JPS6337953B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はサイリスタを用いた位相制御により飽
和蒸気圧型の放電灯を定電圧化、定電力化して点
灯するようにした放電灯点灯装置に関するもので
ある。

第１図は本発明の前提となるべき位相制御方式
の放電灯点灯装置の基本点灯回路の構成を示すも
のであつて、この第１図基本回路において、V_S
は交流電源、THはトライアツク、Ｌは放電灯、
CHは放電灯Ｌの限流要素たるチヨークコイルで
ある。しかして一般に第１図の如き、点灯回路構
成をとる目的は、トライアツクTHによる交流電
源V_Sの位相制御によりチヨークコイルCHと放電
灯Ｌとの直列回路に加わる電圧を低減することに
より、限流要素の電力容量を低減することにあ
る。しかしながら上記の点灯回路に於ては、放電
灯定常点灯時に、限流要素と放電灯Ｌとのみより
なる一般の点灯回路に対し、限流要素の占めるイ
ンピーダンス比率が小さいので、電源電圧の変動
などに対して弱いという問題があり、このため主
回路のトライアツクTHの導通角を制御して諸変
動に対処する必要がある。第２図は本発明が対象
としている飽和蒸気圧型の放電灯Ｌを第１図の如
き回路で点灯したときのランプ電圧V_Lの変動に
対するランプ電圧又は電力変動抑制のためのトラ
イアツクTH導通時期制御の様子を定性的に描い
たものである。尚図中t₀は、トライアツクTHの
導通位相角であつて、交流電源V_S初端からかぞ
えた電気角である。即ち例えば高圧ナトリウム灯
の様な飽和蒸気圧型の放電灯Ｌにあつては、放電
灯Ｌの定常点灯移行後は静的に動特性を示すの
で、例えば交流電源（電圧）V_Sが低下すると、
放電灯Ｌの電流、電圧、電力がともに低下しよう
とする。これを補償するためには、位相角t₀を交
流電源V_S初端に近づけることにより、トライア
ツクTHの導通角を広げ、電流を増加させること
によつて、電圧、電力を増加させるという方法を
とる。又交流電源V_Sが上昇すると上記と全く逆
の導通位相角制御により、電圧電力の過度な増大
を防ぐ。一方、飽和蒸気圧型の放電灯Ｌにあつて
は、放電灯Ｌの始動直後はそのインピーダンスが
極めて小さく、定常点灯移行までこれが漸増し定
常点灯移行で安定したあるインピーダンスに達す
る。即ち第１図の点灯回路構成に飽和蒸気圧型の
放電灯Ｌを接続した場合には、始動から定常点灯
の過程に於て、過大電流が流れるので、主回路の
トライアツクTHの導通角t₀を制御して、この過
電流を抑制する必要がある。第３図は上述のよう
な過電流抑制のための前回路のトライアツクTH
の導通角t₀制御の様子を定性的に描いたものであ
る。尚t₀は前述のようにトライアツクTHの導通
角であつて、交流電源（電圧）V_Sの初端からか
ぞえた電気角であり、Ｔは、電源投入直後より測
つた時間である。即ち、始動直後にあつては導通
角t₀を交流電源V_S初端より遠ざけることによつ
て、トライアツクTHの導通角t₀を狭め、上記過
電流を抑制するものであつて、定常点灯移行と共
に導通角t₀は交流電源V_S初端側に近づくものであ
る。

上記の如き飽和蒸気圧型の放電灯Ｌを第１図に
適用した場合の放電灯Ｌの始動及び定常点灯を円
滑に行なわせしめるためのトライアツクTHの導
通時期の制御方法を実現するものとして、第４図
回路に示すようなものが従来提供されている。即
ち第４図は従来回路構成の一例をブロツク図とし
て描いたもので、第１図と同一要素には同一記号
を付けて説明を省略する。第４図のブロツク図に
於てA₁，A₂はトライアツクTHの位相制御回路
で、位相制御回路A₁は、その位相制御角t₀が第３
図の如く交流電源V_S投入と同時に時間と共に変
化する回路であり、位相制御回路A₂はその位相
制御角t₀が第２図の如くランプ電圧V_Lの変化に応
じて変化する回路である。A₃は位相制御回路A₁，
A₂の切り換えを行う切換回路で、その機能を判
り易くする為にスイツチの接点で表わしている。
尚a₁及びa₂はそのスイツチの接点であつて、放電
灯Ｌの始動過程に於てはa₁接点がオンになり、定
常点灯移行後はa₂接点がオンになる様に構成され
ている。TMはタイマであつて、交流電源V_S投入
後、一定時間a₁接点をオンし一定時間を経過する
とa₂接点をオンになる様な動作を行なうものであ
る。

ところがこの様な従来例にあつては、第２図と
第３図との両制御における導通角t₀の切り換え
が、交流電源V_S投入後の時間に支配されている
ため、各放電灯Ｌ間のばらつきなどにより、導通
角t₀の切換え時期に於けるランプ電圧V_Lの値にば
らつきが生じ、ランプ電圧V_Lが上昇しすぎた後
で、導通角t₀が定常点灯時の値に切換わると、第
２図の特性による制御に切換つて導通角t₀が急に
大になるが、飽和蒸気圧型の放電灯Ｌと云えども
動的には負特性であるため、導通角t₀が急増した
ことによつて、ランプ電流I_Lは急減し、従つて、
ランプ電圧V_Lは動的負特性により急上昇するこ
とになり、放電灯Ｌが立ち消えを起こす恐れがあ
る。又、導通角t₀の切換時期に於けるランプ電圧
V_Lの値が設定値より大又は小の方にずれると、
導通角t₀の切り換え前後の導通角t₀の値が大きく
ずれることになり、導通角t₀の切り換え時に一瞬
放電灯Ｌの発光がちらついたりする難点が生じ
る。第５図は他の従来例を示す回路図である。こ
の第５図において、第１図に示す基本回路の主回
路と同一要素には同一記号を付けて説明を省略す
る。図中Ａは制御部で、トランスTf₁、ダイオー
ドブリツヂRE₁、抵抗R₁，R₂、ツエナーダイオ
ードZD、コンデンサC₁、トリガ用スイツチング
素子（以下SBSと略称する）Q₁、パルストラン
スPTより成る。抵抗R₃とトランジスタQ₂の直列
回路は制御部Ａによるトリガが時期をR₂，C₁の
時定数を変化させることによつて変化させるため
の回路で、下記の電圧検出部Ｘ又は電流検出部Ｙ
の出力に支配される可変抵抗要素である。抵抗
R₄ダイオードD₁，D₂は上記トランジスタQ₂の等
価的な抵抗値を決めるためのベース電流を流すた
めの回路部であつて、ダイオードD₁，D₂は夫々
下記の電圧電流検出部Ｘ，Ｙの出力をオア構成で
トランジスタQ₂に与えるように接続されている。
Ｘは放電灯Ｌの電圧を検出する電圧検出部で、ト
ランスTf₂、ダイオードブリツヂRE₂、抵抗R₅、
コンデンサC₂より構成されておりランプ電圧V_L
に比例的な直流電圧をダイオードD₁へ出力する。
Ｙは放電灯Ｌの電流を検出する電流検出部で、ト
ランスTf₃、ダイオードブリツヂRE₃、抵抗R₆、
コンデンサC₃より構成されておりランプ電流I_Lに
比例的な直流電圧をダイオードD₂へ出力する。
第５図回路は上記の如く構成されるもので、放電
灯Ｌの始動時に於ては、放電灯Ｌの等価的インピ
ーダンスが小さいため、流れようとする大電流を
電流検出部Ｙで検出しその出力によりトランジス
タQ₂を導通方向に近づけ、コンデンサC₁の充電
時定数を大きくすることにより前述の導通角t₀を
交流電源（電圧）V_Sの初端より遠ざけて適当な
電流にし、又、放電灯Ｌが定常点灯に移行した後
は、放電灯Ｌの定常点灯付近の電圧を電圧検出部
Ｘで検出し、電圧検出部Ｘの出力即ちランプ電圧
V_Lが設定値より上昇した場合に、トランジスタ
Q₂がより導通方向即ち導通角t₀が設定値より交流
電源（電圧）V_Sの終端側に移行する方向に移行
し、又ランプ電圧V_Lが設定値より下降した場合
に前述と全く逆の動作により、導通角t₀が設定値
に対し交流電源（電圧）V_Sの初端側に移動して、
第２図の如き導通角t₀の特性を示すように制御を
行うものである。かくて第５図回路は上記の様に
構成され動作するのであるが、ランプ電圧V_Lの
検出と共にランプ電流I_Lの検出のための回路が
夫々必要で回路構成が複雑になり、又電圧検出部
Ｘと電流検出部Ｙの出力をダイオードD₁，D₂に
てオア構成をとる必要があるため、非常に設計が
困難になるかあるいは両検出部ＸとＹの出力のマ
ツチングをとるのに新たな回路が必要となり、両
検出部Ｘ，Ｙの周辺回路がより複雑になる等の難
点があつた。

本発明は上述の点に鑑みて提供したものであつ
て、飽和蒸気圧型の放電灯を始動点灯するに際し
て、その始動から定常点灯状態への切り換えを円
滑に行うことができて放電灯の立ち消え等の問題
を生じることがなく、しかも回路構成が簡単で設
計が容易にできるようにした放電灯点灯装置を提
供することを目的とするものである。

以下本発明の一実施例を図面により詳述する。
第６図は本発明による第１の実施例の回路図を示
すものであり、前述の第５図従来例回路と同一要
素には同一記号を付けて説明を省略する。かくて
制御部Ａに於て、Q₃はプログラマブルユニジヤ
ンクシヨントランジスタ（以下PUTと略称する）
である。PUTQ₃はコンデンサC₁の電圧が抵抗R₃
の電圧を越えた時点で導通するものである。抵抗
R₇〜R₁₁、ダイオードD₁，D₂、トランジスタQ₄
は図示の如く接続され、動作モード切り換え用の
回路部を構成しているものである。しかしてこの
第６図の実施例回路にあつては、放電灯Ｌの始動
直後にランプ電圧V_Lが極めて低く、従つてラン
プ電圧V_Lに比例的なコンデンサC₂の両端の直流
電圧も低いので、トランジスタQ₄は、ほとんど
オフ状態である。このときダイオードブリツジ
RE₁の高圧側に接続されている抵抗R₉及びダイオ
ードD₂を介して抵抗R₈に電流が流れ、抵抗R₈の
電圧は上昇している。尚ダイオードD₁，D₂は抵
抗R₈の両端電圧に対しオア的構成であるため、
ダイオードD₁はオフしている。この高い抵抗R₈
の電圧に対しPUTQ₃がオンするためのコンデン
サC₁の電圧も高くなり、従つて交流電源V_S半サ
イクル内に於けるPUTQ₃のオン時期が交流電源
（電圧）V_Sの初端より長い期間がかかるようにな
る。放電灯Ｌの始動過程に於て、ランプ電圧V_L
がだんだん上昇するに従がい、抵抗R₁₁の電圧も
漸増し、トランジスタQ₄の導通度が良くなつて
くる。従つて、抵抗R₈の電圧はランプ電圧V_Lの
上昇と共に低下して行くが、このときPUTQ₃の
導通時期は交流電源（電圧）V_Sの初端側に近づ
いていくことになる。放電灯Ｌの電圧が定常点灯
時の電圧に近ずくと、ダイオードブリツジRE₁の
直流側電圧の内抵抗R₈の分圧分と、コンデンサ
C₂の電圧の抵抗R₈分圧分が同じ点を通加し、ラ
ンプ電圧V_Lがある値以上になると抵抗R₈の電圧
は、コンデンサC₂の電圧による影響が支配的に
なり、ダイオードD₁がオンし、ダイオードD₂が
オフに切り換わる。ランプ電圧V_Lが上昇し放電
灯Ｌが定常点灯に移行すると、抵抗R₈の電圧は
ランプ電圧V_Lに比例的になる。従つて、何らか
の原因でランプ電圧V_Lが上昇すると、抵抗R₈の
電圧も上昇し、PUTQ₃の導通角t₀を交流電源
（電圧）V_Sの終端側に移動させてランプ電流I_Lを
減少させ、ランプ電圧V_Lを低下させるという動
作をし、逆にランプ電圧V_Lが減少した場合には
上記と全く逆の動作によつてランプ電圧V_Lの減
少を補償するものである。

第７図は放電灯Ｌの始動過程及び定常点灯時の
t₀の動きをランプ電圧V_Lに対応させて定性的に描
いたものである。この第７図に於て、（）の特
性はダイオードD₁がオフでダイオードD₂がオン
の時に相当し、放電灯Ｌの始動から定常点灯移行
前にあつては、サイリスタTHの導通位相を放電
灯Ｌのランプ電圧V_Lの上昇と共に交流電源各半
サイクルの夫々の初端に近づけるように進ませ
る。一方、（）の特性はダイオードD₁がオンで
ダイオードD₂がオフのときに相当し、上記ラン
プ電圧V_Lが定常点灯前の所定電圧V_L1に達した以
降は、サイリスタTHの導通位相をランプ電圧V_L
が高くなつたときに遅らせるとともにランプ電圧
V_Lが低くなつたときに進ませる。かくて、第６
図回路は上記の様な構成により上記の様な動作を
するので、第４図従来例の場合の様な導通角t₀切
り換え時の放電灯Ｌの立ち消えやちらつきを生じ
る等の問題がなく、スムーズに始動から定常点灯
へ移行を行うことができ、又、第５図従来例のも
のに対し、ランプ電流検出用の電流検出部Ｙが不
要であるので、回路構成も簡略化され、回路設計
も非常に容易であるという効果を奏する。

第８図は本発明による第１の実施例の他の変形
例で、第６図回路との相違点はランプ電圧V_Lに
よつて、導通角t₀決定のための主制御部ＡのR₂，
C₁の時定数を直接変えている点である。かくて
第８図回路において、第５図従来例回路と同一要
素には同一記号を付けて説明は省略すると、抵抗
R₇〜R₁₀、ツエナーダイオードZD₁、トランジス
タQ₃は図の如く接続され次の様な動作をするも
のである。即ち放電灯Ｌの始動直後は、ランプ電
圧V_Lが低く、トランジスタQ₂はツエナーダイオ
ードZD₁のためにオフしており、トランジスタQ₃
は高抵抗となりコンデンサC₁の充電時定数は大
きいので、電圧応答型のスイツチング素子である
SBSQ₁の導通時期は交流電源（電圧）V_S半サイ
クルの初端より長時間かかる。次に放電灯Ｌの始
動過程に於て、ランプ電圧V_Lの上昇にともない、
トランジスタQ₃の抵抗値は低下してくるので、
コンデンサC₁の充電時定数が短かくなつて行き、
導通角t₀は交流電源（電圧）V_Sの初端側に移動し
ていく。放電灯Ｌの電圧V_Lが定常点灯時近辺
（定常点灯移行前）の電圧V_L1に達すると、トラ
ンジスタQ₃はほぼ導通状態になつており、抵抗
R₈の電圧がツエナーダイオードZD₁のツエナー電
圧V_ZD1を越えるように設定しておくことにより、
トランジスタQ₂にベース電流が流れはじめ、コ
ンデンサC₁の充電時定数はトランジスタQ₂の導
通度合いに支配されるようになる。即ち放電灯Ｌ
が定常点灯に移行した後において何らかの原因で
ランプ電圧V_Lが上昇すると、トランジスタQ₂は
導通状態が良い方向に向かい、コンデンサC₁の
充電時定数が長くなり、導通角t₀は設定値より交
流電源（電圧）V_Sの終端側に近づき、ランプ電
圧V_Lを減少させる方向に導通角t₀を制御し、又何
らかの原因でランプ電圧V_Lが減少したときには
上記と全く逆の動作によつて導通角t₀を交流電源
（電圧）V_Sの初端側に近づけることによりランプ
電圧V_Lを上昇する方向に補償できるもので、前
述の第５図実施例と同様の効果がある。

第９図は本発明の第１の実施例のさらに別の変
形例を示すものであつて、前述の第５図、第６
図、第８図の各回路と同一部分には同一記号を付
してあり、同図中Q₁，Q₂は夫々PUT、Q₃，Q₄は
夫々トランジスタ、Q₅はSBSである。しかして
この第９図応用例の回路にあつては、放電灯Ｌの
始動直後においてランプ電圧V_Lは極めて低く、
従つてランプ電圧V_Lに比例的なコンデンサC₂の
直流電圧も低いので、SBSQ₅がオフすることに
よりPUTQ₂はオフし、同時にトランジスタQ₄も
オフとなり、又トランジスタQ₃は非常な高抵抗
状態になる。かくてこのトランジスタQ₃の高抵
抗により、抵抗R₄の非トランジスタQ₃側の電圧
が高くなつてPUTQ₁の導通角t₀は大きくなつて
いる。放電灯Ｌの始動過程に於て、ランプ電圧
V_L上昇と共に抵抗R₉の電圧も上昇し、トランジ
スタQ₃の抵抗値は徐々に減少する。それに伴な
い抵抗R₄の非トランジスタQ₃側の電圧は下がり、
導通角t₀は小さくなる方向に移行していく。放電
灯Ｌの電圧が定常点灯に近づき、ある設定レベル
にてSBSQ₅がオンすると、トランジスタQ₄は同
時にオンし、従つてトランジスタQ₃がオフする。
一方PUTQ₂のゲートは、抵抗R₇のSBSQ₅側の電
圧に支配されて導通する。ランプ電圧V_Lが更に
上昇し、放電灯Ｌが定常点灯に移行すると、抵抗
R₇の電圧はランプ電圧V_Lに比例的であるので、
何らかの原因でランプ電圧V_Lが上昇すると、抵
抗R₇の電圧も上昇し、導通角t₀を増大させて電流
を減少させ、ランプ電圧V_Lを元へもどす動作を
し、ランプ電圧V_Lが減少したときも上記と逆の
動作によりランプ電圧V_Lの減少を補償する。

本発明は上述のように、交流電源と、少なく共
インダクタンスよりなる限流要素と、飽和蒸気圧
型の放電灯と、サイリスタとを直列に接続して主
回路を形成した位相制御型の放電灯点灯装置にお
いて、上記放電灯の始動から定常点灯移行前にあ
つては、上記サイリスタの導通位相を上記放電灯
のランプ電圧上昇と共に上記交流電源各半サイク
ルの夫々の初端に近づけるように進ませ、上記ラ
ンプ電圧が定常点灯移行前の所定電圧に達した以
降は、上記サイリスタの導通位相を上記ランプ電
圧が高くなつたときに遅らせるとともに上記ラン
プ電圧が低くなつたときに進ませるような位相制
御を、上記放電灯のランプ電圧のみに対応して行
う制御部を設けたものであり、サイリスタの導通
角が放電灯の始動時、定常点灯移行途中において
ランプ電圧に対応して制御するようにしてあるた
め、導通角の急激な切り換えが生じず、導通角切
り換え時における放電灯の立ち消えや、放電灯の
発光にちらつきが生じるのを防止することができ
る効果を有し、しかも回路構成が簡略化され回路
設計も容易にできるようになる効果を有するもの
である。

【図面の簡単な説明】

第１図は位相制御方式の放電灯点灯装置の基本
回路図、第２図は同上の導通角とランプ電圧との
関係特性図、第３図は同上の導通角と時間との関
係特性図、第４図は従来例のブロツク図、第５図
は他の従来例の回路図、第６図は本発明の第１の
実施例の回路図、第７図は同上の動作特性図、第
８図は上記第１の実施例の変形例の回路図、第９
図は上記第１の実施例の他の変形例の回路図であ
り、Ｌは放電灯、THはトライアツク、CHはチ
エーク、V_Sは交流電源、Ａは制御部、V_Lはラン
プ電圧である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 交流電源と、少なく共インダクタンスよりな
   る限流要素と、飽和蒸気圧型の放電灯と、サイリ
   スタとを直列に接続して主回路を形成した位相制
   御型の放電灯点灯装置において、上記放電灯の始
   動から定常点灯移行前にあつては、上記サイリス
   タの導通位相を上記放電灯のランプ電圧上昇と共
   に上記交流電源各半サイクルの夫々の初端に近づ
   けるように進ませ、上記ランプ電圧が定常点灯移
   行前の所定電圧に達した以降は、上記サイリスタ
   の導通位相を上記ランプ電圧が高くなつたときに
   遅らせるとともに上記ランプ電圧が低くなつたと
   きに進ませるような位相制御を、上記放電灯のラ
   ンプ電圧のみに対応して行う制御部を設けて成る
   ことを特徴とする放電灯点灯装置。