JPS6362701B2 - - Google Patents
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- JPS6362701B2 JPS6362701B2 JP57204284A JP20428482A JPS6362701B2 JP S6362701 B2 JPS6362701 B2 JP S6362701B2 JP 57204284 A JP57204284 A JP 57204284A JP 20428482 A JP20428482 A JP 20428482A JP S6362701 B2 JPS6362701 B2 JP S6362701B2
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- JP
- Japan
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- frequency
- oscillator
- synthesizer
- phase
- voltage
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Links
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 claims description 13
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 239000013078 crystal Substances 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 1
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Measurement Of Resistance Or Impedance (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は広帯域の周波数範囲で高純度にスペ
クトラムの位相雑音測定ができるスペクトラムア
ナライザに関する。
クトラムの位相雑音測定ができるスペクトラムア
ナライザに関する。
<発明の背景>
移動無線器の局部発振器はチヤンネルセパレー
シヨンの挟帯域化に伴い更に高純度化が要求され
ている。従つて測定系も位相雑音測定に関して厳
しい性能が要求される。
シヨンの挟帯域化に伴い更に高純度化が要求され
ている。従つて測定系も位相雑音測定に関して厳
しい性能が要求される。
ところで従来の純純度スペクトラムアナライザ
として直接分周方式によるものがある。第1図に
その構成を示す。例えば50Hz〜120MHzの入力周
波数oを、例えば180〜300MHzの間で変化する
第1局部発振器の周波数xとミキサ14にて混
合して第1中間周波数1、例えば180MHzに変換
し、更に第2局部発発振器22の周波数y、例
えば150MHzとミキサ15にて混合して最終出力
周波数2、例えば30MHzに変換するものである。
第1局部発振器21ではYIG同調発振器19、ミ
キサ18により位相同期回路を形成して、YIG同
調発振器19からのマイクロ波(例えば2200〜
3700MHz)を安定させ、これを分周して更に純度
を高めようとしたものである。しかしこの方式の
欠点は設定周波数から遠く離れたところでは、位
相雑音が分周器20自身の位相雑音により決定さ
れてしまい充分高純度に測定できないことであ
る。
として直接分周方式によるものがある。第1図に
その構成を示す。例えば50Hz〜120MHzの入力周
波数oを、例えば180〜300MHzの間で変化する
第1局部発振器の周波数xとミキサ14にて混
合して第1中間周波数1、例えば180MHzに変換
し、更に第2局部発発振器22の周波数y、例
えば150MHzとミキサ15にて混合して最終出力
周波数2、例えば30MHzに変換するものである。
第1局部発振器21ではYIG同調発振器19、ミ
キサ18により位相同期回路を形成して、YIG同
調発振器19からのマイクロ波(例えば2200〜
3700MHz)を安定させ、これを分周して更に純度
を高めようとしたものである。しかしこの方式の
欠点は設定周波数から遠く離れたところでは、位
相雑音が分周器20自身の位相雑音により決定さ
れてしまい充分高純度に測定できないことであ
る。
<発明の目的>
この発明は設定周波数近傍はもちろん、設定周
波数から遠く離たところでも位相雑音の少ないス
ペクトラムアナライザを提供することを目的とす
る。
波数から遠く離たところでも位相雑音の少ないス
ペクトラムアナライザを提供することを目的とす
る。
<発明の概要>
この発明は高純度のシンセサイザと位相同期回
路により第1局部発振器を構成し、その第1局部
発振器からの発振周波数と入力信号の周波数とを
混合して第1中間周波数を得る構成とする。
路により第1局部発振器を構成し、その第1局部
発振器からの発振周波数と入力信号の周波数とを
混合して第1中間周波数を得る構成とする。
<発明の実施例>
第2図にこの発明の実施例を示す。これは第1
図の分周器20を用いた第1局部発振器21の代
わりに電圧制御発振器36、アイソレータ37、
周波数変換器35、位相比較器39、加算器41
からなる位相同期回路を用いた第1局発振器42
を使用して第1周波数変換を行なう。
図の分周器20を用いた第1局部発振器21の代
わりに電圧制御発振器36、アイソレータ37、
周波数変換器35、位相比較器39、加算器41
からなる位相同期回路を用いた第1局発振器42
を使用して第1周波数変換を行なう。
図中34は高純度のシンセサイザで例えば特願
昭55−102014「信号発生装置」で提示した第3図
の構成によるものを用いることができる。第3図
において、電圧制御発振器45からの出力端子5
6を通じて第2図の周波数変換器35に供給する
と共に、この周波数をミキサ46に供給して比較
的大きな周波数間隔、例えば100MHz間隔で1.9〜
3.9GHzの間で変化する第1可変周波数発生器5
1からの周波数と混合して低い周波数に変換す
る。更にその周波数と第1可変周波数発生器より
も小さな周波数間隔、例えば20MHz間隔で180〜
280MHzの間で変化する第2可変周波数発生器5
2からの周波数とをミキサ48にて混合して更に
低い周波数に変換する。その周波数と第2可変周
波数発生器よりも小さな周波数間隔、例えば1K
Hz間隔で20〜30MHzの間で変化する第3可変周波
数発生器53の出力とを位相比較器50にて位相
比較する。位相比較器50の出力は周波数設定器
54からの出力と加算器55において加算され
て、制御信号として電圧制御発振器45に供給さ
れる。このように構成することにより小さな周波
数間隔で大幅に周波数を変化させることができる
と共に周波数純度の高い出力を得ることができ
る。
昭55−102014「信号発生装置」で提示した第3図
の構成によるものを用いることができる。第3図
において、電圧制御発振器45からの出力端子5
6を通じて第2図の周波数変換器35に供給する
と共に、この周波数をミキサ46に供給して比較
的大きな周波数間隔、例えば100MHz間隔で1.9〜
3.9GHzの間で変化する第1可変周波数発生器5
1からの周波数と混合して低い周波数に変換す
る。更にその周波数と第1可変周波数発生器より
も小さな周波数間隔、例えば20MHz間隔で180〜
280MHzの間で変化する第2可変周波数発生器5
2からの周波数とをミキサ48にて混合して更に
低い周波数に変換する。その周波数と第2可変周
波数発生器よりも小さな周波数間隔、例えば1K
Hz間隔で20〜30MHzの間で変化する第3可変周波
数発生器53の出力とを位相比較器50にて位相
比較する。位相比較器50の出力は周波数設定器
54からの出力と加算器55において加算され
て、制御信号として電圧制御発振器45に供給さ
れる。このように構成することにより小さな周波
数間隔で大幅に周波数を変化させることができる
と共に周波数純度の高い出力を得ることができ
る。
第2図において周波数変換器35はハーモニツ
クミキサであつて、アイソレータ37の周波数1
を2倍に逓倍し、これとシンセサイザ34の周波
数とをミキサにて混合し、その出力を位相比較器
39に供給する。従つて第1局部発振器42の発
振周波数1は1=1/2(0−S)となる。
クミキサであつて、アイソレータ37の周波数1
を2倍に逓倍し、これとシンセサイザ34の周波
数とをミキサにて混合し、その出力を位相比較器
39に供給する。従つて第1局部発振器42の発
振周波数1は1=1/2(0−S)となる。
周波数設定器40は電圧制御発振器36の発振
周波数1に対応した電圧VTを発生し、この電圧
と位相比較器39からの微小電圧とを加算器41
で加算して電圧制御発振器36を制御するもので
ある。
周波数1に対応した電圧VTを発生し、この電圧
と位相比較器39からの微小電圧とを加算器41
で加算して電圧制御発振器36を制御するもので
ある。
第1局部発振器42の位相同期回路はそのルー
プバンド幅内ではシンセサイザ34の位相雑音に
対してローパスフイルタとして動作し、ループバ
ンド幅外では電圧制御発振器36の位相雑音に対
してハイパスフイルタとして動作するものであ
る。
プバンド幅内ではシンセサイザ34の位相雑音に
対してローパスフイルタとして動作し、ループバ
ンド幅外では電圧制御発振器36の位相雑音に対
してハイパスフイルタとして動作するものであ
る。
第1局部発振器42の位相同期回路のループバ
ンド幅内では前述の周波数関係式より、 1=1/2(0−S) =1/2π dΦ/dt(Φ:位相角)であるから位相
角 を用いて表現すると 1/2π dΦ1/dt=1/2(1/2π dΦ0/dt−1/
2π dΦS/dt) すなわち、 δΦ1=1/2(δΦ0−δΦS) 今、δΦ1≫δΦSとすると δΦ11/2δΦ0 このスペクトル密度は次のようになる。
ンド幅内では前述の周波数関係式より、 1=1/2(0−S) =1/2π dΦ/dt(Φ:位相角)であるから位相
角 を用いて表現すると 1/2π dΦ1/dt=1/2(1/2π dΦ0/dt−1/
2π dΦS/dt) すなわち、 δΦ1=1/2(δΦ0−δΦS) 今、δΦ1≫δΦSとすると δΦ11/2δΦ0 このスペクトル密度は次のようになる。
SΔφ1=δΦ1 2 SΔφ0=δΦ0 2
従つて
SΔφ1=1/4SΔφ0
デシベルを用いて表示すると
10logSΔφ1=10log(1/4SΔφ0)
∴SΔφ1|dB=SΔφ0|dB−6dB
となり、位相雑音は6dB改善される。
<発明の作用>
第4図に特願昭55−102014によるシンセサイザ
34、電圧制御発振器36、電圧制御発振器36
の発振周波数を2倍に逓倍した周波数、この発明
による第1局部発振器42、第1図のように分周
器20を用いた第1局部発振器21の位相雑音特
性をそれぞれ61,62,63,64,65で示
す。横軸は設定周波数に対する発振周波数のずれ
m、縦軸は搬送波信号(設定周波数信号)と雑
音との比である。シンセサイザ34を用いること
により、一点鎖線61で示すように設定周波数近
傍での雑音を押えることができる。しかしこのシ
ンセサイザ34の出力を第1図と同様に分周器に
より分周すると、点線65で示すように設定周波
数近傍ではシンセサイザ34よりも分周率の分だ
け改善されるが、設定周波数から遠く離れたとこ
ろでは分周器自身の位相雑音特性により決定され
てしまい長く尾を引く傾向となる。シンセサイザ
34の出力を位相同期回路で位相同期をとること
により、実線64で示されるように設定周波数近
傍では前述したように位相同期回路による分周率
1/2に応じてシンセサイザ34に比べて6dBだけ
改善され、設定周波数から遠く離れたところでは
その雑音特性は電圧制御発振器36の位相雑音よ
り決定され、分周器を用いた第1局部発振器より
も位相雑音を低くすることができる。なお、二点
鎖線63は電圧制御発振器36の周波数を2倍に
逓倍したものであるからC/N比が6dBだけ悪化
しているが、位相同期回路を構成している周波数
変換器35内で2倍に逓倍された周波数は、設定
周波数に対する発振周波数のずれmが遮断周波
数cより小さいところでは曲線61に沿い、m
がcより大きいところでは曲線63に沿つた位相
雑音特性となる。取出す周波数1は上記の周波数
の1/2であるので、上記の特性よりも6dBだけ改
善された特性64となる。
34、電圧制御発振器36、電圧制御発振器36
の発振周波数を2倍に逓倍した周波数、この発明
による第1局部発振器42、第1図のように分周
器20を用いた第1局部発振器21の位相雑音特
性をそれぞれ61,62,63,64,65で示
す。横軸は設定周波数に対する発振周波数のずれ
m、縦軸は搬送波信号(設定周波数信号)と雑
音との比である。シンセサイザ34を用いること
により、一点鎖線61で示すように設定周波数近
傍での雑音を押えることができる。しかしこのシ
ンセサイザ34の出力を第1図と同様に分周器に
より分周すると、点線65で示すように設定周波
数近傍ではシンセサイザ34よりも分周率の分だ
け改善されるが、設定周波数から遠く離れたとこ
ろでは分周器自身の位相雑音特性により決定され
てしまい長く尾を引く傾向となる。シンセサイザ
34の出力を位相同期回路で位相同期をとること
により、実線64で示されるように設定周波数近
傍では前述したように位相同期回路による分周率
1/2に応じてシンセサイザ34に比べて6dBだけ
改善され、設定周波数から遠く離れたところでは
その雑音特性は電圧制御発振器36の位相雑音よ
り決定され、分周器を用いた第1局部発振器より
も位相雑音を低くすることができる。なお、二点
鎖線63は電圧制御発振器36の周波数を2倍に
逓倍したものであるからC/N比が6dBだけ悪化
しているが、位相同期回路を構成している周波数
変換器35内で2倍に逓倍された周波数は、設定
周波数に対する発振周波数のずれmが遮断周波
数cより小さいところでは曲線61に沿い、m
がcより大きいところでは曲線63に沿つた位相
雑音特性となる。取出す周波数1は上記の周波数
の1/2であるので、上記の特性よりも6dBだけ改
善された特性64となる。
またシンセサイザ34として高純度スペクトラ
ムで掃引帯域が2〜4GHzを有する第3図のもの
を使用すると、10KHz〜1GHzの広帯域でのスペ
クトラムの測定が可能となる。これは第1図の従
来のスペクトラムアナライザに比べて約10倍の帯
域を有する。
ムで掃引帯域が2〜4GHzを有する第3図のもの
を使用すると、10KHz〜1GHzの広帯域でのスペ
クトラムの測定が可能となる。これは第1図の従
来のスペクトラムアナライザに比べて約10倍の帯
域を有する。
また周波数変換器35においてハーモニツクミ
キサの代わりに、逓倍器とミキサとからなる装置
を用いることができる。またハーモニツクミキ
サ、あるいは逓倍器の倍率を増加させることによ
り更に位相雑音特性を改善できるが、その分測定
帯域は挟くなる。
キサの代わりに、逓倍器とミキサとからなる装置
を用いることができる。またハーモニツクミキ
サ、あるいは逓倍器の倍率を増加させることによ
り更に位相雑音特性を改善できるが、その分測定
帯域は挟くなる。
またアイソレータ37の代わりにバツフアアン
プ、あるいはカプラー等を使用してもよい。
プ、あるいはカプラー等を使用してもよい。
<発明の効果>
以上説明したようにこの発明によれば、高純度
シンセサイザの発振周波数を分周器の代わりに位
相同期回路を用いて周波数変換し、その周波数と
入力信号の周波数とを混合して第1中間周波数を
得る構成とすることにより、広帯域の周波数範囲
で高純度にスペクトラムの位相雑音測定ができる
スペクトラムアナライザが得られる。
シンセサイザの発振周波数を分周器の代わりに位
相同期回路を用いて周波数変換し、その周波数と
入力信号の周波数とを混合して第1中間周波数を
得る構成とすることにより、広帯域の周波数範囲
で高純度にスペクトラムの位相雑音測定ができる
スペクトラムアナライザが得られる。
第1図は従来のスペクトラムアナライザを示す
図、第2図はこの発明によるスペクトラムアナラ
イザを示す図、第3図はシンセサイザ34の一実
施例を示す図、第4図はこの発明によるスペクト
ラムアナライザの第1局部発振器の特性を説明す
るための図である。 11,23:入力端子、12,24,56:出
力端子、13,25:アツテネータ、14,1
5,18,27,29,32,46,48:ミキ
サ、16:クリスタル発振器、17,20:分周
器、19:YIG同調発振器、21,22,42,
43,44:局部発振器、26,28,30,3
3,47,49:フイルタ、31:増幅器、3
4:シンセサイザ、35:周波数変換器、36,
45:電圧制御発振器、37:アイソレータ、3
9,50:位相比較器、40,54:周波数設定
器、41,55:可算器、51,52,53:可
変周波数発振器。
図、第2図はこの発明によるスペクトラムアナラ
イザを示す図、第3図はシンセサイザ34の一実
施例を示す図、第4図はこの発明によるスペクト
ラムアナライザの第1局部発振器の特性を説明す
るための図である。 11,23:入力端子、12,24,56:出
力端子、13,25:アツテネータ、14,1
5,18,27,29,32,46,48:ミキ
サ、16:クリスタル発振器、17,20:分周
器、19:YIG同調発振器、21,22,42,
43,44:局部発振器、26,28,30,3
3,47,49:フイルタ、31:増幅器、3
4:シンセサイザ、35:周波数変換器、36,
45:電圧制御発振器、37:アイソレータ、3
9,50:位相比較器、40,54:周波数設定
器、41,55:可算器、51,52,53:可
変周波数発振器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1 A 高純度シンセサイザと、 B 制御信号に応じて発振周波数が制御される電
圧制御発振器と、 C 上記電圧制御発振器の発振周波数を逓倍して
上記高純度シンセサイザの発振周波数と混合す
る周波数変換器と、 D 上記高純度シンセイサイザよりも低い周波数
を発振する発振器と、 E 上記周波数変換器の信号と上記発振器の信号
を比較する位相比較器と、 F 上記電圧制御発振器の発振周波数に対応する
電圧を出力する周波数設定器と、 G 上記周波数設定器の電圧と上記位相比較器の
電圧とを加算して上記電圧制御発振器に対する
制御信号を出力する加算器と、 からなる第1局部発振器を具備したスペクトラム
アナライザ。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP20428482A JPS5994076A (ja) | 1982-11-19 | 1982-11-19 | スペクトラムアナライザ |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP20428482A JPS5994076A (ja) | 1982-11-19 | 1982-11-19 | スペクトラムアナライザ |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5994076A JPS5994076A (ja) | 1984-05-30 |
JPS6362701B2 true JPS6362701B2 (ja) | 1988-12-05 |
Family
ID=16487928
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP20428482A Granted JPS5994076A (ja) | 1982-11-19 | 1982-11-19 | スペクトラムアナライザ |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS5994076A (ja) |
Families Citing this family (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE102004037577A1 (de) * | 2004-08-03 | 2006-03-16 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg | Verfahren zum Messen des Phasenrauschens eines Hochfrequenzsignals und Meßgerät zum Ausführen dieses Verfahrens |
US7124043B2 (en) * | 2004-09-20 | 2006-10-17 | Guzik Technical Enterprises | Spectrum analyzer with phase noise compensation |
DE202005014177U1 (de) | 2005-09-08 | 2005-11-17 | Seda S.P.A., Arzano | Doppelwandiger Becher |
US20100251322A1 (en) * | 2009-03-30 | 2010-09-30 | Raymond Palinkas | Upstream bandwidth conditioning device |
US8584192B2 (en) * | 2009-03-30 | 2013-11-12 | Ppc Broadband, Inc. | Upstream bandwidth conditioning device |
JP6782470B2 (ja) | 2018-09-05 | 2020-11-11 | パナソニックIpマネジメント株式会社 | 計測装置及び計測方法 |
-
1982
- 1982-11-19 JP JP20428482A patent/JPS5994076A/ja active Granted
Non-Patent Citations (1)
Title |
---|
PHASE-LOCKED LOOPS=1976 * |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS5994076A (ja) | 1984-05-30 |
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