JP2008178470A - 超音波診断装置 - Google Patents

Abstract

【課題】感度のよいハーモニックイメージング画像を得ると共に、装置が大型化せず、コストの上昇を抑えることのできる超音波診断装置を提供することである。
【解決手段】受信エコー信号に含まれる高調波成分を映像化する診断モードを備える超音波診断装置に於いて、周波数可変型のミキサ３３₁ ，３３₂ ，…，３３_n で入力信号の周波数が変換される。そして、周波数変換された入力信号は、バンドパスフィルタ３４₁ ，３４₂ ，…，３４_n にて、その基本波成分が帯域外信号として除去され、周波数変換された映像化したい高調波成分が通過帯域に通されるようにして抽出される。
【選択図】 図５

Description

本発明は超音波診断装置に関し、より詳細には受信エコー信号に含まれる２次高調波成分を映像化する診断モードを備える超音波診断装置に関するものである。

近年、受信エコー信号に含まれる高調波成分を映像化する技術が開発されてきている。ハーモニックイメージングと総称されるそれらの技術は、実用化普及しているものとして次のように大別される。

（ｉ）生体組織の、音波伝播媒質としての非線形性により、伝播音波自体に生じる高調波成分を映像化する、いわゆるティシュハーモニックイメージング（ＴＨＩ）
（ii）微小気泡を造影剤として用いて、音波によりそれらが発生する高調波成分を映像化する、いわゆるコントラストハーモニックイメージング
例えば、前者については、下記非特許文献１に記載されている。前記ＴＨＩについて説明すると、音波のある媒質中の伝播速度は、厳密にいうと一定でなく、音圧（或いは等価的に媒質の振動速度）に依存する。圧力が正（媒質が密になる方向）では速く、負（同じく疎になる方向）では遅くなる傾向がある。例えば、音源が歪みのない音波を発したとすると、音源付近の音波の時間波形と周波数特性は、図１０（ａ）及び（ｂ）に示される模式図のようになる。しかしながら、音源から離れた位置での音波の時間波形と周波数特性は、図１１（ａ）及び（ｂ）に示される模式図のように、音波波形が歪んでくる。尚、図１０及び図１１の（ｂ）に示される周波数特性は必ずしも（ａ）の時間波形に正確に一致するものではない。

波形が歪むと、基本波の整数倍の周波数にも信号成分を持つようになる。つまり、高調波成分が発生する。この高調波成分、多くの場合、２次高調波成分を用いてＢモード像を構築するのが前記ＴＨＩである。

では、このような影像法では何が良くなるかというと、次のように説明されている。すなわち、上述したような高調波成分の発生は、音圧の２乗に比例する。そのため、送信フォーカスの合った（すなわち音圧が大きい）、本来映像化したいところでより多く発生し、反射してくる。この場合、フォーカスしていない部分からの情報が受信ビームに含まれる割合が相対的に小さくなるので、より虚像の少ない画像を提供できることになる。言い換えると、超音波ビームの指向性により、基本波映像法ではある程度避けられなかったサイドローブの影響が、より小さくなり、より高分解能の画像を提供できるようになる。

このような画像を得るための受信信号処理の方法として、下記１）、２）の方法が開発されている。尚、ここからは２次高調波成分を映像化することを前提として説明する。

１）フィルタ法
基本コンセプトとしては比較的単純であり、図１２に示されるように、受信信号に含まれる２次高調波成分をフィルタ等で抽出し、画像を構築するものである。

２）パルスサブトラクション（或いはパルスインバージョン）法
２回の送受信により２次高調波成分のみ抽出した１本のビームを得る技術である。図１３に示されるように、２回目の送信パルスの極性を１回目のそれと反転させ、結果として得られる受信信号どうしを足し合わせることによって実現する。これは、基本波成分どうしは極性が逆であるため相殺されるが、音波伝播途中に発生する２次高調波成分は位相が合うため強調されることから可能になる。

このうち、２）の方法は、次の理由により、特に腹部領域での診断に多用されている。

先ず、元来の送信信号に既に含まれている（音波の伝播過程で発生したものでない）２次高調波成分をキャンセル可能なことがあげられる。図１０の模式図には、音源付近の音波として全く高調波成分のないものが示されているが、実際には歪の全くない音波を送信するのは不可能で、ある程度高調波成分を含むことになる。それはフォーカス及び組織情報に関係がないので、映像化には不要な成分であるが、このパルスサブトラクション法ではキャンセル可能である。

また、加算により受信２次高調波成分は強調されるので、信号対ノイズ比（ＳＮＲ）の観点でも有利である。

しかしながら、１本の受信ビームを得るのに２回の送受信が必要なことが不利な点となる。これは、ある単位の画像（例えば２Ｄ像ならばある時相に於ける２次元画像１枚）を得るために、従来の２倍の時間が必要なことを意味している。このため、動きを見ることも重要な循環器領域での診断には応用が難しいものとなっている。

そこで、速度（或いは高フレームレート）が要求される診断には、フィルタ法が採用されることになる。フィルタ法は、従来のハードウエアアーキテクチャを利用し、図１４に示されるように実現可能である。

図１４に於いて、入力信号は複数のプリアンプ１₁ ，１₂ ，…，１_n とアナログ−デジタル（Ａ／Ｄ）変換器（ＡＤＣ）２₁ ，２₂ ，…，２_n にてアナログ処理が施され、デジタルビームフォーマ３によりデジタル処理が施される。そして、デジタルミキサ４₁ ，４₂ 及びローパスフィルタ（ＬＰＦ）５₁ ，５₂ より受信２次高調波成分が得られる。

従来、デジタルミキサでベースバンドに周波数変換するのはω_C まわりの基本波成分であったところを、ここでは２ω_C にして２次高調波成分を抽出する。周波数変換された不要成分、すなわち元の基本波成分や高周波側に変換された映像化に用いられない元２次高調波成分等は、ローパスフィルタで除去される（図１５参照）。デジタルミキサとローパスフィルタにより、図１２に示されるようなフィルタ効果を実現させることになる。

しかしながら、この方法には次の課題がある。音波の伝播過程で発生する２次高調波成分は、基本波に比べてごく小さいものである。信号処理回路で扱う信号の振幅は、デジタルミキサの入力まで基本波成分で占められることになる。一方、感度にとって重要なのはＳＮＲであり、これを最大化するため、各処理部にて飽和を生じさせない範囲で付加可能な最大のゲインをかけながら処理を行うことになるが、その制約は基本波成分の振幅で決定される。前記ゲインが２次高調波成分に対しても十分であれば問題ないが、一般にそうではない。具体的には、Ａ／Ｄ変換器での量子化ノイズが、２次高調波成分に対しては無視できないものになり、結果として得られた画像の感度は必ずしも良好なものにならないものであった。

この状況を改善するための１方法が、下記特許文献１に記載されている。これは、アナログ信号処理の段階で２次高調波成分を抽出するハイパスフィルタを適用し、もって基本波成分を除去し、Ａ／Ｄ変換器前に２次高調波成分に対して十分なゲインを付加できるようにするものである。

図１６は、こうした従来のフィルタ法による画像を高感度化するための回路の構成を示した図である。

図１６に於いて、第１アンプ８₁ ，８₂ ，…，８_n は１段目の増幅器であり、入力信号に対し適当なゲインを付与し、後段回路が有するノイズによるノイズ劣化を抑える。次に、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）９₁ ，９₂ ，…，９_n により、必要のない基本波成分が除去される。このＨＰＦ９₁ ，９₂ ，…，９_n で信号の大部分を占める基本波成分が除去されるため、飽和に関するゲインマージンは大きくなる。そこで、２段目の増幅器である第２アンプ１０₁ ，１０₂ ，…，１０_n にて更にゲインを付与し、２次高調波成分が十分な振幅でＡ／Ｄ変換器１１₁ ，１１₂ ，…，１１_n に入力されるようにする。

図１６に於いて、２段目の増幅器である第２アンプ１０₁ ，１０₂ ，…，１０_n の入力時点では、ハイパスフィルタ９₁ ，９₂ ，…，９_n により基本波成分は除去されているため、信号成分としては微弱な高調波成分が残るのみとなる。したがって、第２アンプ１０₁ ，１０₂ ，…，１０_n に於いては、それらが飽和しない範囲で適切なゲインを高調波成分に付与することが可能となり、後段のＡ／Ｄ変換器の限られたダイナミックレンジを最大限に利用できるようになる。結果として、ノイズ劣化のより小さい信号処理が可能になるため、感度のよい画像を提供できるようになる。
日本超音波医学会、「基礎技術研究会資料」、Ｖｏｌ．９８ Ｎｏ．３ 特開２００１−１７００５５号公報

しかしながら、上述した特許文献１に記載の方法にも課題がある。上述した基本波周波数（及び高調波周波数）はプローブに固有のものであり、プローブが変わればそれらも一般的に変わる。したがって、ハイパスフィルタ９₁ ，９₂ ，…，９_n には、特性（カットオフ周波数）が可変であるようなものを採用する必要がある。

カットオフ可変型フィルタの構成法としては、次のものが考えられる。
ａ）いくつかの異なるカットオフ周波数を有するフィルタを並列に構成し、プローブによって切り替える。
ｂ）フィルタ構成要素の定数を何らかの手段で変えられる素子を用いる。
前記ｂ）として採用可能なものとしては可変容量ダイオードがあり、前記特許文献１にもそれを用いてフィルタを構成する例が示されている。

しかしながら、何れの方法も、回路規模を大きくしてしまい、必要なコストが増えてしまう。また、該フィルタはチャンネル毎に必要になるため、例えば、１２８チャンネルシステムの場合、そこでのコスト増が１２８倍かかることになる。更に、構成要素であるインダクタやキャパシタのアナログ素子は、ある物理的大きさを持つため、実装面積という点でも不利である。それが限られる小型装置では、回路を実装スペースに収めることができないという問題も生じる可能性がある。

このように、従来の方法に於ける課題は、まず既存のハードウェア回路でハーモニックイメージングフィルタ法を行おうとすれば、十分な感度を得ることが難しくなり、また、感度アップを実現するための方法を実行すれば、無視できないコスト増をまねくというものであった。

したがって本発明は前記課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、感度のよいハーモニックイメージング画像を得ると共に、装置が大型化せず、コストの上昇を抑えることのできる超音波診断装置を提供することである。

すなわち本発明は、受信エコー信号に含まれる所定の周波数成分を映像化する診断モードを備える超音波診断装置であって、周波数可変型ミキサ及び該ミキサで周波数変換された所定の成分を帯域外信号として除去し、該周波数変換された映像化したい周波数成分を通過帯域に通すバンドパスフィルタで行って、前記映像化したい周波数成分を抽出することを特徴とする。

また、本発明は、受信エコー信号に含まれる所定の周波数成分を映像化する診断モードを備える超音波診断装置であって、前記受信エコー信号の所定の成分を帯域外に、且つ該所定の成分の映像化したい周波数成分を前記帯域内に変換する周波数変換手段と、前記周波数変換手段で変換された映像化したい周波数成分を前記帯域内に通過させるバンドパスフィルタと、を具備することを特徴とする。

更に、本発明は、受信エコー信号に基づいて映像化する診断モードを備える超音波診断装置であって、所望の遅延特性に合わせた位相信号に基づいて、前記受信エコー信号の映像化したい周波数帯域を中間周波領域に変換する複数の周波数変換手段と、前記複数の周波数変換手段で変換された前記中間周波領域の各信号を加算する加算手段と、前記加算手段で加算された映像化したい周波数帯域を前記帯域内に通過させるバンドパスフィルタと、を具備することを特徴とする。

本発明によれば、感度のよいハーモニックイメージング画像を得ると共に、装置が大型化せず、コストの上昇を抑えることのできる超音波診断装置を提供することができる。

以下、図面を参照して本発明の実施形態を説明する。

本発明の基本となる考え方は、Ａ／Ｄ変換時点での限られたダイナミックレンジを有効に使いきるために、映像化したい２次高調波成分に対するゲインを十分なものにして、ノイズ劣化を抑えることにある。これをコストの上昇を抑えて実現するために、本発明ではアナログ信号処理部を図１に示されるように構成する。

すなわち、入力信号に適切なゲインを付与する１段目の増幅器である第１アンプ２１と、不要な高周波成分を除去するローパスフィルタ（ＬＰＦ）２２と、基本波の除去を行うためのミキサ２３及びバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２４と、２段目の増幅器である第２アンプ２５と、Ａ／Ｄ変換器２６とを有して構成される。

ミキサ２３によって、入力信号の基本波及び２次高調波成分が、それぞれＢＰＦ２４の通過帯域外、及び通過帯域内に周波数変換されるようになっている。第１アンプ２１及び第２アンプ２５の役割は、図１６に示される第１アンプ８₁ ，８₂ ，…，８_n 及び第２アンプ１０₁ ，１０₂ ，…，１０_n と同じである。ＬＰＦ２２は、ミキサ２３での、いわゆる折り返りノイズを抑制するためのものであり、ミキサ２３とＬＯ（Ｌｏｃａｌ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）信号（掛け算をするためのリファレンス信号）の種類によっては必ずしも必須ではない。

従来、可変カットオフハイパスフィルタで行っていた基本波の除去は、本実施形態では、ミキサ２３と特性固定のバンドパスフィルタ２４で行われる。ミキサのいわゆるＬＯ信号の周波数を適当に選択して、基本波成分をＢＰＦ２４の通過帯域の外へ、且つ、２次高調波成分を通過帯域内へそれぞれ周波数変換することにより、２次高調波成分の抽出が可能となる。図示されないプローブによって異なってくる基本波周波数への対応は、このＬＯ信号の周波数を制御変更することによって行う。

次に、図１に示される回路の動作について、周波数領域に於ける信号を基に、図２を参照して説明する。

先ず、ＢＰＦ２４の中心周波数を、図２（ｂ）に示されるように、ここでは仮に５ＭＨｚに設定する。また、図２（ａ）に示されるように、入力信号の基本波周波数を２ＭＨｚ、したがって映像化したい成分Ａ₁ の周波数帯を４ＭＨｚと仮定する。ミキサ２３による周波数変換であるＬＯ周波数として９ＭＨｚを選択すると、その周波数との差の効果として、４ＭＨｚ帯域信号は、ＢＰＦ２４の通過帯域Ｂ₁ に変換される。基本波成分は図のように通過帯域外に変換されるので、その除去が達成されることになる。

大きな振幅の基本波成分が除去されたことにより、飽和に関するゲインマージンが緩和される。この時点で、５ＭＨｚ帯域に変換された元の２次高調波成分に対し、図２（ｃ）に示されるように、ゲインを付与することが可能になる。よって、Ａ／Ｄ変換時の量子化ノイズの影響をより小さくすることが可能になる。

以下、図３及び図４に示されるように、異なる基本波周波数に対するケースであっても、ＬＯ周波数を適宜選択することによって、ＢＰＦ２４の特性は固定でも基本波成分を除去可能である。

尚、図３に於ける映像化したい成分Ａ₂ の周波数帯は６ＭＨｚ、ＢＰＦ２４の通過帯域はＢ₂ であり、図４に於ける映像化したい成分Ａ₃ の周波数帯は１０ＭＨｚ、ＢＰＦ２４の通過帯域はＢ₃ である。

この方法であれば、基本波除去のためのフィルタ特性は固定でよいため、従来のようにフィルタを複数用意したり、特性可変の素子とその制御回路を追加したりして回路規模を大きくする必要はない。ミキサとそのＬＯ信号生成回路が必要になるが、後述するように、それらは少ない要素回路で容易に構成可能である。特に、半導体で実現可能のため、集積化を視野に入れると、より小さく、低コストで実現可能である。つまり、本発明による方法であれば、従来の方法より低コストで高感度のハーモニックイメージング画像を提供できることになる。

図５は、本発明の一実施形態によるハーモニックイメージフィルタ法を用いた超音波診断装置のアナログ信号処理部の概略構成を示すブロック図である。

図５に於いて、このアナログ信号処理部は、それぞれ複数の第１アンプ３１₁ ，３１₂ ，…，３１_n と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）３２₁ ，３２₂ ，…，３２_n と、ミキサ３３₁ ，３３₂ ，…，３３_n 及びバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３４₁ ，３４₂ ，…，３４_n と、第２アンプ３５₁ ，３５₂ ，…，３５_n と、Ａ／Ｄ変換器３６₁ ，３６₂ ，…，３６_n と、ＬＯ信号生成回路３８を有して構成される。そして、Ａ／Ｄ変換器３６₁ ，３６₂ ，…，３６_n の出力が、デジタル信号処理部であるデジタルビームフォーマ４０に供給される。

第１アンプ３１₁ ，３１₂ ，…，３１_n は初段（１段目）の増幅器であり、後段の回路が持つノイズによるノイズ劣化を抑えるため、図示されないプローブから得られた入力信号に対して適当なゲインを与える。ＬＰＦ３２₁ ，３２₂ ，…，３２_n は、後段のミキサ３３₁ ，３３₂ ，…，３３_n がスイッチング動作を基本とするものの場合に必要になってくる、いわゆる折り返りノイズ防止のためのものであり、不要な高周波成分を除去する。尚、ＬＰＦは、ミキサのタイプによっては不要である。

ミキサ３３₁ ，３３₂ ，…，３３_n は、上述したように、信号の基本波成分を後段のＢＰＦ３４₁ ，３４₂ ，…，３４_n の除去帯域に、且つ、映像化したい２次高調波成分を通過帯域内に、それぞれ周波数変換するためのものである。前記ミキサ３３₁ ，３３₂ ，…，３３_n にて掛け合わすべきＬＯ信号は、図示されない制御回路からの周波数情報を基にしたＬＯ信号生成回路３８で生成され、各チャンネルに分配される。

前記ミキサ３３₁ ，３３₂ ，…，３３_n 及びＢＰＦ３４₁ ，３４₂ ，…，３４_n によって基本波成分が除去され、飽和に関するゲインマージンが大きくなった信号に対して、２段目の増幅器である第２アンプ３５₁ ，３５₂ ，…，３５_n にて、更なるゲインを付与する。これにより、微弱な２次高調波成分の振幅を大きくする。

以上のように、映像化したい２次高調波成分は、ダイナミックレンジに関して適切に調整され、Ａ／Ｄ変換器３６₁ ，３６₂ ，…，３６_n にてデジタル信号に変換される。これら変換されたデジタル信号は、デジタルビームフォーマ４０にて、受信ビームフォーミングの処理を受け、ある走査線上の情報を有する１本の受信ビームとなる。

以降の処理は、基本的に従来の超音波診断装置と同様で、例えば、図１４に示されるように信号成分が含まれる帯域がベースバンドに変換される。そして、例えばＢモードの場合、振幅演算、対数変換等の処理回路に送られ、最終的な画像が得られる。

図６は、上述したミキサ３３₁ ，３３₂ ，…，３３_n の一構成例を示した回路図である。尚、図６に於いてはミキサ３３₁ ，３３₂ ，…，３３_n を代表してミキサ３３として示すが、ごく基本的な要素回路で構成可能である。ミキサ３３は、この例では電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）のスイッチング動作を利用したものであるが、わずか４つのＦＥＴ４３〜４６で構成可能である。

図７は、前記ミキサ３３の入力及び出力信号と各電界効果トランジスタ４３〜４６のクロックパルスの例を示した波形図である。

図８は、ＬＯ信号生成回路３８の一構成例を示した図である。このＬＯ信号生成回路３８の要素はダウンカウンタ５０であるが、フリップフロップ５１で容易に組むことが可能であり、且つ、本回路はシステムに１つあればよいので、コスト的な上昇はほぼ生じない。更に、両回路とも半導体（トランジスタ）で作製されるので、集積化まで視野に入れると、更なる低コスト化の可能性がある。つまり、図５に示される構成の回路について、ＬＰＦとＢＰＦ以外の構成要素は集積化が可能である。そのため、各ブロックを考慮して分割し、専用ＩＣ化できれば単価が安くなるので、より低コストで上述した回路を構成することが可能になる。

次に、本発明の一実施形態の変形例を説明する。

本変形例として、２次元（２Ｄ）アレイプローブを用いたリアルタイム３次元（３Ｄ）システムが適用される超音波診断装置について説明する。この場合、プローブが有している素子数は、従来のものに比べて飛躍的に増大する。例えば、４８ｘ３２の素子配列を有するプローブの場合、総チャンネル数は１５３６である。この受信処理を全てシステム側で行うのは現実的に不可能であるため、プローブ内に於いて、ある単位でビームフォーミング加算をしておき、システム側へ送る信号数を絞る方法がとられる。

例えば、上述した例の場合、１２チャンネル毎に加算すると、プローブから出力される信号数は１２８になり、従来のシステムで処理可能である。このプローブ内受信ビームフォーミング（サブアレイビームフォーミングとも称される）は、Ａ／Ｄ変換器をプローブに内蔵するのが現時点では困難なため、アナログ信号処理により実現されている。

図９は、本発明の一実施形態の変形例として構成した超音波診断装置のアナログ信号処理部の概略構成を示すブロック図である。

尚、この変形例に於いては、その構成及び基本的な動作については、図１乃至図８に示される実施形態の超音波診断装置の構成及び動作と同じであるので、これらの構成及び動作については、同一の部分には同一の参照番号を付して、その図示及び説明は省略するものとし、異なる動作の説明についてのみ説明する。

すなわち、図９の超音波診断装置に於いては、アナログ信号処理部として、上述した実施形態に於けるそれぞれ複数の第１アンプ３１₁ ，３１₂ ，…，３１_n 、ＬＰＦ３２₁ ，３２₂ ，…，３２_n 、ミキサ３３₁ ，３３₂ ，…，３３_n 、ＢＰＦ３４₁ ，３４₂ ，…，３４_n 、第２アンプ３５₁ ，３５₂ ，…，３５_n 、Ａ／Ｄ変換器３６₁ ，３６₂ ，…，３６_n と、加算器３７とを備えたサブアレイユニットを、複数個（この場合５５₁ , ５５₂ ，…，５５_n で示される）有している。以下、代表的にサブアレイユニット５５₁ について説明するが、他のサブアレイユニット（この場合５５₂ ，…，５５_n ）についても同様である。

ミキサ３３₁ ，３３₂ ，…，３３_n は、ここでは、そこに入力するＬＯ信号の位相を制御することにより、出力信号に希望する遅延特性を持たせ、もってサブアレイビームフォーミングを実現するものである。ＬＯ信号生成回路３８に於いては、ある間隔毎に異なる位相を有する数〜十数種のＬＯ信号ｐｈ₀ ，ｐｈ₁ ，…，ｐｈ_N-1 が生成される。尚、この位相数は、どれだけ細かい遅延精度を持たせたいかによって決定される。これらのＬＯ信号のうち１つが、ミキサ３３₁ ，３３₂ ，…，３３_n に於いて選択され、受信エコー信号と掛け合わされることになる。

そして、受信信号は、それによってある中間周波領域に変換され、且つ、選択された位相に応じた遅延特性が付与される。このようにして、それぞれのチャンネルに応じた遅延特性が与えられた各信号は、後段の加算器３７で加算され、サブアレイビームフォーミングが完遂される。

後段の回路として必要なのは、基本的には高域除去のためのローパスフィルタとＡ／Ｄ変換器であるが、ここでは上述した実施形態で用いたハーモニックイメージングに応用するために、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３４と、第２アンプ３５及びＡ／Ｄ変換器３６で構成している。このような各構成要素を有したサブアレイユニット５５₁ ，５５₂ ，…，５５_n の出力が、デジタルビームフォーマ４０に供給されて受信ビームフォーミングの処理を受け、ある走査線上の情報を有する１本の受信ビームとなる。

前記中間周波として、映像化したい高調波成分がそこに変換されるようなＬＯ信号周波数を選択し、ＢＰＦ３４がその帯域を通すものであれば、上述したハーモニックイメージング画像の感度アップのための、高調波成分に対するダイナミックレンジ適切化が可能となる。

尚、この変形例について別の言いかたをすると、ミキサを用いたサブアレイビームフォーマ回路（サブアレイユニット）に於いて、高調波成分映像化を念頭におき、予めフィルタ特性や２段目増幅器の必要性を考慮しておけば、あとはＬＯ周波数を適当に選択することにより、すぐに行いたいことを操作することができる、ということになる。

上述した実施形態によって、従来カットオフ周波数可変型ハイパスフィルタを用い、コスト上昇をある程度受け入れつつ実現していたハーモニックイメージングフィルタ法の感度アップを、コストを抑えて達成することが可能となる。つまり、より低コストで高分解能、高感度のハーモニックイメージング画像をユーザに提供することができるようになる。

また、本実施形態に於いては、２次高調波を映像化することを前提として説明したが、本発明が包含する範囲はそれに限らない。例えば２次高調波より高い周波数にある成分を用いた映像化が有用である場合でも、応用が可能である。

以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明は上述した実施形態以外にも、本発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の変形実施が可能である。

更に、上述した実施形態には種々の段階の発明が含まれており、開示される複数の構成要件の適当な組合せにより種々の発明が抽出され得る。例えば、実施形態に示される全構成要件から幾つかの構成要件が削除されても、発明が解決しようとする課題の欄で述べた課題が解決でき、発明の効果の欄で述べられている効果が得られる場合には、この構成要件が削除された構成も発明として抽出され得る。

本発明によるハーモニックイメージングフィルタ法を実現するための回路構成を示した図である。 図１の回路の動作について、基本周波数が２ＭＨｚの場合の周波数領域に於ける信号を基に説明するための図である。 図１の回路の動作について、基本周波数が３ＭＨｚの場合の周波数領域に於ける信号を基に説明するための図である。 図１の回路の動作について、基本周波数が５ＭＨｚの場合の周波数領域に於ける信号を基に説明するための図である。 本発明の一実施形態によるハーモニックイメージフィルタ法を用いた超音波診断装置のアナログ信号処理部の概略構成を示すブロック図である。 図５のミキサ３３₁ ，３３₂ ，…，３３_n の一構成例を示した回路図である。 図６のミキサ３３の入力及び出力信号とＬＯ信号となるクロックパルスの例を示した波形図である。 図５のＬＯ信号生成回路３８の一構成例を示した図である。 本発明の一実施形態の変形例として構成した超音波診断装置のアナログ信号処理部の概略構成を示すブロック図である。 波形歪による高調波成分発生の説明をするためのもので、（ａ）は音源付近の音波の時間波形を示した図、（ｂ）は音源付近の音波の周波数特性を示した図である。 波形歪による高調波成分発生の説明をするためのもので、（ａ）は音源から離れた位置での音波の時間波形を示した図、（ｂ）は音源から離れた位置での音波の周波数特性を示した図である。 フィルタ法の概念を説明するための図である。 パルスサブトラクション法の概念を説明するための図である。 従来のハードウエアアーキテクチャを利用したフィルタ法を説明するための図である。 従来のフィルタ法の信号処理の概要について説明するための図である。 フィルタ法による画像を高感度化するための従来の回路の構成を示した図である。

符号の説明

２１、３１₁ ，３１₂ ，…，３１_n 、…第１アンプ、２２、３２₁ ，３２₂ ，…，３２_n…ローパスフィルタ（ＬＰＦ）、２３、３３₁ ，３３₂ ，…，３３_n …ミキサ、２４、３４₁ ，３４₂ ，…，３４_n …バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、２５、３５₁ ，３５₂ ，…，３５_n …第２アンプ、２６、３６₁ ，３６₂ ，…，３６_n …アナログ−デジタル（Ａ／Ｄ）変換器、３７…加算器、３８…ＬＯ（Ｌｏｃａｌ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）信号生成回路、４０…デジタルビームフォーマ、４３〜４６…電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）、５５₁ , ５５₂ ，…，５５_n …サブアレイユニット。

Claims (10)

1. 受信エコー信号に含まれる所定の周波数成分を映像化する診断モードを備える超音波診断装置であって、
   周波数可変型ミキサ及び該ミキサで周波数変換された所定の成分を帯域外信号として除去し、該周波数変換された映像化したい周波数成分を通過帯域に通すバンドパスフィルタで行って、前記映像化したい周波数成分を抽出することを特徴とする超音波診断装置。
2. 前記バンドパスフィルタは、前記所定の周波数成分から高調波成分を抽出することを特徴とする請求項１に記載の超音波診断装置。
3. 前記映像化したい周波数成分は２次高調波成分であることを特徴とする請求項２に記載の超音波診断装置。
4. 受信エコー信号に含まれる所定の周波数成分を映像化する診断モードを備える超音波診断装置であって、
   前記受信エコー信号の所定の成分を帯域外に、且つ該所定の成分の映像化したい周波数成分を前記帯域内に変換する周波数変換手段と、
   前記周波数変換手段で変換された映像化したい周波数成分を前記帯域内に通過させるバンドパスフィルタと、
   を具備することを特徴とする超音波診断装置。
5. 前記バンドパスフィルタは、前記周波数変換手段で変換された映像化したい周波数成分から高調波成分を抽出することを特徴とする請求項４に記載の超音波診断装置。
6. 前記周波数変換手段は、前記所定の周波数成分を帯域外に、且つ該所定の周波数成分の映像化したい２次高調波成分を前記帯域内に変換することを特徴とする請求項５に記載の超音診断装置。
7. 受信エコー信号に基づいて映像化する診断モードを備える超音波診断装置であって、
   所望の遅延特性に合わせた位相信号に基づいて、前記受信エコー信号の映像化したい周波数帯域を中間周波領域に変換する複数の周波数変換手段と、
   前記複数の周波数変換手段で変換された前記中間周波領域の各信号を加算する加算手段と、
   前記加算手段で加算された映像化したい周波数帯域を前記帯域内に通過させるバンドパスフィルタと、
   を具備することを特徴とする超音波診断装置。
8. 前記バンドパスフィルタは、前記加算手段で加算された映像化したい周波数帯域から高調波成分を抽出することを特徴とする請求項７に記載の超音波診断装置。
9. 前記周波数変換手段は、前記受信信号の映像化したい２次高調波成分を前記帯域内に変換することを特徴とする請求項８に記載の超音波診断装置。
10. 前記複数の周波数変換手段に前記位相信号を出力する信号生成回路を更に具備することを特徴とする請求項７に記載の超音波診断装置。

Images