JPS631921A - 角度変換器 - Google Patents
角度変換器Info
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- JPS631921A JPS631921A JP14476486A JP14476486A JPS631921A JP S631921 A JPS631921 A JP S631921A JP 14476486 A JP14476486 A JP 14476486A JP 14476486 A JP14476486 A JP 14476486A JP S631921 A JPS631921 A JP S631921A
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- 238000007493 shaping process Methods 0.000 claims abstract description 8
- 230000003287 optical effect Effects 0.000 claims description 6
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 abstract description 2
- 230000004304 visual acuity Effects 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 241000287107 Passer Species 0.000 description 3
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 2
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 1
- 239000013078 crystal Substances 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Length Measuring Devices With Unspecified Measuring Means (AREA)
- Transmission And Conversion Of Sensor Element Output (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
この発明は、レゾルバ又は光学式レゾルバ・エンコーダ
等の信号に基づいて、高精度Ｈつ高分解能なディジタル
角度信号を出力する角度変換器に関ｌ−るものである。
等の信号に基づいて、高精度Ｈつ高分解能なディジタル
角度信号を出力する角度変換器に関ｌ−るものである。
［従来の技術］
第３図は例えば特開昭４９−３４３３７号公報に記載さ
れた従来の角度変換器を示す回路図である。図において
、５ｉｎＮθ及びｃｏｓ Ｎθは互いに位相が９０゜異
なる２相正５弦波角度信号であり、１回転当たりＮザイ
クルの２相正弦波出力を有する高精度且つ高分解能タイ
プのレゾルバ又は光学式レゾルバ・エンコーダ（図示せ
ず）から出力されている。Ｘ及びＹは互いに位相か９０
°異なる２相方形波基準信号であり、図示しない発信器
から出力されている。
れた従来の角度変換器を示す回路図である。図において
、５ｉｎＮθ及びｃｏｓ Ｎθは互いに位相が９０゜異
なる２相正５弦波角度信号であり、１回転当たりＮザイ
クルの２相正弦波出力を有する高精度且つ高分解能タイ
プのレゾルバ又は光学式レゾルバ・エンコーダ（図示せ
ず）から出力されている。Ｘ及びＹは互いに位相か９０
°異なる２相方形波基準信号であり、図示しない発信器
から出力されている。
又、第４図に示したように、方形波基準信号Ｘがｓｉｎ
ωｔ１方形波基準信号ＹがＣＯＳωｔにそれぞれ対応し
た方形波形となっている。（１）及び（２）はそれぞれ
２相正弦波角度信号５ｉｎＮθ、ｃｏｓＮθか入力され
るバッファアンプである。
ωｔ１方形波基準信号ＹがＣＯＳωｔにそれぞれ対応し
た方形波形となっている。（１）及び（２）はそれぞれ
２相正弦波角度信号５ｉｎＮθ、ｃｏｓＮθか入力され
るバッファアンプである。
（３）は通流器（３ａ）、（３ｂ）を有するチョッパで
あり、各通流器（３ａ）、（３ｂ）は２相方形波基準信
号Ｙ、Ｘにより各バッファアンプ（１）、（２）からの
出力をヂョッピングするようになっている。（４）はチ
ョッパ（３）内の通流器（３ａ）、（３ｂ）からの出力
を加算する加算器である。
あり、各通流器（３ａ）、（３ｂ）は２相方形波基準信
号Ｙ、Ｘにより各バッファアンプ（１）、（２）からの
出力をヂョッピングするようになっている。（４）はチ
ョッパ（３）内の通流器（３ａ）、（３ｂ）からの出力
を加算する加算器である。
従来の角度変換器は上記のようにチョッパ形加算回路か
ら構成され、加算器（４）はチョッパ（３）内の通流器
（３ａ）、（３ｂ）から得られた各出力の和、即ち、 ５ｉｎＮθｃｏｓωｔｌ−ｃｏｓＮθｓｉｎωｔ＝ ５
ｉｎ（Ｎθ十ωｔ）を出力し、所望の角度信号Ｎθを位
相差として取り出すようになっている。
ら構成され、加算器（４）はチョッパ（３）内の通流器
（３ａ）、（３ｂ）から得られた各出力の和、即ち、 ５ｉｎＮθｃｏｓωｔｌ−ｃｏｓＮθｓｉｎωｔ＝ ５
ｉｎ（Ｎθ十ωｔ）を出力し、所望の角度信号Ｎθを位
相差として取り出すようになっている。
又、第５図（ａ）、（ｂ）に破線で示すように、２相方
形波基準信号Ｘ、Ｙを本来必要とする２用型弦波基準信
号ｓｉｎω１． ｃｏｓω【に近似するため、適宜フィ
ルタ調整を行い、２相方形波基準信号Ｘ、Ｙに含まれる
高次周波数成分の誤差要素を排除している。
形波基準信号Ｘ、Ｙを本来必要とする２用型弦波基準信
号ｓｉｎω１． ｃｏｓω【に近似するため、適宜フィ
ルタ調整を行い、２相方形波基準信号Ｘ、Ｙに含まれる
高次周波数成分の誤差要素を排除している。
［発明が解決しようとする問題点］
従来の角度変換器は以−Ｌのように、２相方形波基準信
号を用いていたので、本来必要とする２相正弦波基準信
号に対して高次周波数成分の誤差要素を含み、又、これ
を排除するには複雑なフィルタ調整を行なわなければな
らず、変換精度にも悪影響を与えるという問題点があっ
た。
号を用いていたので、本来必要とする２相正弦波基準信
号に対して高次周波数成分の誤差要素を含み、又、これ
を排除するには複雑なフィルタ調整を行なわなければな
らず、変換精度にも悪影響を与えるという問題点があっ
た。
−３＝
この発明は上記のような問題点を解決するためになされ
たもので、２相正弦波基準信号を理想波形に近づけるこ
とにより演算誤差を極めて小さくし、高精度且つ高分解
能なディジタル角度信号を出力する角度変換器を得るこ
とを目的とする。
たもので、２相正弦波基準信号を理想波形に近づけるこ
とにより演算誤差を極めて小さくし、高精度且つ高分解
能なディジタル角度信号を出力する角度変換器を得るこ
とを目的とする。
Ｅ問題点を解決するための手段］
この発明に係る角度変換器は、基準クロックに基づいて
並列信号を出力するカウンタと、並列信号により位相が
９０°異なる２相正弦波基準信号が読み出される基準信
号発生器と、２相正弦波角度信号と２相正弦波基準信号
とをそれぞれ乗算する２つの乗算手段と、これら乗算手
段゛からの出力を加算して位相可変信号とする加算回路
と一位相可変信号を方形波に波形整形ｆる波形゛整形手
段と、波形整形された方形波のエツジタイミングで並列
信号をラッチしディジタル角度信号として出力するレジ
スタとを備えたものである。
並列信号を出力するカウンタと、並列信号により位相が
９０°異なる２相正弦波基準信号が読み出される基準信
号発生器と、２相正弦波角度信号と２相正弦波基準信号
とをそれぞれ乗算する２つの乗算手段と、これら乗算手
段゛からの出力を加算して位相可変信号とする加算回路
と一位相可変信号を方形波に波形整形ｆる波形゛整形手
段と、波形整形された方形波のエツジタイミングで並列
信号をラッチしディジタル角度信号として出力するレジ
スタとを備えたものである。
［作用］
この発明においては、少なくとも基準信号の周期に基づ
く２π／ω秒に１回の割合でディジタル角−４〜 度変換して、ディジタル角度信号を更新する。
く２π／ω秒に１回の割合でディジタル角−４〜 度変換して、ディジタル角度信号を更新する。
［実施例］
以下、この発明の一実施例を図に基づいて説明する。第
１図はこの発明の実施例を示すプロ・ツク図であり、５
ｉｎＮθ、ｃｏｓ Ｎθ、（１）及び（２）は前述の従
来装置と同様のものである。
１図はこの発明の実施例を示すプロ・ツク図であり、５
ｉｎＮθ、ｃｏｓ Ｎθ、（１）及び（２）は前述の従
来装置と同様のものである。
（１０）は周波数ｆ（−ω／２π）を得るための安定し
た基準クロックＣを発生する水晶発信器、（１１）は基
準クロックＣに基づいてＭＳＢ〜ＬＳＢの並列信号りを
出力するカウンタである。（１２）及び（１３）はＰＲ
ＯＭから構成され、カウンタ（１１）の並列信号りによ
りアドレスされる基準信号発生器であり、２相正弦波基
準信号発生器を構成している。即ち、予め一方の基準信
号発生器（１２）には位相が９０°進んだ正弦波即ち余
弦波（ＣＯＳ）データが書き込まれ、他方の基準信号発
生器（１３）には正弦波（ｓｉｎ）データか書き込まれ
ている。従って、基準クロックＣの周波数を大きくする
と共に、各基準信号発生器（１２）及び（１３）のＰＲ
ＯＭ容量を増大させれば、理想の正弦波波形が得られる
ようになっている。
た基準クロックＣを発生する水晶発信器、（１１）は基
準クロックＣに基づいてＭＳＢ〜ＬＳＢの並列信号りを
出力するカウンタである。（１２）及び（１３）はＰＲ
ＯＭから構成され、カウンタ（１１）の並列信号りによ
りアドレスされる基準信号発生器であり、２相正弦波基
準信号発生器を構成している。即ち、予め一方の基準信
号発生器（１２）には位相が９０°進んだ正弦波即ち余
弦波（ＣＯＳ）データが書き込まれ、他方の基準信号発
生器（１３）には正弦波（ｓｉｎ）データか書き込まれ
ている。従って、基準クロックＣの周波数を大きくする
と共に、各基準信号発生器（１２）及び（１３）のＰＲ
ＯＭ容量を増大させれば、理想の正弦波波形が得られる
ようになっている。
（１４）及び（１５）は各バッファアンプ（１）、（２
）を介した２相正弦波角度信弓５ｉｎＮθ、ｃｏｓＮＯ
が各アナ１ツタ入力に印加されると共に、各２４’ｆｌ
ｉｆ弦波括準信号ＣＯ８ω１． ｓｉｎωｔが各ディ
ジタル入力に印加さイ１、正角関数の乗算を行う乗算型
ＤＡ変換器である。るｔ−）７、−・方の乗算型１’ｌ
Ａ変換器（＋４）ｔｔ、、余弦波基準信号ＣＯＳωｔと
バッファアンプ（１）の出力とを乗算し、他方の乗算型
ＤＡ変換器（１５）ｋｌ、正弦ｉｍ 域準信号ｓｉｎω
ｔどバッファアンプ（２）の出力とを乗算するようにな
っている。
）を介した２相正弦波角度信弓５ｉｎＮθ、ｃｏｓＮＯ
が各アナ１ツタ入力に印加されると共に、各２４’ｆｌ
ｉｆ弦波括準信号ＣＯ８ω１． ｓｉｎωｔが各ディ
ジタル入力に印加さイ１、正角関数の乗算を行う乗算型
ＤＡ変換器である。るｔ−）７、−・方の乗算型１’ｌ
Ａ変換器（＋４）ｔｔ、、余弦波基準信号ＣＯＳωｔと
バッファアンプ（１）の出力とを乗算し、他方の乗算型
ＤＡ変換器（１５）ｋｌ、正弦ｉｍ 域準信号ｓｉｎω
ｔどバッファアンプ（２）の出力とを乗算するようにな
っている。
（１６）はオペアンプ等からなり、各乗算型１）Δ変換
器（１４）、（１５）からの出力Ｅ、Ｆを加算する加算
回路、（１７）は加算回路（１６）の出力から所望の周
波数ω成分のみを取り出すためのバントパスフィルタ、
（１８）はバンドパスフィルタ（＋７）の出力即し位相
可変信号Ｇを方形波に変換する比較器である。
器（１４）、（１５）からの出力Ｅ、Ｆを加算する加算
回路、（１７）は加算回路（１６）の出力から所望の周
波数ω成分のみを取り出すためのバントパスフィルタ、
（１８）はバンドパスフィルタ（＋７）の出力即し位相
可変信号Ｇを方形波に変換する比較器である。
（１９）は比較器（１８）の出力１−ｒのエツジ例えば
立ちＩ−かりに上りカウンタ（１１）からの並列信号Ｉ
）の内容をランチ渠ろレジスタであり、位相差ＮＯに対
応（７たディジタル角度信号Ｊを出力するようになって
いる。
立ちＩ−かりに上りカウンタ（１１）からの並列信号Ｉ
）の内容をランチ渠ろレジスタであり、位相差ＮＯに対
応（７たディジタル角度信号Ｊを出力するようになって
いる。
次に、第２図にホ（７だ各信号のタイミンクヂャート図
を釡照しながら、第１図に示したこの発明の・実施例の
動作について説明する。
を釡照しながら、第１図に示したこの発明の・実施例の
動作について説明する。
まず、カウンタ（１１）からの並列信号Ｉ）の１．Ｓ１
３のタイミングに従って、基準信号発生器（１３）内に
予め書き込まイまた正弦波データが時間的経過ど共にア
Ｆ ｔノッシングされ、はぼ理想形の正弦波基準信号ｓ
ｉｎω１となって読み出される。この止弦Ｉ２！／基準
信号ｓｉｎω［は、乗算型ＤＡ変換器（１５）のディジ
タル入力に印加さイ］てバッファアンプ（２）を介した
余弦波角度信号ｃｏｓＮθと乗算され、アナ「ツク角度
信号Ｆ即ちＣＯＳ Ｎθｓｉｎωｔとなって加神回路（
１Ｇ）に人力される。
３のタイミングに従って、基準信号発生器（１３）内に
予め書き込まイまた正弦波データが時間的経過ど共にア
Ｆ ｔノッシングされ、はぼ理想形の正弦波基準信号ｓ
ｉｎω１となって読み出される。この止弦Ｉ２！／基準
信号ｓｉｎω［は、乗算型ＤＡ変換器（１５）のディジ
タル入力に印加さイ］てバッファアンプ（２）を介した
余弦波角度信号ｃｏｓＮθと乗算され、アナ「ツク角度
信号Ｆ即ちＣＯＳ Ｎθｓｉｎωｔとなって加神回路（
１Ｇ）に人力される。
同様に、基準信号発生器（１２）から読み出された余弦
ｍ基準信号ｃｏｓωＬは、乗算型ＤＡ変換器（１４）の
ディジタル入力に印加されてバッファアンプ（１）を介
した正弦波角度信号５ｉｎＮθと乗算され、アナ〔ノブ
角度信号Ｅ即ち５ｉｎＮθＣＯ３ωｔとなって加算回路
（１６）に人力される。
ｍ基準信号ｃｏｓωＬは、乗算型ＤＡ変換器（１４）の
ディジタル入力に印加されてバッファアンプ（１）を介
した正弦波角度信号５ｉｎＮθと乗算され、アナ〔ノブ
角度信号Ｅ即ち５ｉｎＮθＣＯ３ωｔとなって加算回路
（１６）に人力される。
このように、−定の周波数ωを有する正弦波基準信号ｓ
ｉｎωを又は余弦波基準信号ｃｏｓωｔにより変調され
た各アナログ角度信号Ｅ、Ｐは、加算回路（１６）によ
り合成され、更に、バンドパスフィルタ（１７）を介し
て、 ５ｉｎＮθｃｏｓωｔ −＋−ｃｏｓＮθＳｌｎωヒ：
５ｉｎ（ＮＯ−１ωｔ）■ で表わされる位相可変信号Ｇとなる。０式から、位相可
変信号Ｇは、成る一定の周波数ωを有する正弦波基準信
号ｓｉｎωｔに対し、検出角度０に比例１、た位相差Ｎ
θを何重ることか分かる。従って、位相差Ｎｏを検出ず
れば検出角度θが得らイすることになる。
ｉｎωを又は余弦波基準信号ｃｏｓωｔにより変調され
た各アナログ角度信号Ｅ、Ｐは、加算回路（１６）によ
り合成され、更に、バンドパスフィルタ（１７）を介し
て、 ５ｉｎＮθｃｏｓωｔ −＋−ｃｏｓＮθＳｌｎωヒ：
５ｉｎ（ＮＯ−１ωｔ）■ で表わされる位相可変信号Ｇとなる。０式から、位相可
変信号Ｇは、成る一定の周波数ωを有する正弦波基準信
号ｓｉｎωｔに対し、検出角度０に比例１、た位相差Ｎ
θを何重ることか分かる。従って、位相差Ｎｏを検出ず
れば検出角度θが得らイすることになる。
次に、比較器（１８）により、位相可変信号Ｇを方形波
の出力１１に波形整形し、レンスタ（１９）に入力する
。この比較器出力１−（はカウンタ（１１）からの並列
信号■）のＭＳＨに対して位相差Ｎθをもっている。
の出力１１に波形整形し、レンスタ（１９）に入力する
。この比較器出力１−（はカウンタ（１１）からの並列
信号■）のＭＳＨに対して位相差Ｎθをもっている。
レジスタ（１９）には常にＭＳＢ−１，、ｓＢを含む並
列信号Ｉ）が入力されており、レンスタ（１９）は比較
器出力Ｈの立ちトがりタイミングにより並列信号りの内
−８〜 容をラッチする。このラッチ内容は、検出角度θに比例
した位相差ＮＯを表わしており、ディジタル角度信号■
として出力される。
列信号Ｉ）が入力されており、レンスタ（１９）は比較
器出力Ｈの立ちトがりタイミングにより並列信号りの内
−８〜 容をラッチする。このラッチ内容は、検出角度θに比例
した位相差ＮＯを表わしており、ディジタル角度信号■
として出力される。
この場合、レゾルバ又は光学式レゾルバ・エンコーダ等
の分解能をＮ、カウンタ（１１）の分解能を２ｎとずれ
は、ディジタル角度信号、■（角度変換器の分解能）は
ＮＸ２ｎとなる。従って、Ｎ −１０（ＩＱ（１゜■・
・８とすれば、２，５６０，０００／ １回転の分解能
を実現することができる。しかし、この発明に係る角度
変換器は純電気的に変換−４るものであり、角度検出器
としての精度、即ち機械的入力角度に対するディジタル
角度信号は、その大半をレゾルバ又は光学式レゾルバ・
エンコーダ等に依存喝ることは言うまでもない。
の分解能をＮ、カウンタ（１１）の分解能を２ｎとずれ
は、ディジタル角度信号、■（角度変換器の分解能）は
ＮＸ２ｎとなる。従って、Ｎ −１０（ＩＱ（１゜■・
・８とすれば、２，５６０，０００／ １回転の分解能
を実現することができる。しかし、この発明に係る角度
変換器は純電気的に変換−４るものであり、角度検出器
としての精度、即ち機械的入力角度に対するディジタル
角度信号は、その大半をレゾルバ又は光学式レゾルバ・
エンコーダ等に依存喝ることは言うまでもない。
尚、」二記実施例では９０°の位相差を何する２相正弦
波角度信号５ｉｎＮθ及びｃｏｓＮＯをレゾルバ又は光
学式レゾルバ・エンコーダから得ろ場合について説明し
たが、同様の２相正弦波角度信号を出力するものであれ
ば他の手段でもよい。
波角度信号５ｉｎＮθ及びｃｏｓＮＯをレゾルバ又は光
学式レゾルバ・エンコーダから得ろ場合について説明し
たが、同様の２相正弦波角度信号を出力するものであれ
ば他の手段でもよい。
し発明の効果］
以北のようにこの発明によれば、基準クロックに基つい
て並列信号を出力するカウンタと、並列信号により位相
が９０°異なる２用型弦波基準信号が読み出される基準
信号発生器と、２相正弦波角度信号と２用型弦波基準信
号とをそれぞれ乗算する２つの乗算手段と、これら乗算
手段からの出力を加算して位相可変信号とする加算回路
と、位相可変信号を方形波に波形整形する波形整形手段
と、波形整形された方形波のエツジタイミンクで並列信
号をラッチしディジタル角度信号として出力するレジス
タとを備え、少なくとも基準信号の周期に基づく２π／
ω秒に１回の割合でディジタル角度信号して、ディジタ
ル角度信号を更新するようにしたので、超高精度且つ高
分解能なディジタル角度信号を出力する角度変換器が得
られる効果がある。
て並列信号を出力するカウンタと、並列信号により位相
が９０°異なる２用型弦波基準信号が読み出される基準
信号発生器と、２相正弦波角度信号と２用型弦波基準信
号とをそれぞれ乗算する２つの乗算手段と、これら乗算
手段からの出力を加算して位相可変信号とする加算回路
と、位相可変信号を方形波に波形整形する波形整形手段
と、波形整形された方形波のエツジタイミンクで並列信
号をラッチしディジタル角度信号として出力するレジス
タとを備え、少なくとも基準信号の周期に基づく２π／
ω秒に１回の割合でディジタル角度信号して、ディジタ
ル角度信号を更新するようにしたので、超高精度且つ高
分解能なディジタル角度信号を出力する角度変換器が得
られる効果がある。
第１図はこの発明の一実施例を示すブロック図、第２図
は第１図内の各信号を示すタイミンクチャー ＋−図、
第３図は従来の角度変換器を示す回路図、第４図は第３
図内の方形波基準信号を示すタイミンクチャート図、第
５図（ａ）、（ｂ）はフィルタ調整を行なった従来の方
形波基準信号をそれぞれ示すタイミンクチャート図であ
る。 （１１）・・カウンタ （１２）、（１３）・・基準信号発生器（＋４）、（１
５） 乗算型ＤＡ変換器（１６）・加算回路
（１８）・比較器（１９） レジスタ ５ｉｎＮθ、ｃｏｓＮθ ２相正弦波角度信号θ ・検
出角度 Ｎθ 位相差Ｃ・・・基準クロック
Ｄ・・・並列信号ｃｏｓωｔ、ｓｉｎωｔ・ ２用
型弦波基準信号Ｅ、Ｆ・乗算型ＤＡ変換器の出力 Ｇ・・位相可変信号 Ｈ・比較器出力Ｊ・ディジタ
ル角度信号 尚、図中、同一符号は同−又は相当部分を示す。
は第１図内の各信号を示すタイミンクチャー ＋−図、
第３図は従来の角度変換器を示す回路図、第４図は第３
図内の方形波基準信号を示すタイミンクチャート図、第
５図（ａ）、（ｂ）はフィルタ調整を行なった従来の方
形波基準信号をそれぞれ示すタイミンクチャート図であ
る。 （１１）・・カウンタ （１２）、（１３）・・基準信号発生器（＋４）、（１
５） 乗算型ＤＡ変換器（１６）・加算回路
（１８）・比較器（１９） レジスタ ５ｉｎＮθ、ｃｏｓＮθ ２相正弦波角度信号θ ・検
出角度 Ｎθ 位相差Ｃ・・・基準クロック
Ｄ・・・並列信号ｃｏｓωｔ、ｓｉｎωｔ・ ２用
型弦波基準信号Ｅ、Ｆ・乗算型ＤＡ変換器の出力 Ｇ・・位相可変信号 Ｈ・比較器出力Ｊ・ディジタ
ル角度信号 尚、図中、同一符号は同−又は相当部分を示す。
Claims (5)
- （１）互いに位相が９０°異なる２相正弦波角度信号が
入力され、これら２相正弦波角度信号に含まれる検出角
度に比例した位相差をディジタル角度信号として出力す
る角度変換器において、基準クロックに基づいて並列信
号を出力するカウンタと、前記並列信号により位相が９
０°異なる２相正弦波基準信号が読み出される基準信号
発生器と、前記２相正弦波角度信号と前記２相正弦波基
準信号とをそれぞれ乗算する２つの乗算手段と、これら
乗算手段からの出力を加算して位相可変信号とする加算
回路と、前記位相可変信号を方形波に波形整形する波形
整形手段と、波形整形された前記方形波のエッジタイミ
ングで前記並列信号をラッチし前記ディジタル角度信号
として出力するレジスタとを備えたことを特徴とする角
度変換器。 - （２）基準信号発生器は、それぞれ位相が９０°異なる
正弦波データが予め書き込まれたＰＲＯＭからなること
を特徴とする特許請求の範囲第１項記載の角度変換器。 - （３）乗算手段は、乗算型ＤＡ変換器であることを特徴
とする特許請求の範囲第１項又は第２項記載の角度変換
器。 - （４）波形整形手段は、比較器であることを特徴とする
特許請求の範囲第１項乃至第３項のいずれかに記載の角
度変換器。 - （５）２相正弦波角度信号を得る手段は、レゾルバ又は
光学式レゾルバ・エンコーダであることを特徴とする特
許請求の範囲第１項乃至第４項のいずれかに記載の角度
変換器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14476486A JPS631921A (ja) | 1986-06-23 | 1986-06-23 | 角度変換器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14476486A JPS631921A (ja) | 1986-06-23 | 1986-06-23 | 角度変換器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS631921A true JPS631921A (ja) | 1988-01-06 |
Family
ID=15369861
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14476486A Pending JPS631921A (ja) | 1986-06-23 | 1986-06-23 | 角度変換器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS631921A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0432518U (ja) * | 1990-07-12 | 1992-03-17 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59142421A (ja) * | 1983-01-28 | 1984-08-15 | コルモーゲン コーポレイション | デジタル位置検出システム |
| JPS60162920A (ja) * | 1984-02-03 | 1985-08-24 | Sankyo Seiki Mfg Co Ltd | 磁気感応素子を用いたレゾルバ−装置 |
-
1986
- 1986-06-23 JP JP14476486A patent/JPS631921A/ja active Pending
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59142421A (ja) * | 1983-01-28 | 1984-08-15 | コルモーゲン コーポレイション | デジタル位置検出システム |
| JPS60162920A (ja) * | 1984-02-03 | 1985-08-24 | Sankyo Seiki Mfg Co Ltd | 磁気感応素子を用いたレゾルバ−装置 |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0432518U (ja) * | 1990-07-12 | 1992-03-17 |
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