵抗と、 アノードが第１比較手段の出力側に接続された負電圧遮
断用ダイオードと、 第１抵抗と第２抵抗間に非反転入力端子が接続された演
算増幅器と、 ダイオードのカソードと前記演算増幅器の反転入力端子
間に接続された第３抵抗と、 前記演算増幅器の非反転入力端子と出力側間に接続され
た第４抵抗と、 前記演算増幅器の反転入力端子と接地間に直列接続され
た第５抵抗と、 演算増幅器の反転入力端子と接地間に直列接続されたコ
ンデンサとを含むことを特徴とする請求項１記載の高周
波誘導加熱の調理装置。 - 【請求項２０】論理積論理演算手段は、 直流電源と、 直流電源と接地間に直列接続された第１抵抗および第２
抵抗と、 スターティング信号発生手段の出力側と接地間に接続さ
れた第３抵抗および第４抵抗と、 非反転入力端子が第３抵抗と第４抵抗に接続され、反転
入力端子が第１抵抗と第２抵抗間に接続された演算増幅
器と、 遅延手段の出力側と前記演算増幅器の非反転入力端子間
に接続された第５抵抗と、 前記演算増幅器の非反転入力端子と出力側間に接続され
たヒステレシス抵抗とを含むことを特徴とする請求項１
記載の高周波誘導加熱の調理装置。 - 【請求項２１】ゼロクロッシング検出信号が遅延手段を
通じて遅延される時間を約１マイクロ秒であることを特
徴とする請求項１記載の高周波誘導加熱の調理装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR18744/1991 | 1991-10-24 | ||
| KR1019910018744A KR940004040B1 (ko) | 1991-10-24 | 1991-10-24 | 유도가열 조리기의 부하 감지회로 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05217666A JPH05217666A (ja) | 1993-08-27 |
| JPH07101634B2 true JPH07101634B2 (ja) | 1995-11-01 |
Family
ID=19321703
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4283195A Expired - Fee Related JPH07101634B2 (ja) | 1991-10-24 | 1992-10-21 | 高周波誘導加熱の調理装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5376775A (ja) |
| JP (1) | JPH07101634B2 (ja) |
| KR (1) | KR940004040B1 (ja) |
| DE (1) | DE4236067C2 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
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| US5648008A (en) * | 1994-11-23 | 1997-07-15 | Maytag Corporation | Inductive cooking range and cooktop |
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| KR101927737B1 (ko) * | 2016-11-16 | 2018-12-11 | 엘지전자 주식회사 | 조리용기감지장치, 조리용기감지방법 및 유도가열조리기 |
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