JPS6328289A - Ｐｗｍインバ−タの制御方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は高速ディジタル制御されるＰＷＭインバータに
より、３相誘導電動機の磁束およびトルクを制御する時
の性能改善に関するものである。

Ｐ３ 〔従来の技術〕 高速スイッチング素子で構成される３相ブリ。

ジＰＷＭインバータにより３相誘導電動機に給電するシ
ステムにおいて、電動機端子電圧すなわちインバータ出
力電圧を積分することにより電動機１次磁束を演算し、
磁束指令値匿追従制御を行う手法については、電気学会
研究会資料ＲＭ−８４−７６（昭５９−９）ｒ新理論に
基づく誘導電動機の高速トルク制御法」の論文等により
開示されている。

この論文は、電動機入力電圧を検出し、これを制御回路
内で積分したものを電動機磁束としている。すなわち、
いわゆる磁束演算形の制御方式であり、磁束ベクトルの
長さが与えられた磁束指令に追従し、かつ円軌跡を描く
ようなインバータ出力電圧を選ぶ。

また、電動機発生トルクを前記磁束と電動機入力電流の
ベクトル積として演算し、その大きさが与えられたトル
ク指令に追従するようなインバータ出力電圧を選ぶ。制
御は磁束およびトルクの瞬時値が所定の誤差内に保持さ
れるよう行われ、インバータ出力電圧は高速度で時々刻
々更新される。

前記論文はアナログ式の制御によるものであるが、高速
のディジタル・シグナル・プロセ、すを使って、ディジ
タル制御により実現することが可能である。このような
ディジタル制御によるＰＷＭインバータの制御方式につ
いて、本出願人は先−こ特願昭６１−９９２２８号によ
り出願した。

しかしながら、ディジタル式の演算では命令の処理がほ
とんど直列になり、磁束演算が終了して番 からトルク演算を行い、インバータの出力型の変更はさ
らにその次という順番になり、演算サイクルタイムの長
さの制御遅れが存在することになる。

以下、磁束およびトルクの演算理論とこれを通常の方法
でディジタル化した、特願昭６１−９９２２８号ζこ記
載した実施例を従来技術として説明する。

第２図は従来のＰＷＭインバータの一例の主回路図であ
り、直流電圧源１より正母線１ａ、負母線１ｂを経て、
３相ＰＷＭインバータ２を介して３相誘導電動機３に給
電する。制御回路４は指令および検出された情報４２を
処理し、ＰＷＭインバータ２のスイッチング素子の通電
信号４１を発生する。

ＰＷＭインバータ２はトランジスタＱ１〜Ｑ６．ダイオ
ードＤ１〜Ｄ６をそれぞれ逆並列接続してなる６個のア
ームから構成されており、これらのトランジスタはＧＴ
Ｏや８Ｉサイリスタなど他の高速スイッチング素子に置
き換えることができる。

また、２ａ　、　２ｂ　、　２ｃはＰＷＭインバータ２
の交流ａ、ｂ、ｃ相の出力端子であり、これら各出力端
子から電流検出器５ａ　、　５ｂ　、　５ｃを経て３相
誘導電動機３１と給電すると共Ｉこ、直流側正負母線間
１こ電圧検出器６が接続され、これら検出器と後述する
スイッチ状態変数から各相電流および各相電圧が検出で
きるようになっている。

３相かご形誘導電動機の１次端子電圧および電流をそれ
ぞれｖｌ　ｌ　Ｔ”１とし、２次電流を６とすると、電
圧方程式は ただし、記号ｖｔ　＋　Ｉｆ　Ｔ　ｔｚは直軸、横軸す
なわちｄ　、ｑ２軸変換された量のベクトル表示であり
、例えばＶｌはｄ軸成分をｖ１ｄ＊Ｑ軸成分をＶＩｑと
すると Ｖ重＝ｙ１ｄ＋ｊｖｔｑ・・・・・・・・・・・・・・
・■で示され、１１　＋　ｔｌも同様に定義される。な
お、■式左辺のＯは（１＋Ｑ両軸成分とも０の場合を表
し、かご形回転子の場合２次電圧はこのように０となる
。

式■における定数は Ｒ１：を次巻線抵抗 Ｌｌｌ：　１次インダクタンス Ｒ：；２次巻線抵抗 ＬＨ：　２次インダクタンス Ｍ：相互インダクタンス ａｍは回転角速度、ｐは微分演算子、Ｊはベクトル積を
表す。

一方、磁束の定義として、１次磁束φ１はφ□＝ｈ１山
＋Ｍｉｄ　　　　　　　　　　・・・・・−・・・・・
・・・・■式■の第１行を展開して Ｐ７ 式■を代入し、整理すると すなわち、電動機１次磁束は式■の積分演算により求め
られる。

第３図はＰＷＭインバータの高速スイッチング素子を接
点に置き換えて示した図で、第２図と同一の符号は同一
部分を示している。電圧形インバータのスイッチング素
子は、このように２位置の切換接点８ａ　、　８ｂ　、
　８ｃを用いて表すことが多い。

各切換接点８ａ、　８ｂ　、　８ｃは、正母線ｌａ側ｌ
こ倒れる場合と負母線ｉｂ側に倒れる場合があり、中間
位置をとることはない。前者を状態１．後者を状態０と
するとインバータの出力状態は下に示すスイッチ状態変
数表ですべてを表すことができる。

スイツチ状態変数表 ここに、ｋは各切換接点状態を示す番号で、この８通り
しか存在しない・また、Ｖｄ・Ｖｑはｄ・ｑ２２成分で
表したスイッチ状態変数で、実際のｄ。

ｑ軸電圧Ｖｌｄ　＊　Ｖｌｑは、これに直流電圧源１の
電圧Ｖｄｃとノヱを乗じ と表せる。

先のスイッチ状態変数表を図示したのが第４図であり、
ｋが増加するに従って時計方向に６０°ずつステ、プす
る電圧ベクトルを表している。

なお、ｋ＝１およびに＝７は零ベクトルと呼ばれるもの
で、図では原点に一致する。ｋ＝０およびに＝７はそれ
ぞれインバータの出力となる第３図の切換接点Ｓａ　、
　Ｓｂ　、　Ｓｃがすべて正母線１ａ側に倒れるか、ま
たは負母線ｉｂ側に倒れるかの違いはあるが、誘導電動
機３の線間電圧はいずれも０となり、３相短絡モードで
ある。才だ、ａ、ｂ、ｃ相の基準軸は後述する式■によ
り、それぞれｋ　＝　１　、’に＝３　、に＝５の方向
に対応する。

瞬時トルクＴは式■の１次磁束φ菫と１次電流１１のベ
クトル積として式■ζこより求められる。

Ｔ＝φＩＸｈ＝φｓｄ　ＩＩＱ−φｔｑ　Ｉｔｄ　　・
・・叫・・■ここで、φｘｄ　ｔφ１．およびｊｌｄ　
ｅ　（ｊｑ　　はそれぞれ１次磁束φｌおよび１次電流
量１をｄ、ｑ２軸Ｉこ分解したときの各成分である。

第５図は第２図の制御回路４の内部構成例を示すブロッ
ク図で、４ａはマイクロプロセッサ、４ｂはＲＯＭメモ
リ％４Ｃは入出力ポート、　４ｄはアドレスバス、４ｅ
はデータバスである。

入出力ポート４ｃの出力する信号４１は、トランジスタ
Ｑ１〜Ｑ６のベースをドライブする信号であり、通常は
信号４１とトランジスタＱ１〜Ｑ６の間には絶縁と電流
増幅を兼ねて増幅回路を設置するが、この図面上では省
略する。

システムを制御するための命令群はＲＯＭメモリ４ｂに
記憶されており、マイクロプロセッサ４ａカ命令を順次
実行し、必要な演算および外部との交信を入出カポ−）
４ｃを介して行う。なお、演算結果の一時的な記憶は、
マイクロプロセッサ４ａの内部ＲＡＭを用いる。

制御に必要な命令群の一例を第８図のフローチャートに
示す。以下ブロックを追って説明する。

プロ、り４０１よりスタートし、ブロック４０２で演算
に必要な初期値の設定を行い起動命令を待つ。

ブロック４０２ａで起動命令を受けるまで停止しており
、起動命令を受けるとプログラムポイントＰ１から演算
を実行する。

ブロック４０３は入出力ポート４ｃにより外部から制御
に必要な情報を入力するブロックであり、電動機磁束指
令φ↑、トルク指令Ｔ＊と共に、インバータ出力電流ｉ
ａ、　ｉｂ、　ｉｃおよび直流電源電圧ＶｄｃをｐＨ それぞれ第２図の電流検出器５ａ、５ｂ、５ｃおよび電
圧検出器６から読み込むためのブロックである。

読み込まれた３相電流は直ちに次式によってｄ。

ｑ２２成分に分解される。

プログラムポイントＰ２を経たブロック４０４は式■、
■および■に従って磁束を演算するプロ。

りであり、１次磁束φｌのｄ、ｑ軸成分φｔｄ　ｗφ鳴
が求められ、磁束ベクトル長φ重が次式により求められ
る。

φ１＝Ｊ責７１亙　　　　　・・・・・・・・・・・・
・・・■更に、プロ、り４０４では、第６図の磁束状態
図に示すように、１次磁束φｌベクトルのｄ軸を基準と
する時計方向の回転角０が、境界線ａ　＝　３０”、９
０゜１５０＠、　２１０＠、　２７０°、３３０＠の６
θ°毎番こ仕切られるどの領域に属しているかによって
制御フラグｒｔを発生する。

第７図はヒステリシスフンパレータと等価な状態制御図
で、磁束ベクトル長φ菫が磁束指令値φ士に対し、誤差
限界Δφを用いて、 ＊　　　　　　　　　　　　＊ φ、ｊφ〈φｌ〈φ１ となるようｌこ制御するための第１の制御フラグｆｌを
発生する。すなわち、磁束ベクトル長φ１が増加＊ して上限であるφｌに達すると減磁を指令する制御フラ
グｆ１＝１を発生し、また磁束ベクトル長φｌが＊ 減少して下限であるφ１−Δφに達すると増磁を指令す
る制御フラグｆ、　＝　Ｏを発生する〇かくして、磁束
ベクトル長φ１は第７図に示される矢印の方向にリミッ
トサイクルを描くようｌこして制御されることになるが
、実際にどのようにして増磁、減磁の動作をおこさせる
かについてはブ、り４０６にて説明する。

第７図に示した磁束のリミットサイクルは、第６図に関
していえば、１次磁束φ里のベクトルの頭部が常に図示
された円環部分に存在するように制御されていることに
対応する。

第７図による第１の制御フラグｆ！と第６図で説明した
第３の制御フラグｆ２とが組み合わされて、例えばｆｌ
−〇　＋　ｆｔ　＝１の制御フラグが立っているとする
と、領域が一３０’≦０〈３０°における増磁モードを
意味するから、１次磁束φ１ベクトルに積分されるべき
１次電圧ｖ１ベクトルは円の外向き成分を持ったものと
なり、第４図からに＝１．２．６のいずれかのみが選ば
れる可能性がある。

プログラムポイントＰ３を経たプロ、り４０５は式■に
より瞬時トルクＴを演算するプロ、りであ＊ す、トルク指令Ｔと式■１こより求められた瞬時トルク
Ｔとの差が所定の誤差限界以内１こ押えられるように、
第９図の状態制御図に従って第２の制御フラグｆ１を発
生する。

第９図は３値ヒステリシスコンパレータと等価な動作を
行うもので、電動機力行時はトルク偏差＊ Ｔ　−Ｔが上限値Ｔｓ　（Ｔ１＞　０　）　４こ達する
と、加速モードの制御フラグｆｓ＝１を発生する。電動
機が加速されてトルク偏差が下限値−Ｔ：に達すると、
零ベクトルモードの制御フラグｆｓ＝ｏを発生し、トル
クが漸減して再び偏差が増加し上限値Ｔｘｊこ達すると
加速モードに移り、第９図の上半部のヒステリシスルー
プを矢印方向に周回するリミットサイクルを描く。

これを時間領域にて表すと第１０図のトルク波形図に示
すごとくトルクＴは変動し、トルク指令Ｔ＊を挾んで上
、下に偏差分子、十’ｒ！の帯域内を往復する。

次に、電動機が回生制動を行っている時は第９図の下半
部のヒステリシスループを描くことｌどなり、トルク偏
差が負の下限値−Ｔ１（’Ｉｓ＞０）に達すると減速モ
ードの制御フラグｆ、＝−１を発生する。

以下、カ行時と同様に矢印の方向のリミットサイクルを
繰り返えす。かくして、ブロック４０５は制御フラグｆ
ｓ＝１　、０　、−１を出力する。

プログラムポイントＰ４を経たブロック４０６はプロ、
り４０４および４０５から出力される３個の制御フラグ
ｆｓ　＊　ｂ　＊　ｆｓの各組み合わせに最も適したイ
ンバータ出力電圧を決定するブロックであり、第６図に
より説明した１次磁束φ１のベクトル長と回転方向をこ
れら３個の制御フラグｆｌ　＊　ｆｌ　ｗ　ｆｌが制御
する０ Ｐ　　１５ 例えば前述のごとく制御フラグｆ！＝　Ｏ、ｆ２＝　１
の場合には、電圧ベクトルをスイッチ状態変数表のｋに
従ってｖｔ（ｋ）で表すとすると、電圧ベクトルとして
選ばれる可能性があるのはに＝１．２゜６のいずれかで
あるが、このとき第２の制御フラグｈ＝１ならば、時計
方向に回転する成分を持つベクトルに＝２すなわち出力
電圧ベクトルＶｌ　（２）が選ばれる。もしｆｓ＝−１
のときはｖｌ（６）、ｆｓ＝０のばれる。

次に示すスイッチングテーブルは、３個の制御フラグｆ
１ｍ　ｆｚ　ｇ　ｆｚのすべての組み合わせについて出
力電圧ベクトルの番号にの値を示したもので、毎演算サ
イクル毎にこのスイッチングテーブルを参照することに
より、磁束およびトルクの瞬時制御が行われる。

スイッチングテーブル インバータ周波数は第６図の１次磁束φｌベクトルの回
転速度と考えることができるが、これは外部から与えら
れるものではなく、式■による電圧ベクトルの積算結果
として生ずるものである。

プログラムポイントＰ５を経たブロック４０６ａで停止
命令の有無をチェックし、停止命令の出ている場合には
プロ、り４０７へ進んで電源スィッチをオフしてプロ、
り４０２ａへ進み次の起動命令を待つ。

停止命令が出ていない場合はプログラムポイントＰ１へ
戻り、次の演算サイクルに入って同じ演算を繰り返えす
。

〔発明が解決しようとする問題点〕

高速形のマイクログロセ、すを用いても前記の演算処理
時間は５０〜６０μｓｅｃに達する。インバータ用のス
イッチング素子としてバイポーラトランジスタまたはＧ
ＴＯサイリスタを用いるときは、蓄積時間による制御上
の無駄時間が２０〜３０μｓｅｃ必要であるから、前記
演算時間は素子の制御時間とほぼ同じ程度と考えられる
が、Ｍ０８ＦＢＴやＳエサイリスタ等を用いると無駄時
間は２〜５μｓｅｃと小さくなるため、５０〜６０μｓ
ｅｃという演算時間は長すぎる。

ディジタル演算の場合はマイクロプロセッサによるすべ
ての演算が直列的に行われるので、インバータ用高速ス
イ、チング素子のオン・オフ制御時間よりも、演算処理
時間の方が大きくなってこの待ち時間の方が大きい比重
を占める場合が多い・本発明にかかるＰＷＭインバータ
の制御方式はこの演算処理時間のための待ち時間を少な
くし、精度の高い制御を可能とするものである。

〔問題点を解決するための手段〕

先に従来例により詳細に説明したように、電圧と電流か
ら誘導電動機の磁束およびトルクの瞬時制御を行う場合
は、磁束またはトルクを演算の結果、一方の制御フラグ
の値が変更されたときは、他方の演算処理を待たずにそ
の時点でインバータの出力電圧を変更すればよいことが
明らかで、そのため、磁束演算用のマイクロプロセッサ
とトルク演算用のマイクログロセ、すを別ｔこ設け、並
列番こ演算処理を行わしめることにより、制御上の無駄
時間をほぼ半減することが可能である。

すなわち、本発明にかかるＰＷＭインパークの制御方式
は、磁束瞬時値を演算しその値と磁束指令値の偏差が所
定の値を越えたとき第１の制御フラグを発生する第１の
マイクロプロセッサと、トルク瞬時値を演算しその値と
トルク指令値の偏差が所定の値を越えたとき第２の制御
フラグを発生する第２のマイクロプロセッサとを具え、
これら２個のマイクロプロセッサは独自の演算サイクル
で並列に演算を行い、第１および第２の制御フラＰ　１
９ グの少なくとも一方が発生したとき該制御フラグが発生
した側の変数の偏差を小ならしめるようにＰＷＭインバ
ータの出力状態を与える通電信号を発生するようにした
ものである。

第１および第２の制御フラグの少なくとも一方が発生し
たとき、ＰＷＭインバータｌこ通電信号を送る機能を有
する第３のマイクロプロセッサを設けることにより従来
のものより演算時間はほぼ半減するが、場合によっては
第１または第２のマイクロプロセッサのいずれか一方に
この第３のマイクロプロセッサの機能を併わせ持たせて
もよい。

〔作　用〕

磁束を演算する第１のマイクロプロセッサと、トルクを
演算する第２のマイクロプロセッサトカ、それぞれ独立
に演算を行い、それらの演算結果から制御フラグの値が
変更されると割込信号を発生し、待機中の第３のマイク
ロプロセッサを作動させてインバータ出力電圧ベクトル
を決定し、他方の演算結果を待つことなく演算結果をイ
ンバータ出力ζこ反映させることができる。

もし第３のマイクロプロセッサへの割込信号が同時に発
生するか、または先着の割込信号の処理中に後着の割込
信号が発生した場合は、割込コントローラにより先着信
号（同時の場合はいずれか一方を先着とする）が優先さ
れ、後着信号は一時待機させられる。

〔実　施　例〕

第１図は本発明にかかるＰＷＭインバータの制御方式の
一実施例の制御回路のブロック図を示し、３個のマイク
ロプロセッサを具えることにより磁束およびトルクの制
御を並列に処理することが可能としたものである。

第３のマイクロプロセッサ４５ａはインバータ出力電圧
ベクトルを決定する機能を有すると共に、親プロセツサ
としてシステム全体の進行を制御する。

第１および第２のマイクロプロセッサ４１ａおよび４２
ａはそれぞれ磁束およびトルクを演算制御する専用マイ
クロプロセッサであり、共有メモリとしてＲ，ＡＭ（ラ
ンダムアクセスメモリ）４３を具えＰ　２す る。

４１ｂ　、　４２ｂ　、　４５ｂはそれぞれマイクロプ
ロセッサ４１ａ　、　４２ａ　、　４５ａの命令が書き
込まれているＲＯＭ（リードオンリーメモリ）である。

４５ｃは第３のマイクロプロセッサ４５ａ（７）大刀お
よび出力ポートであり、起動、停止信号を大刀とじて読
み込むと共に、演算処理結果としてのインバータ出力電
圧信号すなわちインバータ通電信号を出力する。

４１ｃは第１のマイクロプロセッサ４１１１に対する入
力ポートであり、磁束指令値φ１．トルク指令Ｔ。

インバー２出力電流ｉａ　、　ｉｂ　、　ｉｃおよび直
流電源電圧Ｖｄｃなどを読み込む。

４４は割込コントローラであり、第１および第２マイク
ロプロセッサから発せられる割込信号を制御する。

第１図の制御回路を動かすプログラムのフローチャート
を第１１図に示す。第１１図（ａ）は第１のマイクロプ
ロセッサ４１ａのプログラムで磁束の演算制御を行うも
の、第１１図（ｂ）は第２のマイクログロセ、す４１ｂ
のプログラムでトルクの演算制御を行うもの、第１１図
（Ｃ）は第３のマイクロプロセッサのプログラムで全体
システムを制御しインバータの通電信号を発するもので
ある。

第１．第２のマイクロプロセッサ４１ａ　＃　４２ａの
プログラムはいずれも制御フラグの値を変更した場合に
は割込信号を発して第３のマイクロプロセッサ４５ａに
処理を要求し、共通メモリであるＲＡＭ４３を介して制
御フラグの値を第３のマイクロプロセッサ４５ａ　ｊこ
引き渡す。

第３のマイクロプロセッサ４５ａは起動すると割込信号
を待機する状態になり、第１．第２のマイクロプロセッ
サ４１ａ　、　４２ａのいずれかから割込信号が発せら
れると、スイッチングチープルに従ってインバータに通
電信号を発し、インバータは新しい出力電圧を発生する
６割込信号が発せられない間はインバータの出力電圧は
変更されずに保持される。

３個のマイクロプロセッサ４１ａ　、　４２ａ　、　４
５ａの演算は電源が投入されるとほぼ同時に開始される
Ｐ　２３ ものとするが、このとき第３のマイクロプロセ。

す４５ａは初期設定の後直ちに起動信号待ちの状態に入
り、起動信号が与えられるまではたとえ割込信号があっ
たとしても、有効なインバータ通電信号を発することは
ない。

以下、第１１図に示したフローチャートについてプロ、
りを追って説明する・ 第１１図（Ｊりは１次磁束φｌの演算制御を行う第１の
マイクロプロセッサ４１ｍのプログラムの命令フローチ
ャートであるが、電源投入でプロ、り４１１からスター
トすると、プロ、り４１２によりＲＡ　Ｍ２Ｓ内のこの
てログラムζこ関連する変数および制御フラグをリセッ
トした後、プロ、り４１３へ進む。

ブロック４１３において、外部から与えられる磁＊ 束指令値φｌ、トルク指令Ｔおよびフィードパ、り変数
の１次電流１１　ｍ直流電源電圧Ｖｄｃなどを読み込む
。なお、１次電流１１についてはｃｔ、ｑ変換を行い１
１ｄ　ｅ　ｊｔｑを求める。

プロ、り４１４では式■ｌこ従って１次磁束φ１のｄ。

ｑ軸成分φｔｄｔφ１．および式■によって磁束ベクト
ル長φ１を求める。なお、積分に必要なスイッチ状態変
数Ｙｄ　、　Ｖｑは、直前に出力された値をＲＡＭ４３
から読み込んでくる。起動前には第３のマイクログロセ
、す４５ａのスタート時に電圧ベクトル出力信号に関係
する量としてセットされる初期値が用いられる。起動後
は第３のマイクロプロセッサ４５ａが出力したインバー
タの通電信号に対応するスイッチ状態変数が使われる。

更に、ブロック４１４では磁束演算と共に、第６図、第
７図によって第１および第３の制御フラグｆｌおよびｆ
鵞も計算する昏 プロ、り４１５では入出カポ−）　４１ｃから読み込ん
だ指令およびフィードパ、り値や磁束の演算結果、制御
フラグの値などを共通のＲＡ　Ｍ４３へ転送し、第２の
マイクロプロセッサ４２ａにデータを提供する。

プロ、り４１５ａは制御フラグｆ１　＊　ｈに変更があ
ったかどうかをチェックするプロ、りであり、変更があ
った場合はブロック４１６へ進み、変更がなかった場合
にはプロ、り４１３へジャンプする。

プロ、り４１６は制御フラグｆ１　＊　ｒｚに変更があ
った場合に割込信号を発生するブロックで、割込信号を
発生の後プロ、り４１３ヘジヤンプする。

これは、第３のマイクロプロセッサ４５ａが無駄な出力
の変更を行わないようにすることを目的とするもので、
制御フラグの変更がなければインバータの通電信号は前
と同じであり、出力電圧ベクトルは前と同じ値に保たれ
る。

プロ、り４１３に戻った後は上に述べた演算ループを反
復実行する・ 第１１図（ｂｌは電動機の瞬時トルクＴの演算制御を行
う第２のマイクロプロセッサ４２ａのプログラムの命令
フローチャートである。プロ、り４２１がらスタートし
、プロ、り４２２でＲＡ　Ｍ２Ｓ内のこのプログラムに
関連する変数および制御フラグをリセ、トシた後、プロ
、り４２３へ進む・ プロ、り４２３１ζおいて、共通のＲＡ　Ｍ４３からｄ
。

ｑ軸成分に分解された１次磁束φｌｄｓφ１１．１次電
流１１ｄ　ｅ　ｌｌｑなどを読み込む。

ブロック４２４で式■に従って瞬時トルクＴを演算する
と共に、第９図によって第２の制御フラグｆ３を計算す
る。

ブロック４２５ではブロック４２４における演算結果を
共通のＲ，ＡＭ４３へ転送する。

プロ、り４２５ａは第２の制御フラグｆ３に変更があっ
たかどうかをチェックするプロ、りであり、変更があっ
た場合はプロ、り４２６へ進み、変更がなかった場合に
はプロ、り４２３ヘジヤンプする。

プロ、り４２６は制御フラグｆ３に変更があった場合ｌ
こ割込信号を発生するプロ、りで、割込信号を発生の後
ブロック４２３ヘジヤンプする。

ブロック４２３ζこ戻った後は上に述べた演算ループを
反復実行する。これらの演算において、第１のマイクロ
プロセッサ４１ａと第２のマイクロプロセッサ４２ａの
演算サイクルは全く独立でよく、同期させる必要はない
。

トルクの演算を行う第２のマイクロプロセッサは、外部
からの指令、フィードバック信号の読み込み、電流のｄ
、ｑ軸変換などを既に述べたように第１のマイクロプロ
セッサに処理させることにＰ　２７ より、極力演算ステ、プ数を減らし、トルクの演算が高
速で行えるようにしている。

第１１図（Ｃ）はインバータの出力電圧ベクトルを記定
する通電信号を発生すると共に、システム全体の進行を
制御する第３のマイクロプロセッサ４５ａのプログラム
の命令フローチャートである。ブロック４３１からスタ
ートし、プロ、り４３２でＲＡＭ４３内へ電圧ベクトル
の初期値を定めるためのスイッチ状態変数の初期値を設
定する。これはスイ。

チ状態変数表の中から適宜選べばよい。

ブロック４３２ａは起動命令を待つブロックで、起動命
令を営けるまでこのブロックで停止しており、起動命令
を受けると始めてプロ、り４３２ｂへ進む。

プロ、り４３２ｂは割込信号を待つブロックで、第１の
マイクロプロセッサ４１ａか第２のマイクロプロセッサ
４２ａのいずれか一方から割込信号が発せられるまでこ
のプロ、りで停止しており、割込信号を受けるとブロッ
ク４３３へ進む。

プロ、り４３３では割込信号を受けたとき共通ＲＡ　Ｍ
４３から制御フラグｆｌ　＊　ｒ＊　Ｉ　ｆｌを読み込
み、スイッチングテーブルを参照して電圧ベクトルを決
定する。

ブロック４３４はインバータへ通Ｎ信号を送るブロック
で、プロ、り４３３で決定した電圧ベクトルによってス
イッチ状態変数表に従ってインバータの構成素子をオン
・オフする。

ブロック４３４ａで停止命令の有無をチェ、りし、停止
命令の出ている場合にはブロック４３５へ進んで直流電
源をオフして後プロ、り４３２ａへ進み次の起動命令を
待つ。停止命令が出ていない場合にはプロ、り４３２ｂ
へ進んで次の割込信号を待ち上に述べた演算ループを反
復実行する。

〔発明の効果〕

以上詳細に説明したように、本発明にかかる制御方式に
より制御回路およびプログラムを構成すれば、磁束演算
結果の処理がトルク演算のために待たされることがなく
、また逆にトルク演算結果の処理が磁束演算のために待
たされることもなく、ディジタル演算特有の無駄時間を
ほぼ半減させることができ、特ｌこトルクの演算処理時
間が著るしく短縮される。

なお、実施例で説明した第３のマイクロプロセッサの機
能は、第１または第２のマイクロプロセッサに併せもた
せることも可能である。この場合は入出力ポートによる
外部とのやりとりが少ないａｌｌのマイクロプロセッサ
（トルク演算制御用）１こ第３のマイクロプロセッサの
機能を追加する方が、各マイクロプロセッサ−こ対する
負担が均等になるので好ましい。

この場合には、磁束を制御する第１のマイクロプロセッ
サの割込信号で第２のマイクロプロセ。

すに割り込みをかけると共に、第２のマイクロプロセッ
サによるトルク制御は制御フラグｆ）の変更があるとき
のみ自分自前で随時行えばよい。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明にかかるＰＷＭインバータの制御方式の
一実施例の制御回路のブロック図、第２図は従来のＰＷ
Ｍインバータの一例の主回路図、第３図はＰＷＭインバ
ータの高速スイッチング素子を接点に置き換えて示した
図、第４図はスイ。 チ状態変数表を図示したグラフ、第５図は第２図の制御
回路の内部構成例を示すプロ、り図、第６図は磁束状態
図、第７図はヒステリシスコンパレータと等価な状態制
御図、第８図は第５図の制御回路Ｉこ必要な命令群のフ
ローチャート、第９図は３値ヒステリシスコンパレータ
と等価な状態制御図、第１０図はトルク波形図、第１１
図は第１図の制御回路を動かすプログラムのフローチャ
ートであり、その（ａ）　、　（ｂ）　、　（ｅ）はそ
れぞれ第１．第２．第３のマイクロプロセッサのプログ
ラムを示す。 １・・・・・・直流電圧源、２・・・・・・ＰＷＭイン
バータ、３・・・・・・３相誘導電動機、４・・・・・
・制御回路、４ａ・・・・・・マイクロプロセッサ、　
４ｂ　、　４１ｂ　、　４２ｂ　、　４５ｂ・・・・−
・Ｒ，ＯＭ、４ｃ　、　４１ｃ　、　４５ｃｍ・・−入
出力ポート、５ａ＋５ｂ　、　５ｃ・・・・・・電流検
出器、６・・・・・・電圧検出器、４１ａ・・・・・・
第１のマイクロプロセッサ、４２ａ・・・・・・第２の
マイクロプロセッサ、４５ａ・−・・・・第３のマイク
ロプロセッサ、４３・・・・・・ＲＡＭ、４４・・・・
・・割込コントローラ。 躬８図 ズー　４０１ 纜 ｎ、起動力、　４θｚｏＬ ｅｓ １、丁寥 数α、坊ｉ屯と　４０３ １、多重 ′ＪＮ開＋１；ｊ６３−２８２８９（１０）１１　　げ
止だ二 手続補正書（自発） 昭和６１年９月Ｓ日

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）電圧と電流から誘導電動機の磁束およびトルクの
   瞬時値を演算し、これらの変数が与えられたそれぞれの
   指令値に追従するように瞬時値を制御するＰＷＭインバ
   ータの制御方式において、磁束瞬時値を演算しその値と
   磁束指令値の偏差が所定の値を越えたとき第１の制御フ
   ラグを発生する第１のマイクロプロセッサと、トルク瞬
   時値を演算しその値とトルク指令値の偏差が所定の値を
   越えたとき第２の制御フラグを発生する第２のマイクロ
   プロセッサとを具え、これら２個のマイクロプロセッサ
   は独自の演算サイクルで並列に演算を行い、第１および
   第２の制御フラグの少なくとも一方が発生したとき該制
   御フラグが発生した側の変数の偏差を小ならしめるよう
   に前記ＰＷＭインバータの出力状態を与える通電信号を
   発生することを特徴とするＰＷＭインバータの制御方式
   。
2. （２）第１および第２の制御フラグの少なくとも一方が
   発生したとき、これらの制御フラグを割込入力として該
   制御フラグが発生した側の変数の偏差を小ならしめるよ
   うに前記ＰＷＭインバータの出力状態を与える通電信号
   を発生する第３のマイクロプロセッサを具える特許請求
   の範囲第（１）項記載のＰＷＭインバータ制御方式。
3. （３）第１および第２の制御フラグの少なくとも一方が
   発生したとき、これらの制御フラグを割込入力として該
   制御フラグが発生した側の変数の偏差を少ならしめるよ
   うに前記ＰＷＭインバータの出力状態を与える通電信号
   を発生する機能を、前記第１または第２のマイクロプロ
   セッサのいずれか一方に併せもたせた特許請求の範囲第
   （１）項記載のＰＷＭインバータの制御方式。