JPS6320118B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPS6320118B2 JPS6320118B2 JP56101522A JP10152281A JPS6320118B2 JP S6320118 B2 JPS6320118 B2 JP S6320118B2 JP 56101522 A JP56101522 A JP 56101522A JP 10152281 A JP10152281 A JP 10152281A JP S6320118 B2 JPS6320118 B2 JP S6320118B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- changing
- logic circuit
- inverter
- angle
- control
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 19
- 230000004907 flux Effects 0.000 claims description 14
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 12
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 18
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 7
- 230000003313 weakening effect Effects 0.000 description 7
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 2
- 229910000831 Steel Inorganic materials 0.000 description 1
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 1
- 230000007812 deficiency Effects 0.000 description 1
- 230000005347 demagnetization Effects 0.000 description 1
- 230000004069 differentiation Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 238000005096 rolling process Methods 0.000 description 1
- 239000010959 steel Substances 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
- H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
- H02P25/022—Synchronous motors
- H02P25/03—Synchronous motors with brushless excitation
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、特に無整流子電動機の界磁を弱めて
定出力特性を得るようにした無整流子電動機制御
装置に関する。
定出力特性を得るようにした無整流子電動機制御
装置に関する。
従来の無整流子電動機制御装置は一般に第１図
に示すように構成されている。
に示すように構成されている。
第１図の装置の電力主回路において、３相交流
電源１１からの交流電力を順変換器１２により一
旦可変の直流電力に変換し、この直流電力を直流
リアクトル１３を介して逆変換器１４に導き、こ
こで任意周波数・任意電圧の交流電力に再変換
し、これにより同期電動機１５（電機子巻線）に
負荷電流を供給する。同期電動機１５の界磁巻
線１６には、交流電源１１から制御整流器２５を
介して、制御された界磁電流Ifが供給される。
電源１１からの交流電力を順変換器１２により一
旦可変の直流電力に変換し、この直流電力を直流
リアクトル１３を介して逆変換器１４に導き、こ
こで任意周波数・任意電圧の交流電力に再変換
し、これにより同期電動機１５（電機子巻線）に
負荷電流を供給する。同期電動機１５の界磁巻
線１６には、交流電源１１から制御整流器２５を
介して、制御された界磁電流Ifが供給される。
同期電動機１５の電機子巻線と界磁巻線１６と
の間の相対的位置が位置検出器１７によりパルス
信号として検出され、負荷電流Ｉが順変換器１２
の交流側で電流検出器１８1で検出され、さらに
界磁電流Ifが制御整流器２５の交流側で電流検出
器１８2で検出される。位置検出器１７からのパ
ルス信号はＦ／Ｖ変換回路２２によりアナログ信
号化され、同期電動機１５の回転速度を表す速度
フイードバツク信号が得られる。この速度フイー
ドバツク信号は基準速度信号２３と突合わされ、
その偏差すなわち速度偏差が零となるように速度
制御回路２１を介して電流基準を作る。電流検出
器１８1で検出された電流すなわち電流フイード
バツク信号は、速度制御回路２１によつて得られ
た電流基準と突合わされ、その偏差すなわち電流
偏差が零となるように電流制御回路２０1および
α位相制御回路１９を介して順変換器１２を位相
制御する。逆変換器１４は、位置検出器１７によ
つて検出された位置信号に基づきロジツク回路２
４を介して転流タイミングが制御される。さら
に、電流検出器１８2によつて得られる界磁電流
Ifのフイードバツク信号は界磁電流基準信号２６
と突合わされ、その偏差が零となるように電流制
御回路２０2を介して制御整流器２５が位相制御
される。
の間の相対的位置が位置検出器１７によりパルス
信号として検出され、負荷電流Ｉが順変換器１２
の交流側で電流検出器１８1で検出され、さらに
界磁電流Ifが制御整流器２５の交流側で電流検出
器１８2で検出される。位置検出器１７からのパ
ルス信号はＦ／Ｖ変換回路２２によりアナログ信
号化され、同期電動機１５の回転速度を表す速度
フイードバツク信号が得られる。この速度フイー
ドバツク信号は基準速度信号２３と突合わされ、
その偏差すなわち速度偏差が零となるように速度
制御回路２１を介して電流基準を作る。電流検出
器１８1で検出された電流すなわち電流フイード
バツク信号は、速度制御回路２１によつて得られ
た電流基準と突合わされ、その偏差すなわち電流
偏差が零となるように電流制御回路２０1および
α位相制御回路１９を介して順変換器１２を位相
制御する。逆変換器１４は、位置検出器１７によ
つて検出された位置信号に基づきロジツク回路２
４を介して転流タイミングが制御される。さら
に、電流検出器１８2によつて得られる界磁電流
Ifのフイードバツク信号は界磁電流基準信号２６
と突合わされ、その偏差が零となるように電流制
御回路２０2を介して制御整流器２５が位相制御
される。
かかる構成に於いて、同期電動機１５の回転速
度は電機子電圧を変えることによつて制御される
が、この場合定トルク特性のみしか得られない。
このため、この様な装置は鉄鋼設備の用途にはあ
まり多く用いられなかつた。この理由は、界磁弱
め制御にて同期電動機１５の回転速度を制御する
ことが困難であつたことによる。つまり、自然転
流方式による速度制御は同期電動機１５の逆起電
圧によつて逆変換器１４のサイリスタを転流させ
ているために、同期電動機１５の電機子反作用
と、転流する時に生ずる重なり角の影響とによつ
て転流能力に限界がある。
度は電機子電圧を変えることによつて制御される
が、この場合定トルク特性のみしか得られない。
このため、この様な装置は鉄鋼設備の用途にはあ
まり多く用いられなかつた。この理由は、界磁弱
め制御にて同期電動機１５の回転速度を制御する
ことが困難であつたことによる。つまり、自然転
流方式による速度制御は同期電動機１５の逆起電
圧によつて逆変換器１４のサイリスタを転流させ
ているために、同期電動機１５の電機子反作用
と、転流する時に生ずる重なり角の影響とによつ
て転流能力に限界がある。
第２図は同期電動機１５の動作特性を示す特性
図で、同図中Ｉは負荷電流、Ifnは界磁電流、β0
は位置検出器１７により検出された相対的位置に
基づいて設定された制御進み角、ｕは重なり角、
βは電機子反作用により変化する実効進み角を表
わしている。ここで、実効進み角βと重なり角ｕ
は逆変換器１４のサイリスタの転流条件として β−ｕ＝γ ……(1) γ＞θpff ……(2) を満足する必要がある。ここで、γは余裕角、
θpffはサイリスタのターンオフ時間である。そし
て、β−ｕを余裕角γと呼び、β≒ｕとなる状態
は余裕角γを零にすることを意味する。これは逆
変換器１４のサイリスタの転流条件を満足させな
いこととなり、同期電動機１５を駆動させること
ができない状態である。一方、界磁電流Ifnが一
定である場合、例えばIf3のところで負荷電流Ｉ
が増加すると、実効進み角βは小さくなり重なり
角ｕは増加する。次に界磁電流IfがIf1となると、
上に述べたと同じ状態となるが、その変化率は大
きく異なり負荷電流Ｉを増加させにくくする。し
たがつて、従来の無整流子電動機制御装置は過負
荷耐量並びに界磁弱めにもきびしい限界があつ
た。
図で、同図中Ｉは負荷電流、Ifnは界磁電流、β0
は位置検出器１７により検出された相対的位置に
基づいて設定された制御進み角、ｕは重なり角、
βは電機子反作用により変化する実効進み角を表
わしている。ここで、実効進み角βと重なり角ｕ
は逆変換器１４のサイリスタの転流条件として β−ｕ＝γ ……(1) γ＞θpff ……(2) を満足する必要がある。ここで、γは余裕角、
θpffはサイリスタのターンオフ時間である。そし
て、β−ｕを余裕角γと呼び、β≒ｕとなる状態
は余裕角γを零にすることを意味する。これは逆
変換器１４のサイリスタの転流条件を満足させな
いこととなり、同期電動機１５を駆動させること
ができない状態である。一方、界磁電流Ifnが一
定である場合、例えばIf3のところで負荷電流Ｉ
が増加すると、実効進み角βは小さくなり重なり
角ｕは増加する。次に界磁電流IfがIf1となると、
上に述べたと同じ状態となるが、その変化率は大
きく異なり負荷電流Ｉを増加させにくくする。し
たがつて、従来の無整流子電動機制御装置は過負
荷耐量並びに界磁弱めにもきびしい限界があつ
た。
本発明の目的は上記従来技術の欠点を解消しよ
うとするもので、同期電動機の電機子側では電機
子反作用を補償するためにその誘起電圧を検出
し、この検出信号を基準にして重なり角ｕだけ実
効進み角βを制御し、一方、界磁側ではこれを電
圧制御すると共に実効進み角βの推移による磁束
変化を補償するために負荷電流成分を加算させ、
所定の磁束制御を行ない、これにより、界磁弱め
を行なつても余裕角γを常に一定に保ち、転流失
敗することなく同期電動機を駆動させることを可
能とした、つまり定出力特性を得ることを可能な
らしめた無整流子電動機制御装置を提供すること
にある。
うとするもので、同期電動機の電機子側では電機
子反作用を補償するためにその誘起電圧を検出
し、この検出信号を基準にして重なり角ｕだけ実
効進み角βを制御し、一方、界磁側ではこれを電
圧制御すると共に実効進み角βの推移による磁束
変化を補償するために負荷電流成分を加算させ、
所定の磁束制御を行ない、これにより、界磁弱め
を行なつても余裕角γを常に一定に保ち、転流失
敗することなく同期電動機を駆動させることを可
能とした、つまり定出力特性を得ることを可能な
らしめた無整流子電動機制御装置を提供すること
にある。
以下、図面に従つて本発明の実施例を説明す
る。
る。
第３図は本発明の一実施例に係る無整流子電動
機制御装置のブロツク図で、同図中２７は同期電
動機１５の誘起電圧を検出する電圧検出回路、２
８は速度制御回路２１の出力信号（電流基準信
号）ＩとＦ／Ｖ変換回路２２の出力信号（速度フ
イードバツク信号）ω＊と電圧検出回路２７の出力
信号Ｅにより実効進み角βを制御する重なり角演
算回路、２９は実効進み角βの推移による磁束変
化を補償するため電流基準信号Ｉとその過渡的変
化（負荷変動）に応じてフオーシング倍率値を検
出してこの信号Ｉｆ＊を界磁電流基準に加算し所定
の磁束制御を行うための磁束補償回路、３０は電
圧検出回路２７の出力信号｜Ｅ｜を電圧フイード
バツクとして制御する電圧制御回路、３１はＦ／
Ｖ変換回路２２の出力信号ω＊を入力とする関数発
生回路である。なお、関数発生回路３１の出力信
号｜Ｅ｜は第６図ａの動作波形となる様な電圧基
準信号である。この電圧基準は界磁の弱め開始点
ω１＊を決める役目もしている。
機制御装置のブロツク図で、同図中２７は同期電
動機１５の誘起電圧を検出する電圧検出回路、２
８は速度制御回路２１の出力信号（電流基準信
号）ＩとＦ／Ｖ変換回路２２の出力信号（速度フ
イードバツク信号）ω＊と電圧検出回路２７の出力
信号Ｅにより実効進み角βを制御する重なり角演
算回路、２９は実効進み角βの推移による磁束変
化を補償するため電流基準信号Ｉとその過渡的変
化（負荷変動）に応じてフオーシング倍率値を検
出してこの信号Ｉｆ＊を界磁電流基準に加算し所定
の磁束制御を行うための磁束補償回路、３０は電
圧検出回路２７の出力信号｜Ｅ｜を電圧フイード
バツクとして制御する電圧制御回路、３１はＦ／
Ｖ変換回路２２の出力信号ω＊を入力とする関数発
生回路である。なお、関数発生回路３１の出力信
号｜Ｅ｜は第６図ａの動作波形となる様な電圧基
準信号である。この電圧基準は界磁の弱め開始点
ω１＊を決める役目もしている。
次に、第４図ａ，ｂに示した重なり角演算回路
２８と磁束補償回路２９の具体的な構成を例示す
る回路ブロツク図並びに第５図の動作説明用のベ
クトル図と、第６図の動作波形図により第３図の
構成の具体的な動作を詳細に説明する。なお、第
４図中FG１，FG２，FG３は関数発生器、ML１
は掛算器、３９は位相制御回路、４０は微分回
路、４１は加算器である。
２８と磁束補償回路２９の具体的な構成を例示す
る回路ブロツク図並びに第５図の動作説明用のベ
クトル図と、第６図の動作波形図により第３図の
構成の具体的な動作を詳細に説明する。なお、第
４図中FG１，FG２，FG３は関数発生器、ML１
は掛算器、３９は位相制御回路、４０は微分回
路、４１は加算器である。
さて、電圧検出回路２７の出力信号Ｅを基準に
してロジツク回路２４に対する逆変換器１４の転
流タイミングパルス指令を作るとすれば、第５図
のベクトル図に示す如く合成磁束φを基準にして
ベクトル図が得られ、第５図のベクトル図にIXs
として示してある電機子反作用成分が補償され
る。なお、実線のベクトル図は第６図ａの速度フ
イードバツク信号０〜ω１＊のある速度において負
荷電流Ｉがある状態である。但し、このベクトル
図はもれリアクタンス電圧とIR電圧は無視して
いる。一方、重なり角ｕは一般に次式で表わされ
る。
してロジツク回路２４に対する逆変換器１４の転
流タイミングパルス指令を作るとすれば、第５図
のベクトル図に示す如く合成磁束φを基準にして
ベクトル図が得られ、第５図のベクトル図にIXs
として示してある電機子反作用成分が補償され
る。なお、実線のベクトル図は第６図ａの速度フ
イードバツク信号０〜ω１＊のある速度において負
荷電流Ｉがある状態である。但し、このベクトル
図はもれリアクタンス電圧とIR電圧は無視して
いる。一方、重なり角ｕは一般に次式で表わされ
る。
cos（β−ｕ）−cosβ＝ＫIωLc／Ｅ ……(3)
但し、Ｋは定数、Lcは転流イングクタンス
（一定）、ωは角速度、Ｅは誘起電圧である。そし
て、定出力特性は誘起電圧Ｅを電圧制御回路３０
にフイードバツク信号｜Ｅ｜として与え、誘起電
圧Ｅが一定になる様界磁弱め制御を行ない、回転
速度を増加させることにある。つまり、(3)式は以
下に示す(4)式に置き換えることができ、重なり角
ｕは負荷電流Ｉと角速度ωとの積に比例する。
（一定）、ωは角速度、Ｅは誘起電圧である。そし
て、定出力特性は誘起電圧Ｅを電圧制御回路３０
にフイードバツク信号｜Ｅ｜として与え、誘起電
圧Ｅが一定になる様界磁弱め制御を行ない、回転
速度を増加させることにある。つまり、(3)式は以
下に示す(4)式に置き換えることができ、重なり角
ｕは負荷電流Ｉと角速度ωとの積に比例する。
cos（β−ｕ）−cosβ∝Iω ……(4)
この(4)式の関係式を回路で表現すると、第４図
ａの重なり角演算回路２８となる。但し、角速度
ωと速度フイードバツク信号ω＊は比例関係にある
ので回路としての信号は速度フイードバツク信号
ω＊を使用できる。ここで、関数発生器FGIは電流
基準Ｉに基いて第６図ｃの様に重なり角ｕの成分
（Ｉ）を発生させる作用を有し、関数発生器FG２
は速度フイードバツク信号ω＊に基いて第６図ｂの
様に重なり角ｕ成分を０〜ω１＊まで一定にさせ、
ω１＊〜ω２＊まではｕ（ω＊）を発生させる作用を有
する。この関数発生器FG１，FG２の出力信号を
掛算器ML１に入力して掛算させるのが、まさに
(4)式の演算を行なわせることに相当する。
ａの重なり角演算回路２８となる。但し、角速度
ωと速度フイードバツク信号ω＊は比例関係にある
ので回路としての信号は速度フイードバツク信号
ω＊を使用できる。ここで、関数発生器FGIは電流
基準Ｉに基いて第６図ｃの様に重なり角ｕの成分
（Ｉ）を発生させる作用を有し、関数発生器FG２
は速度フイードバツク信号ω＊に基いて第６図ｂの
様に重なり角ｕ成分を０〜ω１＊まで一定にさせ、
ω１＊〜ω２＊まではｕ（ω＊）を発生させる作用を有
する。この関数発生器FG１，FG２の出力信号を
掛算器ML１に入力して掛算させるのが、まさに
(4)式の演算を行なわせることに相当する。
位相制御回路３９は掛算器ML１の出力信号ｕ＊
と電圧検出回路２７の出力信号Ｅとにより位相制
御する回路であるが、この位相制御回路３９の出
力信号をロジツク回路２４に与えれば重なり角ｕ
だけ実効進み角βは推移し、余裕角γは界磁を弱
めても一定となる。このベクトル図は第５図の点
線で示される。
と電圧検出回路２７の出力信号Ｅとにより位相制
御する回路であるが、この位相制御回路３９の出
力信号をロジツク回路２４に与えれば重なり角ｕ
だけ実効進み角βは推移し、余裕角γは界磁を弱
めても一定となる。このベクトル図は第５図の点
線で示される。
また、界磁を弱めたとき負荷電流Ｉが変化する
と前述したと同様に実効進み角βを推移させ余裕
角γを一定にする。この状態は第５図のベクトル
図に２点鎖線で示される。
と前述したと同様に実効進み角βを推移させ余裕
角γを一定にする。この状態は第５図のベクトル
図に２点鎖線で示される。
これに対して、磁束側で上述の様に重なり角ｕ
に応じて実効進み角βを制御すると、減磁作用を
呈するためトルク不足となる。このトルク不足を
補償するために、第４図ｂの磁束補償回路２９が
設けられている。この磁束補償回路２９は電流基
準Ｉを第６図ｄの様な形で発生させる関数発生器
FG３と電流基準Ｉの過渡変化に応じてフオーシ
ング倍率を高める微分回路４０を用いて、それぞ
れの信号を加算器４１にて加算させる作用を有す
る回路である。この磁束補償回路２９の出力信号
を界磁電流基準に加算させると減磁作用が早く回
復し、トルク不足を補償し、電圧制御回路３０に
よる磁束制御がなされ界磁弱め制御が可能とな
る。従つて、過負荷耐量の増加と、界磁弱め制御
による回転速度制御が可能となり定出力特性を得
ることが出来るものである。また、余裕角γを一
定に制御するため、運転の高効率と高力率が得ら
れ、信頼性を高めることが出来るので、無整流子
電動機を圧延設備用途に使用することを可能とす
ることが出来るものである。
に応じて実効進み角βを制御すると、減磁作用を
呈するためトルク不足となる。このトルク不足を
補償するために、第４図ｂの磁束補償回路２９が
設けられている。この磁束補償回路２９は電流基
準Ｉを第６図ｄの様な形で発生させる関数発生器
FG３と電流基準Ｉの過渡変化に応じてフオーシ
ング倍率を高める微分回路４０を用いて、それぞ
れの信号を加算器４１にて加算させる作用を有す
る回路である。この磁束補償回路２９の出力信号
を界磁電流基準に加算させると減磁作用が早く回
復し、トルク不足を補償し、電圧制御回路３０に
よる磁束制御がなされ界磁弱め制御が可能とな
る。従つて、過負荷耐量の増加と、界磁弱め制御
による回転速度制御が可能となり定出力特性を得
ることが出来るものである。また、余裕角γを一
定に制御するため、運転の高効率と高力率が得ら
れ、信頼性を高めることが出来るので、無整流子
電動機を圧延設備用途に使用することを可能とす
ることが出来るものである。
以上述べた如く、本発明によれば、過負荷耐量
並びに界磁弱めの限界が高く、無整流子電動機を
効率よくしかも高力率で定出力運転することが出
来る新規の無整流子電動機制御装置を得ることが
出来るものである。
並びに界磁弱めの限界が高く、無整流子電動機を
効率よくしかも高力率で定出力運転することが出
来る新規の無整流子電動機制御装置を得ることが
出来るものである。
第１図は従来の無整流子電動機制御装置のブロ
ツク図、第２図は第１図の制御装置を説明するた
めの動作特性図、第３図は本発明の一実施例に係
る無整流子電動機制御装置のブロツク図、第４図
ａ，ｂは第３図の重なり角演算装置並びに磁束補
償回路の具体的な構成を示すブロツク図、第５図
は第３図の構成の動作を説明するためのベクトル
図、第６図ａ，ｂ，ｃ，ｄは第３図の動作を説明
するための動作波形図である。 １１……３相交流電源、１２……順変換器、１
３……直流リアクトル、１４……逆変換器、１５
……同期電動機、１６……界磁巻線、１７……位
置検出器、２５……制御整流器、２７……電圧検
出回路、２８……重なり角演算回路、２９……磁
束補償回路。
ツク図、第２図は第１図の制御装置を説明するた
めの動作特性図、第３図は本発明の一実施例に係
る無整流子電動機制御装置のブロツク図、第４図
ａ，ｂは第３図の重なり角演算装置並びに磁束補
償回路の具体的な構成を示すブロツク図、第５図
は第３図の構成の動作を説明するためのベクトル
図、第６図ａ，ｂ，ｃ，ｄは第３図の動作を説明
するための動作波形図である。 １１……３相交流電源、１２……順変換器、１
３……直流リアクトル、１４……逆変換器、１５
……同期電動機、１６……界磁巻線、１７……位
置検出器、２５……制御整流器、２７……電圧検
出回路、２８……重なり角演算回路、２９……磁
束補償回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 交流電源から順変換器および逆変換器を介し
て同期電動機に可変周波数・可変電圧の交流電力
を供給する電力主回路を構成し、速度基準に従つ
て前記順変換器の出力電流を制御する第１の制御
系と、前記同期電動機の位置検出信号に基づいて
前記逆変換器を制御する第２の制御系と、界磁電
流基準に従つて前記同期電動機の界磁電流を制御
する第３の制御系とを備えた無整流子電動機制御
装置において、 前記第２の制御系として、 前記同期電動機の電圧を検出する電圧検出手段
と、 前記同期電動機の回転速度を検出する速度検出
手段と、 前記速度基準および実際の回転速度の間の偏差
すなわち速度偏差に基づいて決定される電流基準
信号と前記速度検出手段によつて検出された回転
速度とをそれぞれ関数発生器を通して両者の積を
求め、この積および前記電圧検出手段によつて検
出された電圧に基づいて重なり角を演算する重な
り角演算手段と、 この重なり角演算手段によつて演算された重な
り角に従つて前記逆変換器の制御進み角を推移さ
せ、余裕角をほぼ一定とする論理回路手段と を設けると共に、 前記第３の制御系に、前記電流基準信号の大き
さおよびその変化率に応じた大きさの磁束補償用
界磁電流成分を算出し、それを前記界磁電流基準
に加算する磁束補償手段を設けた ことを特徴とする無整流子電動機制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56101522A JPS586084A (ja) | 1981-06-30 | 1981-06-30 | 無整流子電動機制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56101522A JPS586084A (ja) | 1981-06-30 | 1981-06-30 | 無整流子電動機制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS586084A JPS586084A (ja) | 1983-01-13 |
| JPS6320118B2 true JPS6320118B2 (ja) | 1988-04-26 |
Family
ID=14302824
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56101522A Granted JPS586084A (ja) | 1981-06-30 | 1981-06-30 | 無整流子電動機制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS586084A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2542102B2 (ja) * | 1990-03-23 | 1996-10-09 | オリンパス光学工業株式会社 | 内視鏡 |
-
1981
- 1981-06-30 JP JP56101522A patent/JPS586084A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2542102B2 (ja) * | 1990-03-23 | 1996-10-09 | オリンパス光学工業株式会社 | 内視鏡 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS586084A (ja) | 1983-01-13 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4361791A (en) | Apparatus for controlling a PWM inverter-permanent magnet synchronous motor drive | |
| US4172991A (en) | AC current control system for AC power supply | |
| JPH0828972B2 (ja) | 非循環電流方式サイクロコンバ−タの制御装置 | |
| EP0267583A2 (en) | Turbine helper drive apparatus | |
| JPH0974800A (ja) | 交流電動機制御装置 | |
| US4074174A (en) | Controlling apparatus for asynchronous motors with wound rotor | |
| US4264853A (en) | Commutatorless motor device | |
| JPS6320118B2 (ja) | ||
| KR20210019058A (ko) | 사이리스터 기동 장치 | |
| JPS6355313B2 (ja) | ||
| KR100319142B1 (ko) | 전동기의 속도 제어장치 | |
| JPS6041837Y2 (ja) | 無整流子電動機の制御装置 | |
| JPH06261584A (ja) | 交流電動機の制御装置 | |
| JPS6330236Y2 (ja) | ||
| JPS6159074B2 (ja) | ||
| JPS5851788A (ja) | 誘導電動機の制御装置 | |
| JP2589070B2 (ja) | 変換器の位相制御装置 | |
| Selvam et al. | Performance Analysis of a Novel Torque Controller in Direct Torque Control-Current Source Inverter Fed IM Drives at Low Speed with Minimum Ripple Torque | |
| JPH0521999Y2 (ja) | ||
| KR920011005B1 (ko) | 유도전동기의 벡터(vector)제어방법과 장치 | |
| JPH0412698A (ja) | 電圧形ｐｗｍインバータの制御方法 | |
| JPS61189193A (ja) | 誘導電動機駆動制御装置 | |
| JPS5812836B2 (ja) | デンドウキノソクドセイギヨカイロ | |
| JPS6281990A (ja) | 誘導電動機の制御装置 | |
| JPS62185583A (ja) | 無整流子電動機の制御方式 |