JPS63299779A

JPS63299779A - 単相インバータの並列接続回路

Info

Publication number: JPS63299779A
Application number: JP62133011A
Authority: JP
Inventors: Masateru Igarashi; 征輝五十嵐; Kazuo Kuroki; 一男黒木
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 1987-05-28
Filing date: 1987-05-28
Publication date: 1988-12-07
Anticipated expiration: 2010-11-13
Also published as: JPH07106066B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕この発明は、同一の動作信号で交流を出力している単相
インバータの複数台を、電流の不平衡を生ぜしめること
なく並列運転させるとかできる単相インバータの並列接
続方法に関する。

〔従来の技術〕

第６図は同一の動作信号を受けて並列運転する複数台の
単相インバータに出力ｉｉｔ流の不平衛生ぜしめない従
来例を示した主回路接続図であって、２台の単相インバ
ータの並列接続方法をあられしている。

この第６図において、４個の酸化金属半導体電界効果ト
ランジスタ（以下ではＭＯＳ　　ＦＥＴと略記する）３
１〜３４の単相ブリッジ接続で構成された第１インバー
タ３の直流側と、同じく４個のＭ○５ＦＥＴ４１〜４４
の単相ブリッジ接続で構成された第２インバータ４の直
流側には、共通の直ｉＪｇｉ源２を接続しているが、こ
れら両インバータ３と４には、図示していない制御回路
から同一の動作信号が与えられるので、これら両インバ
ータ３と４の交流出力側を相互に並列接続することで、
共通の負荷５へ交流電力を供給することができる。

このように複数台のインバータを並列接続することによ
り、負荷５の容量の増大に対応するのであるが、インバ
ータに直接負荷５を接続すると、−ＩＧに第１インバー
タ３の出力インピーダンスと、第２インバータ４の出力
インピーダンスとには差異があることから、両インバー
タ３と４とが同一動作信号で動作していても、それぞれ
の出力電流に不平衡を生じる不都合がある。

そこで第１インバータ３の第１相Ｕ１の出力側にはりア
クドル１１を、また第２インバータ４の第１相Ｕ２の出
力側にはりアクドル１３をそれぞれ接続し、このリアク
トル１１　と１３　とを介して両者を並列接続したのち
、これを負荷５の一端に接続する。同様に第１インバー
タ３の第２相Ｖ１の出力□側にはりアクドル１２を、ま
た第２インバータ４の第２相■２の出力側にはりアクド
ル１４をそれぞれ接続し、これらのりアクドル１２　と
１４とを介して両者を並列接続したのちに、これを負荷
５の他端に接続する。この４個のりアクドル１１〜１４
のインピーダンス値を第１インバータ３と第２インバー
タ４の出力インピーダンス値よりも十分に大きな値とし
、かつこれら４個のりアクドル１１〜１４が等しい値の
インピーダンスを有するように製作するならば、直流電
源２から第１インバータ３を経て負荷５への経路のイン
ピーダンス値と、直流電源２から第２インバータ４を経
て負荷５への経路のインピーダンス値との差異の比率を
僅かなものにできることから、各インバータ３と４の出
力電流の不平衝を解消させることができるので、このよ
うな並列接続方法が多用されている。

〔発明が解決しようとする問題点］しかしながら、第６図に示す従来例回路に使用するりア
クドル１１〜１４　は、そのインダクタンス（直を各イ
ンバータ３．４の出力インピーダンスに比して十分に大
きな値に構成しなければならないことから、当１亥リア
クトル１１〜１４　は大きな体格のものとなって重量が
増大し、コストが上昇する。またこのようなりアクドル
１１〜１４をインバータの交流出力回路に挿入するため
、その分だけ当該インバータの容量を増大させなければ
ならないので、装置全体が大形化し、コストも上昇する
。さらにそれぞれのりアクドル１１〜１４のインダクタ
ンス値を等しく製作しなければ、電流の不平衡を抑制で
きないので、そのためにもリアクトル１１〜１４の価格
が上昇するなど、各種の不都合があった。

そこで、この発明の目的は、インバータ容量を増大させ
ることなく、しかもインバータの出力インピーダンスを
軽減しつつ、並列運転している各インバータの出力電流
を平衡させることにある。

〔問題点を解決するための手段〕

上記の目的を達成するために、この発明の並列接続方法
は、単相交流を出力するインバータの複数台を並列接続
し、各インバータに同一の動作信号を与えて同期運転を
させている単相インバータの並列接続方法において、前
記各インバータは、自己の第１相交流出力電流と、残余
のインバータのうちの少くとも１台の第２相交流出力電
流とが平衡するように磁気結合させ、自己の第２相交流
出力電流と、残余のインバータのうちの少くとも１台の
第１相交流出力を流とが平衡するように磁気結合させ、
かつ少くとも１台のインパークの第１相交流出力電流と
、第２相交流出力電流とが平衡するように磁気結合させ
るものとする。

〔作用〕

この発明は、複数台の単相インバータの交流出力側同士
を並列接続する場合に、あるインバータの第１相交流出
力電流と、他のインバータの第２相交流出力電流とを磁
気結合により平衡させ、また、あるインバータの第２相
交流出力電流と他のインバータの第１相交流出力電流と
を磁気結合により平衡させ、さらに同一インバータの第
１相交流出力電流と第２相交流出力電流とを磁気結合に
より平衡させることで、すべてのインバータの交流出力
電流が第１相・第２相ともに平衡するようにしているの
であるが、この磁気結合は、鉄心に２組の巻線を施した
電流バランサ、あるいは電流量が同じで方向が逆の導体
同士を権力接近させ、あるいは絶縁物を介して撚合わせ
ることで達成させているので、この磁気結合に同じ値の
電流が流れているときは、両導体の相互インダクタンス
分だけ配線インダクタンスを軽減でき、また電流が不平
衡になれば、その差電流と相互インダクタンスにより、
電流が平衡するように誘起電圧を発生し、各インバータ
間の電流不平衡を解消させている。

（実施例）第１図は本発明の実施例を示す主回路接続図であって、
２台の単相インバータを並列接続する場合をあられして
いる。

この第１図において、４個のＭＯＳ　　ＦＥＴ３１〜３
４　　を単相ブリッジ接続することで構成されている第
１インバータ３の直流側と、同じく４個のＭＯＳ　　Ｆ
ＥＴ４１〜４４を単相ブリッジ接続することで構成され
ている第２インバータ４の直流側には、共通の直流電源
２が接続されており、これら両インバータ３と４の交流
側は、磁気結合としての第１電流バランサ１７　と第２
電流バランサ１８　とを介して両者に共通の負荷５を接
続することで、第１インバータ３と第２インバータ４と
は並列運転することができる。なお、これら両インバー
タ３と４とは、同一の動作信号により動作するのである
が、その部分の図示は本発明と直接の関係がないので省
略している。

上述の電流バランサ１７　と１８の接続は次のとおりで
ある。すなわち、第１インバータ３の交流出力の第１相
Ｕ１は第１電流バランサ１７を介して負荷５に、またこ
の第１インバータ３の交流出力の第２相■１は第１電流
バランサ１７　と第２電流バランサ１８　とを介して負
荷５に、第２インバータ４の交流出力の第１相Ｕ２は第
２電流バランサ１８を介して負荷５に、また同該第２イ
ンバータ４の交流出力の第２相Ｖ２は直接負荷５に接続
されているので、結局両インバータ３と４の交流出力の
第１相ＵｌとＵ２）および第２相■１と■２とは、それ
ぞれが両電流バランサ１７と１８を通過後に負荷５の入
力端子部で並列接続されている。

ここで第１電流バランサ１７と第２電流バランサ１Ｂは
、ともに２個の巻線が磁気的に結合されるように構成さ
れていて、これら両巻線に流れる電流が等しいときには
、それぞれの巻線の誘起電圧はほぼ零となるが、一方の
巻線の電流が他方の巻線の電流よりも増大しようとする
と、当該巻線には電流を減らす方向の電圧が誘起される
とともに、他方の巻線には、電流を増大させる方向の電
圧が誘起されることとなる。

第２図は第１図に示す本発明の実施例回路を説明するた
めの説明回路図である。この第２図において、スイッチ
２１　と２２はそれぞれがインバータのスイッチング動
作をあられすスイッチであり、インバータ出力抵抗２４
　と２８は、それぞれがインバータの出力インピーダン
スを抵抗分であられしたものであって、スイッチ２１　
と直流量′ａ２２と負荷２３およびインバータ出力抵抗
２４　とが直列接続された第１ループ回路と、スイッチ
２５　と直流′ｒ４源２６　と負荷２７ならびにインバ
ータ出力抵抗２８とが直列接続された第２ループ回路と
が、電流バランサ２０により磁気的に結合されたものと
なる。

第３図は第２図に示す説明回路を等価的にあられした等
価回路図であって、この第３図に示すスイッチ２１　と
２５、直流電源２２と２６、負荷２３と２７、およびイ
ンバータ出力抵抗２４　と２８　は第２図に図示のもの
と同じである。また第２図に図示の電流バランサ２０を
第３図に示す等価回路ではバランサ漏れインダクタンス
２０Ａと２０Ｂおよびバランサ相互インダクタンス２０
Ｍであられしている。

第３図に示す等価回路において、スイッチ２１と２５　
とを同時にオンにしたとき、第１ループ回路の電圧方程
式は下記の（１）式で、また第２ループ回路の電圧方程
式は（２）式であられされる。

ただしこの（１）式と（２）式における■、は第１ルー
プ回路の電流、■、は第２ループ回路の電流、Ｅは直流
ｉｌｔ源２２と２６の電圧、Ｒ，はインバータ出力抵抗
２４の抵抗値、Ｒ２はインバータ出力抵抗２８の抵抗値
、Ｌ＋　はバランサ漏れインダクタンス２ＯＡのインダ
クタンス値、Ｌ８はバランサ漏れインダクタンス２０Ｂ
のインダクタンス値、Ｍはバランサ相互インダクタンス
２０Ｍのインダクタンス値であり、さらにＲは負荷２３
　と２７の抵抗値である。

−−−−−−−・・−−−−−−・・・−（１）ｄＩ＊
　　　　　　ｄ（Ｉｔ−１ｓ）ｄｉ　　　　　　　　　　　ｄｔ・・−・−・・・・−・・・−・−・・　　（２）この
（１）式と（２）式からあきらかなように、第１ループ
回路の電流Ｉ、の方が第２ループ回路電流■、よりも大
になろうとすると、（１）式の左辺第２項に示す電圧が
誘起されて、第１ループ回路電流Ｉ、を減少させるよう
に動作するとともに、（２）式の左辺第２項に示す電圧
が誘起されて、第２ループ回路電流Ｉ、を増大させよう
とするので、結局第１ループ回路電流Ｉ、と第２ループ
回路電流■６とは相等しい値に落着くこととなる。

前述の第１項に示す本発明の実施例回路において、第１
インバータ３の第１相Ｕ１の出力電流をＩｔ　、第２相
ｖ１の出力電流を１２とし、第２インバータ４の第１相
Ｕ２の出力電流を■３、第２相ｖ２の出力電流を■１と
するとき、これら各電流が平衡する条件は下記の（３）
式で与えられる。

１、−１．−−１．−−１．　−−−・−・・・・−（
３）ここでＩ、−−ｒ、なる条件は第１電流バランサ１
７で確立できるし、また−Ｉｇ””Ｉｓなる条件は第２
Ｔ！１流バランサ１８で確立できるので、これら第１１
流バランサ１７と第２電流バランサ１８とにより下記の
（４）式が得られる。

１＋−１ｚ＝Ｔｓ　　　　　　−・・・・−・−・・・
・・　（４）一方、キルヒホッフの法則により下記の（
５）式が成立する。

Ｉｔ　　＋１．＋１３＋Ｉｎ　＝Ｏ−・・・・・−−−
−−（５）結局、上記の（４）式と（５）式とにより（
３）式に示す電流平衡条件が満足される。すなわち第１
図に示す位置に２＆ｌｌの電流バランサ１７　と１８と
を設置することにより、両インバータ３と４とを並列接
続して運転する場合に、出力交流電流が不平衡になるお
それがないことがわかる。

複数台の単相インバータを相互に並列接続して運転する
場合の交流出力電流を平衡させるのに、前述のような磁
気結合を利用する場合に、第１図に示す回路において、
この磁気結合を利用した電流バランサの挿入場所は、第
１図に示す以外に各種の組合わせが存在し得るし、単相
インバータの並列運転台数が増加するのに従って、その
組合わせの数は飛躍的に増大することとなるが、いずれ
にしてもすべての単相インバータの交流出力の第１相電
流と第２相電流とが、なんらかの組合わせで磁気結合さ
れるようにすればよいことになる。

第４図は本発明の第２の実施例を示す主回路接続図であ
って、２台の単相インバータを並列接続する場合に、第
１相の交流出力電流が流れる導体と第２相の交流出力電
流が流れる導体とを、可能なかぎり長い距離にわたって
、できるかぎり接近して配列することで磁気結合を得る
ようにしている。

この第４図において、４個のＭＯＳ　　ＦＥＴ３１〜３
４の単相ブリッジ接続で構成された第１インバータと、
同じく４個のＭＯＳ　　ＦＥＴ４１〜４４の単相ブリッ
ジ接続で構成された第２インバータとを相互に並列に接
続し、両者に共通の直流電源２から供給される直流電力
を単相交流電力に変換して、共通の負荷５へ給電するの
であるが、第１インバータの第１相電２ｉｔＩ　＋　が
流れる導体５１　と、同じく第１インバータの第２相電
流１．が流れる導体５２　とを、長い距離にわたって極
力接近して配置することにより、電流■１　と■２が流
れるときに磁気結合を生じ、この磁気結合が電流バラン
サの役割を果たすことから下記の（６）式に示す電流平
衡条件が得られる。

！、＝−１．　　　　　−・−・−・−・・・−・−・
（６）この第１インバータの第１相電流■１を上述の導
体５１　に直列している導体５３を介して負荷５へ流す
とともに、第２インバータの第２相電流■４を導体５４
を介して負荷５へ供給するにあたって、これら両導体５
３　と５４　とを極力接近させることで磁気結合を発生
させるならば、（７）式に示す電流平衡条件が得られる
。

１＋＝　　Ｉｓ　　　　　　”−・−・−・・・−・・
・・（７）また第１インバータの第２相電流１．を、前
述の導体５２に直列している導体５５に流すとともに、
第２インバータの第１相電流Ｉ、を導体５６に流し、こ
れら両導体５５　と５６を極力接近させることで磁気結
合を発生させるならば、（８）式に示す電流平衡条件が
得られる。

−１，−１，・・−・−・・−・（８）これら（６）、
（７）、（８）式から前述の（３）式に示す電流平衡条
件が得られるので、交流出力電流が流れる導体を第４図
に示すように配置するならば、並列運転している２台の
単相インバータの交流出力電流をバランスさせることが
できる。

第５図は本発明の第３の実施例を示す主回路接続図であ
って、２台の単相インバータを並列接続する場合をあら
れしている。すなわち、４個のＭＯＳ　　ＦＥＴ３１〜
３４の単相ブリッジ接続で構成された第１インバータと
、同じく４個のＭＯ３ＦＥＴ４１〜４４の単相ブリッジ
接続で構成された第２インバータとを相互に並列接続し
て、両者に共通の直流電源２からの直流電力を単相交流
電力に変換して、共通の負荷５へ給電するのは第４図に
示す第２の実施例回路と同じである。

第５図に示す第３の実施例回路では、第１インバータの
第１相電流■１を電線６１に、また第２相電流■、を電
線６２にそれぞれ流すのであるが、このとき電線６１　
と６２　とを撚合わせることにより、磁気結合を発生さ
せる。同様に電線６１に直列している電線６３に第１イ
ンバータの第１相電流Ｉ、を流し、この電線６３　と撚
合わされている電線６４には第２インバータの第２相電
流Ｉ４を流す。また電線６２に直列している電線６５に
第１インバータの第２相電流Ｉ２を流し、この電線６５
　と撚合わされている電線６６には、第２インバータの
第１相電［１ｓを流すことにより、これら撚合わされた
電線間に磁気結合を生じ、結局（３）式に示す電流平衡
条件が成立するのは第４図に示す第２の実施例の場合と
同じである。

第１１１１１に示す実施例回路に使用している電流バラ
ンサは鉄心に２個の巻線を備えた構成であって、（１）
式と（２）式に示す漏れインダクタンスの値し、とＬ２
が、配線インダクタンスに比して極めて大であることか
ら、インバータの出力インピーダンスを増大させるが、
第４図と第５図に示す実施例回路においては、配線自体
を用いて磁気結合させているので、配線インダクタンス
の値をそれぞれＬＡ、Ｌ、とするならば、このようにし
て得られる磁気結合の漏れインダクタンスの値Ｌ＋　。

Ｌ、は、相互インダクタンス値をＭとするならば下記の
（９）式と（１０）式となる。

Ｌｌ　＝ＬＡ−Ｍ　　　　−・・−−−−−−−−−−
−（９）Ｌ、　＝Ｌｌ　−Ｍ　　　　−−・−−−−−
−−（１０）すなわち第４図あるいは第５図に示す磁気
結合により、並列接続されているインバータの出力イン
ピーダンスの方が、インバータ単独運転の場合の出力イ
ンピーダンスよりも小となる。

第１図の実施例回路と第４図あるいは第５図の実施例回
路とを対比して見ればあきらかなように、第４図の実施
例回路における導体５３と導体５４とで構成される磁気
結合、あるいは第５図の実施例回路における電線６３と
電線６４　とで構成される磁気結合は存在しなくても、
’ｆ：ｉ　？ｉを平衡させるのに支障はないが、上述し
たように、これらの磁気結合により各インバータの出力
インピーダンスを軽減できるし、かつ他方の磁気結合（
第４図における導体５５と５６、あるいは第５図におけ
る電線６５　と６６　とで構成される磁気結合）を補助
する役割をも有している。

また第４図、第５図に示す実施例回路に用いられている
磁気結合は鉄心を使用していないので、鉄心を使用した
電線バランサにくらべ、相互インダクタンスの値Ｍが小
となる。従って差電流の変化分、すなわちｄ　（Ｉｓ　
　　Ｉｈ　）　／　ｄＬあるいはｄ（１，−Ｉｓ　）／
　ｄｔが大きな高調波インバータや大容量インバータに
適している。

〔発明の効果〕

この発明によれば、複数台の単相インバータを同一の動
作信号で動作させつつ並列運転する場合に、あるインバ
ータの第１相交流出力電流と他のインバータの第２相交
流出力電流とを平衡させる磁気結合、あるいはあるイン
バータの第２相交流出力電流と他のインバータの第１相
交流出力電流とを平衡させる磁気結合、さらには特定イ
ンバータの第１相と第２相交流出力電流を平衡させる磁
気結合を備えることで、並列運転中の各インバータの電
流不平衡を、従来の大きなインピーダンスを有するリア
クトル挿入によらずに抑制できるので、インバータの出
力インピーダンスを増大させることがなく、従って当該
インバータの容量も大きくしなくてよい、さらにリアク
トルを不用にすることから装置の大形化を抑制し、コス
トを上昇させずに済む利点を存する。さらに上記の磁気
結合を、インバータ交流出力電流を流す導体や電流の近
接配置あるいは撚合わせにより達成させる場合は、鉄心
を使用する電流バランサに比して、更に小形・低価格化
が実現できるばかりでなく、相互インダクタンスも減少
できるので、特に裔調波数でのスイッチング動作を行う
インバータや、大容量のインバータに好適であり、鉄心
を使用しないことから、装置の小形軽量化と低価格化に
寄与できる効果も合わせて有する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例を示す主回路接続図であり、第
２図は第１図に示す本発明の詳細な説明するための説明
回路図、第３図は第２図に示す説明回路を等価的にあら
れした等価回路図であり、第４図は本発明の第２の実施
例を示す主回路接続図、第５図は本発明の第３の実施例
を示す主回路接続図である。第６図は同一の動作信号を
受けて並列運転する複数台の単相インバータに出力電流
の不平衡を生ぜしめない従来例を示した主回路接読図で
ある。２．２２．２６・・・直流電源、３・・・第１インバー
タ、４・・・第２インバータ、５．２３．２７・・・負
荷、１１．１２゜１３、１４・・・リアクトル、１７・
・・磁気結合としての第１電流バランサ、１８・・・磁
気結合としての第２電流バランサ、２０・・・電流バラ
ンサ、２０Ａ、２０Ｂ・・・バランサ漏れインダクタン
ス、２０Ｍ・・・バランサ相互インダクタンス、２１．
２５・・・スイッチ、２４．２８・・・インバータ出力
抵抗、３１〜３４．４１〜４４・ＭＯＳ　　ＦＥＴ。５１〜５６・・・導体、６１〜６６・・・電線。１Ａ１　図￥２図Ｖ、４図７５図第　６（！ｌ

Claims

【特許請求の範囲】１）　単相交流を出力するインバータの複数台を並列接
続し、各インバータに同一の動作信号を与えて同期運転
をさせている単相インバータの並列接続方法において、
前記各インバータは、自己の第１相交流出力電流と、残
余のインバータのうちの少くとも１台の第２相交流出力
電流とが平衡するように磁気結合させ、自己の第２相交
流出力電流と、残余のインバータのうちの少くとも１台
の第１相交流出力電流とが平衡するように磁気結合させ
、かつ少くとも１台のインバータの第１相交流出力電流
と、第２相交流出力電流とが平衡するように磁気結合さ
せていることを特徴とする単相インバータの並列接続方
法。２）　特許請求の範囲第１項記載の並列接続方法におい
て、前記の第１相交流出力電流と、第２相交流出力電流
とを平衡させる磁気結合は、それぞれの電流を流す導体
同士を、近接させることで達成することを特徴とする単
相インバータの並列接続方法。３）　特許請求の範囲第１項あるいは第２項に記載の並
列接続方法において、前記の第１相交流出力電流と、第
２相交流出力電流とを平衡させる磁気結合は、それぞれ
の電流を流す導体同士を、絶縁物を介して相互に撚合わ
せることで達成することを特徴とする単相インバータの
並列接続方法。