JPS6368143A - 電子走査型超音波診断装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔概要〕 電子走査型超音波診断装置の受信回路において、アナロ
グ遅延回路が持つ超音波周波数の中心周波数が高くなる
程高価となる点と、ディジタル遅延回路が持つ高速のＡ
／Ｄ変換回路が高価である点を解決するため、トランス
デユーサの複数の振動子を二つに分け、−組の振動子群
はアナログ遅延回路で必要とする遅延時間を与え、他の
一組は一定時間ディジタル遅延回路で補い、残りの遅延
時間をアナログ遅延回路で遅延させることで、アナログ
遅延回路の遅延時間を短くし、ディジタル遅延回路のＡ
／Ｄ変換回路を一つとして、経済的な受信回路とした。

〔産業上の利用分野〕 本発明は受信回路を簡易化した電子走査型超音波診断装
置に関する。

超音波診断装置にはトランスデユーサの振動子を複数個
並べ、所謂電子走査方式を用いて振動子を走査すること
で、開口部を広くした電子走査型超音波診断装置がある
。この電子走査型超音波診断装置は超音波中心周波数を
高（することで、画質の向上を図る努力が常になされて
いるが、この時問題となるのは受信回路に使用されるア
ナログ遅延回路である。

コイルとコンデンサを用いるアナログ遅延回路は、高い
周波数まで遅延させる場合、素子数が多くなって遅延回
路が太き（なり高価となる。又画質を向上させるため、
トランスデユーサの振動子を増加して、開口部を広くす
る場合、遅延する時間が長くなるため、遅延回路を多く
必要とする。

従って、画質が良く、且つ経済的な電子走査型超音波診
断装置を提供するこめには、受信回路を簡易化すること
が必要である。

〔従来の技術〕

第６図は従来の受信回路の一例を示すブロック図である
。

第６図（ａ）はアナログ遅延回路を用いた受信回路を示
す、トランスデユーサの各振動子から受信された超音波
の反射波は、夫々増幅回路１　、　２　、−５３に入力
し、増幅された後アナログ遅延回路４゜５、−・−９６
に夫々入力する。

アナログ遅延回路４〜６は夫々超音波を受信した振動子
に対応して、必要とする時間入力信号を遅延させ、アナ
ログ加算回路７に送出する。アナログ加算回路７から送
出された信号はアナログ処理回路で処理された後、表示
部に送出される。

第６図（ｂ）は超音波受信信号をディジタル化し、シフ
トレジスタを用いて遅延させた受信回路を示す。

各振動子が受信した超音波受信信号は、増幅回路８．９
．−．１０に夫々入力して増幅され、Ａ／Ｄ変換回路１
１．　１２．−１１３に夫々入力する。ここで、アナロ
グ信号からディジタル信号に変換された後、シフトレジ
スタ１．４，１５．・・・。

１６に夫々入力して、超音波を受信した振動子に対応し
て、夫々必要とする時間遅延させられる。

シフトレジスタ１４〜１６から送出されたディジタル信
号はディジタル加算回路１７で加算され、ディジタル処
理回路で処理された後、表示部に送出される。

〔発明が解決しようとする問題点〕

第６図（ａ）はアナログ遅延回路を使用し、且つ個々の
振動子の受信した信号が必要とする遅延時間を夫々にア
ナログ遅延回路で作成するため、素子数が増加し、高価
となるという問題がある。

又第６図（ｂｌは高速のＡ／Ｄ変換回路が高価であり、
特にドプラ効果を利用した血流速度情報を得るために、
充分なピント長を持つＡ／Ｄ変換回路を使用する場合、
更に高価となるが、この高価なＡ／Ｄ変換回路を振動子
の数だけ使用するため、非常に高価となるという問題が
ある。

Ｃ問題点を解決するための手段〕 第１図は本発明の原理ブロック図である。

振動子群１８はトランスデユーサの複数の振動子を略半
分に分割した一組で、例えば他の一組の振動子群１９に
比し、受信した信号が必要とする遅延時間が短くて良い
振動子の集合である。

この振動子群１８の丙辰も短い遅延時間を与えれば良い
振動子から最も長い遅延時間を与えねばならない振動子
までの各振動子が受信した信号は、夫々アナログ遅延手
段２０で必要とする遅延時間だけ遅延し、電圧圧縮回路
２２に入力して振幅の大きい信号に比し、振幅の小さい
信号が大きな増幅度を与えられて選択手段２４に入る。

選択手段２４は電圧圧縮手段２２の出力をそのまま加算
手段２８に送出する。

振動子群１９の丙辰も短い遅延時間を与えれば良い振動
子から最も長い遅延時間を与えねばならない振動子まで
の各振動子が受信した信号は、夫々アナログ遅延手段２
１で必要とする遅延時間より一定時間短い遅延時間だけ
遅延し、電圧圧縮回路２３に入力して振幅の大きい信号
に比し１、振幅の小さい信号が大きな増幅度を与えられ
て選択手段２４に入る。選択手段２４は電圧圧縮手段２
３の出力をディジタル遅延手段２５に送出する。

電圧圧縮手段２３の出力はここでディジタル値に変換さ
れ、振動子群１９の各振動子の受信信号は総て一定時間
の遅延を与えられた後、変換手段２６でアナログ値に変
換され、バンドパスフィルタ２７に入り、超音波信号帯
域以外の周波数を除去される。そして、加算手段２８に
送出され、振動子群１８の受信した信号と加算される。

〔作用〕

ディジタル遅延手段２５はアナログ遅延手段２１が与え
る遅延時間が不足する分補うため、振動子群１９が受信
した信号の必要とする夫々の総遅延時間を得ることが出
来る。従って、加算手段２８により振動子群１８の受信
信号と加算された時、受信回路として必要な遅延時間を
与えられた超音波受信信号を得ることが出来る。

アナログ遅延手段２０及び２）の遅延時間は小さくて良
いため、小型となって経済的であり、ディジタル遅延手
段２５は高価なＡ／Ｄ変換回路が一つで良く、又変換手
段２６のＤ／Ａ変換回路も一つで良いため経済的な受信
回路を構成することが出来る。

又、電圧圧縮手段２２と２３は受猶信号レベルの小さい
血流信号と、通常の反射波の信号レベルとの差が大きい
が、このレベル差を圧縮することで、ディジタル遅延手
段２５の量子化ノイズの影響を除去することが出来る。

又、バンドパスフィルタ２７は余分な周波数を除去する
ため、ディジタル遅延手段２５のＡ／Ｄ変換回路や、変
換手段２６のＤ／Ａ変換回路のビット長を等価的に１〜
２ビット分向上させることが出来る。

〔実施例〕

第２図は本発明の一実施例を示す回路のブロック図で、
第３図は第２図の動作を説明する図である。

増幅回路２９には振動子群１８の内遅延時間の最も短く
て良い振動子の受信した信号が入り、第３図■に示す如
く遅延回路３１により遅延する。

又増幅回路３０には振動子群１８の内遅延時間が最も長
い振動子の受信した信号が入り、第３図■に示す如く遅
延回路３２により遅延する。

遅延回路３１〜３２により夫々必要とする遅延時間が与
えられた受信信号は、アナログ加算回路３３で加算され
、電圧圧縮回路３４で振幅の大きい信号は小さい増幅度
で増幅され、振幅の小さい例えば血流信号は大きな増幅
度で増幅される。これは通常の反射信号に対し、血流信
号は１００ｄＢもの差があるからである。

スイッチ３５は実線に示す如く接続されており、電圧圧
縮回路３４の出力はアナログ加算回路４７に送出される
。

増幅回路３６には振動子群１９の内遅延時間の最も短く
て良い振動子の受信した信号が入り、第３図■に示す如
（遅延回路３８により遅延する。

又増幅回路３７には振動子群１９の内遅延時間が最も長
い振動子の受信した信号が入り、第３図■に示す如く遅
延回路３９により遅延する。

遅延回路３８〜３９により夫々必要とする遅延時間より
、一定時間少ない遅延時間が与えられた受信信号は、ア
ナログ加算回路４０で加算され、電圧圧縮回路４１で振
幅の大きい信号は小さい増幅度で増幅され、振幅の小さ
い血流信号は大きな増幅度で増幅される。

スイッチ４２は実線に示す如く接続されており、電圧圧
縮回路４）の出力はＡ／Ｄ変換回路４３に送出され、デ
ィジタル値に変換された後、シフトレジスタ４４で第３
図■の斜線で示す範囲の如く一定時間遅延し、Ｄ／Ａ変
換回路４５で又ディジタル値に変換される。

Ｄ／Ａ変換回路４５でディジタル値に変換された受信信
号は、バンドパスフィルタ４６で超音波周波数帯域以外
の周波数を除去され、アナログ加算回路４７で振動子群
１８の受信した信号と加算される。

スイッチ３５と４２は振動子群１８と１９の構成が前記
と入れ換わった場合、点線で示す如く切替えられる。

第４図は第２図電圧圧縮回路３４及び４）の一例を示す
回路のブロック図である。

例えば２０ｄＢで利得が制限されるリミ−／　）増幅回
路４８と４９を接続し、リミット増幅回路４８の入力信
号と出力信号及びリミット増幅回路４９の出力信号を夫
々加算回路５０で加算する。このようにすると、通常の
反射波の受信信号と血流信号の差の１００ｄＢが圧縮さ
れ、高速のＡ／Ｄ変換回路４３は１２ビツトで７０ｄＢ
程度のＳ／Ｎしがないが、このノイズの影響を避けて、
血流信号を検出することが出来る。

第５図はバンドパスフィルタ４６の特性を説明する図で
ある。

第５図（ａ）は超音波周波数帯域の状態を示し、第５図
（ｂ）はこの超音波周波数を抽出するバンドパスフィル
タ４６の減衰特性である０例えば５メガヘルツの中心周
波数を持つ超音波トランスデユーサを利用する場合、Ａ
／Ｄ変換回路４３のサンプリング周波数は少なくとも１
５〜２０メガヘルツ程度が必要である。

従ってナイキスト理論通りとすると、Ｄ／Ａ変換回路４
５の出力には、サンプリング周波数の半分までの周波数
の信号を通過させるローパスフィルタを設けることで良
いが、超音波周波数帯域以外の信号は不要なためバンド
パスフィルタとする。

こうすることにより、Ａ／Ｄ変換回路４３及びＤ／Ａ変
換回路４５のビット数を等価的に１〜２ビツト向上させ
ることが出来る。

〔発明の効果〕

以上説明した如く、本発明はアナログ遅延手段の遅延時
間を短くすることが可能なため、アナログ遅延手段を小
型として経済的にすることが出来ると共に、ディジタル
遅延手段も高価なＡ／Ｄ変換回路を一つとすることが可
能で経済的な受信回路を提供出来る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の原理ブロック図、 第２図は本発明の一実施例を示す回路のブロック図、 第３図は第２図の動作を説明する図、 第４図は電圧圧縮回路の一例を示すブロック図、第５図
はバンドパスフィルタの特性を説明する図、第６図は従
来の受信回路の一例を示すブロック図である。 図において、 １．２．３．８，９．１０．２９．３０．３６．３７は
増幅回路、４．５．６はアナログ遅延回路、 ７．３３．４０．４７はアナログ加算回路、１１、１２
．１３．４３はＡ／Ｄ変換回路、１４、１５．１６．４
４はシフトレジスタ、１７はディジタル加算回路、 １８、１９は振動子群、２０．２１はアナログ遅延手段
、２２．２３は電圧圧縮手段、 ２４は選択手段、　　２５はディジタル遅延手段、２６
は変換手段、　　２７．４６はバンドパスフィルタ、２
８は加算手段、　　３１，３２．３８．３９は遅延回路
、３４．４１は電圧圧縮回路、 ３５．４２はスイッチ、４５はＤ／Ａ変換回路、４８．
４９はリミット増幅回路、 ５０は加算回路である。 誉２　配ど）勧ヂ′Ｐ　Ｅ　首酋ｋｌυ丁望璽、る　Ｃ
つ多３２ 守斤月４色冨じ冬の一多１］と示すブロック図チ　４　
（２） バ〉ト′パス２イｊし９バーＴｒｌ牛ｌ剃司を多ｚ斉　
５２

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）トランスデューサの複数の振動子を遅延時間の大
   小に応じて二組の振動子群（１８）（１９）に分割し、
   各振動子が受信する超音波信号を夫々の振動子に対応し
   て必要とする時間遅延させる電子走査型超音波診断装置
   の受信回路において、 前記二組の振動子群（１８）（１９）の内必要とする遅
   延時間の少ない一組の振動子群（１８）の受信した信号
   が必要とする遅延時間を与える第１のアナログ遅延手段
   （２０）と、 他の一組の振動子群（１９）の受信した信号に対して必
   要とする遅延時間から一定時間を引いた残り時間だけ遅
   延させる第２のアナログ遅延手段（２１）と、該一定時
   間を遅延させるディジタル遅延手段（２５）と、 該ディジタル遅延手段（２５）の出力をアナログ値に変
   換する変換手段（２６）と、 前記変換手段（２６）の出力と前記第１のアナログ遅延
   手段（２０）の出力を加算する加算手段（２８）と、前
   記第２のアナログ遅延手段（２１）の出力を前記ディジ
   タル遅延手段（２５）に接続し、前記第１のアナログ遅
   延手段（２０）の出力を、前記加算手段（２８）に接続
   する選択手段（２４）とを設け、 前記遅延時間の少ない一組の振動子群（１８）の出力は
   前記第１のアナログ遅延手段（２０）のみを経由して、
   前記加算手段（２８）に送出し、他の一組の振動子群（
   １９）の出力は、前記第２のアナログ遅延手段（２１）
   と前記ディジタル遅延手段（２５）を経由して、前記加
   算手段（２８）に送出することを特徴とする電子走査型
   超音波診断装置
2. （２）上記二つのアナログ遅延手段（２０）（２１）と
   上記選択手段（２４）との間に夫々電圧圧縮手段（２２
   ）（２３）を設けたことを特徴とする特許請求の範囲第
   １項記載の電子走査型超音波診断装置。
3. （３）上記変換手段（２６）と上記加算手段（２８）と
   の間にバンドパスフィルタ（２７）を設けたことを特徴
   とする特許請求の範囲第１項記載の電子走査型超音波診
   断装置。