JPS63190585A - 定速制御直流電動機装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は直流電動機に係り、特に低損失で高品質な定速
制御電動機装置に関する。

〔従来の技術〕

直流電動機は、起動電流が大きいため、例えば、特開昭
５９−１６９３７７号に記載されている如く電流制限技
術が工夫されてきている。一方、直流電動機は、その制
御性良好な利点を生かし、例えば特開昭６０−１３４７
８８号に記載されている如く、一定速制御がなされてい
る。

〔発明が解決しようとする問題点〕

しかしながら、上記従来技術は、複雑な構成であり、し
かも過速度時及び減速時の制御機構を有していないので
、定速度性に間厘がある。

本発明の目的は、簡便にして低損失、高安定な定速制御
直流電動機装置を提供することにある。

〔問題点を解決するための手段〕

上記目的を達成した本発明は、コンデンサを並列接続し
た直流モートル部にコイルと電流検出用素子を直列接続
し、この直列回路にフリーホイールダイオードを並列接
続し、これらの直流電源と、パルス巾変調制御半導体素
子を直列接続し、前記電流検出用素子に発生する電圧を
電流帰還電圧として、前記モートルの回転速度帰還電圧
と比較して前記半導体素子をオン・オフ動作させる信号
を形成するコンパレータを設け、過速度時あるいは減速
度時に前記モートル部に発生する発生電流を還流せしめ
る手段を設けたことを特徴とするものである。

〔作用〕

過速時又は減速時にはパルス幅変調例、御用半導体が非
導通となるが、過速時又は減速時が検出されると、上記
手段により発電電流が還流してブレーキがかかることに
なる。

これにより、過速や減速がノ］）さくなり、定速性が保
てることになる。

〔実施例〕

以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明する。

第４図は本発明の基礎となった装置を示す回路図である
。

第４図において、１は電圧Ｅ　（Ｖ）の直流電源であり
、この直流電源１には、パルス巾変調制御（以下ＰＷＭ
制御と称す）を行なうパワートランジスタ２．容量Ｌ　
（Ｈ）のコイル３．モートル４゜抵抗値がＲｚ（Ω〕の
電流検出抵抗５を直列接続してなる回路が接続されて前
記モートル４の両端には容量Ｃ（Ｆ）のコンデンサ６が
接続されており、またコイル３．前記モータ４．抵抗５
の直列回路にはダイオード７が図示の極性で並列接続さ
れている。各々抵抗値Ｒａ　＋　Ｒｘｏ＋　Ｒｅ　ｙ　
　ＣＯ３の抵抗８，１０．９は直列接続されて、抵抗９
は前記モートル４と抵抗５との接続点に、抵抗８はトラ
ンジスタ２のベースにそれぞれ接続されている。抵抗９
と１０の接続点はコンパレータ１１の（＋）入力端子に
接続されており、抵抗１０と８の接続点はコンパレータ
１１の出力端子に接続されている。コンパレータ１１の
（−）入力端子には、モートル４の速度の上昇により低
下し、下降により上昇する電圧Ｖ４　　（Ｖ）を出力す
る速度帰還電圧回路１２が接続されている。また、上記
回路の電圧〔Ｖ〕、電流（Ａ）を、第１図に示す如く、
ＩＩ　＋Ｖ、Ｉｔ、、Ｉｏ、ｘ、ＩＯ＋’＋”＋Ｖｓ　
＋　Ｖｘｏ、Ｖ４とし、上記実施例の動作を説明する。

第５図は上記装置の動作を説明するために示すタイムチ
ャートである。

第５図の横軸を時間ｔとして、１＝０で、コンパレータ
１１の出力Ｖｘｏが低圧となったとすると、パワートラ
ンジスタ２が導通し、電源１より電流Ｉｔ　が流入し、
コイル３．モートル４．抵抗５に流れる電流Ｉｔ、は１
回路網とラプラス変換手法等の過渡現象理論解析による
と、近似的に以下のようになる。

ただし、τ１＝Ｌ−Ｒ２〔ＳｅＣ〕・・・（２）Ｔｏ；
ｔｏにおけるＩＬ　Ｉ：Ａ） 次に、ｔ＝ｔｚで、Ｖｚｏが高圧となり、パワートラン
ジスタ２が非導通となったとすると、Ｉｔ。

は下記となる。

ただし、Ｉｏｔ；ｔｏにおける工し そして、ダイオード７を流れる電流Ｉｎは下記のとおり
となる。

Ｉｏ＝Ｉ工＝Ｉｏ＋ｉ　　　　　　　　　・・・（４）
すなわち、電流ニレはダイオード７を還流する。

また、ｔ　＝　ｔ　ｚで、再びＶｚｏが低圧となり、パ
ワートランジスタ２が導通したとすると、ＰＷＭの周期
Ｔはｔｚとなり、式（２）はｔ＝ｔ２で式（１）の１＝
０と等しくなり、これらから式（１）と（２）よりＩｏ
ｌを消去し、デユティＤ、を求めると、Ｖ で与えられることになる。

一方、直流モートルの特性式は、周知のように、Ｖ−＝
Ｖａ＋　ＩｏＲ−−（６） ただし、■、；モートル印加電圧（Ｖｌｖｎ　；モート
ル逆起電圧（Ｖ） Ｒ１；モートルコイル抵抗〔Ω〕 で与えられる。したがって、Ｖｃは、 Ｖｃ＝Ｖ、＋ＩｏＲｚ　　　　　　　　　−（７）で表
わすことができる。

しかして１式（５）に式（６）９式（７）を代入し、デ
ユティＤｔ　を求めると、 ■ となる。

パワートランジスタ２の導通降下電圧を無視すれば、ｖ
＝Ｅであるから、電源電圧ＥにデユティＤｔをかけた電
圧が、モートル４と抵抗５で消費されることになる。そ
して、一定速制御をすることにより、ｖｎ；一定となら
しめれば、デユティＤ、と電流Ｉｏとはリニアの関係と
なることが理解できる。

このデユティＤｔは、コンパレータ１１の動作により決
定される。コンパレータ１１の動作は、以下のとおりで
ある。

ｔ＝ｏ〜ｔｚ（７）間、−Ｖｅ＝Ｖｘ＝＝Ｉ＋、・Ｒｚ
＜ｖｉ・・・（９） ｔ＝ｔｘで、　　　−Ｖｓ＝Ｖｘ＝Ｉｂ＠Ｒｚ≧ｖ４・
・・（１０） Ｒｅ＋Ｒｚ。

・ＶＬＯ＞Ｖ４　　−（１１） Ｒｅ　＋　Ｒ工０ ・ｖｉｏ≦ｖａ　　　−（１２） すなわち自励発振を行なう。式（９）〜（１２）を用い
てデユティＤｔを求めると、 Ｄ　ｔ　＝□ １＋ｄ ただし、 Ｒｓ＋Ｒ工。

・・・（１４） となる。

上記Ｄｔはｄの単調増加関数であるので、Ｄｔの代りに
ｄに注目してみると、 Ｖ４≦Ｉ　ｏ　Ｒ＊　　でｄ＝ｏ、Ｄｔ＝Ｏ−（１５）
となる。

そして、■４とＩｏは、自動制御理論にのつとって考え
れば、第６図の如く、伝達関数Ｇ、Ｒｚで記述されるブ
ロック２０．２１を含むフィードバック系で表現できる
。このフィードバック系は。

実際的には、ＧＲｚ＞１であるので、第７図の如くゲイ
ン□のブロック２２に集約化してよい。

一方、第４図の機械系まで含めた全体は、サーボ理論に
よって、第８図の如く記述することかできる。

第８図は、次のことを表わしている。すなわち、ブロッ
ク２２からの電流Ｉｏを受けて、モートル４が回転し、
出力（１１０（ｒａｄ／５ｅｅ）で回転する。

出力ω０は負帰還され、指令速度ω１と比較され、その
差が伝達関数Ｇｚのブロック２３を介して、Ｖ４を出力
する。モートル４の伝達関数をＧＩＩとすると、 Ｓ ただし、１丁　：モートルのトルク定数〔ｇ−ＣＩＩＩ
／Ａ〕Ｊ：モートルのイナーシャ ［ｇ０ｃ＋ａ　ｓｅｅ”） Ｓ；ラプラス変換記号 となる。

そして、第８図は第９図に、第９図は第１０図の如く等
価変換される。ただし。

Ｒｚ すなわち、目標速度に対しては、−次遅れ系ながら定常
偏差なしの制御ができるシステムである。

さらに、制御が位相同期化制御で、ロータの同期化座標
を基準とした回転子の回転角（位相）を検出しフィード
バックしている場合では、系は第１１図の如く記述でき
る。ここでブロック２６は、位相指令θ量と、出力位相
θ０との差によって電圧を出力するゲインＯｐである・
また・２７は・速度−位相変換を意味する。第１１図は
、第１２図は第１３図の如くそれぞれ等価変換され、結
局、系は、２次励動系ながら、定常偏差なしのシステム
となる。ただし、 そして、式（１８）の系は、同期化力を与え、式（１７
）のＤはダンピング力を与えていることが理解できる。

かかる系のモートル４にトルク負荷を与える下記の如き
関係で、出力位相が大きくなり、定偏差が発生し、つり
合いながら、一定速度運転となる。

Ｔ　ｑ　＝　Ｋ　（θ０−θｔ　）　　　（ｇ−ｃｍ）
　　　−（１９）そして、電流１ｏの増加と共に１式（
１３）の自励発振周波数は低下する。すなわちパルス巾
変調制御のキャリア周波数が自動的に下がりパワートラ
ンジスタ２のスイッチング損失の低減に有効に働く。

このような制御における位相θ０検出からｖ４発生まで
の手法は、第１４図、第１５図の原理で説明する公知技
術で、Ｐ　Ｌ　Ｌ　（Ｐｈａｓｅ　Ｌｏｃｋｅｄ　Ｌｏ
ｏｐ）制御と称されている。すなわちクリスタル等を用
いる基準発振回路３０からの基準信号は、速度ω、と位
相θ１の指令をもつ。ブロック３１はモートル４にとり
つけられた１例えばエンコーダ等の回転速度、位相検出
の周波数発電センサであり、θＳ。

ω１に対し、θ０．ω０の出力位相、速度のフィードバ
ック信号を出す。これらの信号θ１と００は１位相比較
回路３２で比較され、その差に応じて、位相差、電圧変
換回路３３を介して位相フィードバック電圧Ｖθを出力
する。また信号ω１とω、は、速度比較回路３４で比較
され、その差に応じて、速変差−電圧変換回路３５を介
して速度フィードバック電圧Ｖωを出力する。この二つ
のフィードバック電圧Ｖｏ、Ｖωは、加算器３６で加算
され、電圧ｖ４として出力される。このとき、センサ３
１からの検出信号は、サンプル値であり。

また回路３３．３５の出力は、デジタル−アナログ変換
されたいわゆる零次ホールド回路出力であり、その他も
入れ解析は、Ｚ変換手法等の非線形理論の対象であるが
、目標定速の同期化速度近辺で考え、かつセンサ３１の
サンプル値周知が系のとき糸数に比し小さいので、実用
的には線形で近似でき、上述の第１１図〜第１３図で扱
い得る。

なお、第１４図の如く回路３ｏからの信号が０１゜ωｉ
雨者を含む場合、第１１図のω、はＳ０１となり、第１
３図のブロック２９の分子はＤｓ＋にとなるが、基本事
項は変わらない。

また、第１４図の回路３４．３５及び回路３２゜３３の
出力特性例は、第１Ｓ図、第１６図の如くなる。Δωは
同期化範囲で例えば１０％等にとる。

Δωのこの範囲の速度においては、位相関係は第１６図
の如くであり、Δωの外でω０が高いときは７０２０％
、７０２０％、ω０が低いときはＶ　（、）　＝　１０
０％、Ｖｆｌｌ＝１００％である。なお、θｏ＝１００
％は、２π（ｒｅｄ）　　を意味する。さらに１式（１
９）の負荷トルク１号と、式（１６）のＫＴと、式（１
５）等のＩｏとの関係は、無負荷電流分Ｉｏを無視する
と、 Ｔｑ＝Ｉｏ−Ｋｒ　　　　　Ｃｇ−ｍ）　　　　　　　
・＝（２０）として、制御された系のモートル４の速度
−トルク特性が説明できる。そして、第１７図の如く、
目標同期化速度ω１と、そのときのＩｏ、Ｔｑ　を各々
１００（％）として表示したとき、速度ωがＯ（％）の
ときは、トルクＴｑは１００　（％）以上の起動トルク
、電圧Ｉｏも１００％以上の起動電流が流れ、加速後は
目標のω量に達し、その同期化範囲Δωの中で、負荷ト
ルクＴｑｌＯＯ％以下のつり合ったトルク点で、定速運
転を行ない。

電流もそれに対応した値におちつく。

このとき、電源１、あるいは、第４図のパワートランジ
スタ２の容量等で、電流Ｉｏを制限してクランプする必
要がある。このように電流Ｉｏ　を制御することは１式
（２１）において可能であり、■４を制御クランプする
ことによって実現できる。

その原理ブロックを第１８図に、また、これによって制
限されたときのトルク特性例を第１９図に示す。

第１８図において、加算器３６からの出力Ｖ４は、電圧
クランプ回路５ｏを介して、最大値はＶ番′　にクラン
プされ、コンパレータ１１に入力する値はｖ　、７　　
以上には上がらない。電圧クランプ回路５０は、クラン
プ値制御回路５１によりその値が制御される。例えば、 Ｖν＝　Ｉ　ｃｘ　ｅＲｉ　　　　　　　−（２２）と
なるように回路５１．５０を設計したときの特性例は、
第１９図の如くなり、ｖ　、／　　の小さい程モートル
の出力トルクＴｑの最・大値は、Ｔｑｚに制限されるこ
とになる。しかし回路５１が速度の情報を含む形とする
と、ｖ　、　／　　は速度にもとづいて変えることがで
きる。

また、第４図のモートル部４は駆動回路を含むブラシレ
スモートルであっても、上述の技術を通用できることは
いうまでもない、このことを第７図に示す回路図で説明
する。例えば、コイル８１゜８２．８３をもつモートル
８０が、モートル磁極の位置に関係して、パワートラン
ジスタ７１〜７６の制御された導通により運転される、
いわゆる相全波駆動方式ブラシレスであっても、第４図
以下で説明してきた上記原理は適用できるのである。

さて、第６図〜第１３図のブロックダイヤフラムと動作
原理説明図においては、制御回路とモートルは過速度等
においてもリニアに動作し、制動トルクを発生する形を
前提としている。しかし第４図は、電源と回路を部側に
するため、過速度時はモートルへの電圧印加を止めてい
るのみであり制動力はない。

かかる回路とモートルにおいて、過速度時にモートルに
発電制動をかける手段を示したものが第１図〜第３図で
ある。

第１図は本発明の第１実施例を示す回路図である。

第１図に示す実施例が第４図の原理回路と異なるところ
は、モートル４とコンデンサ６との間にダイオード１０
０を図示の極性で介在させ、モートル４とダイオード１
００との接続点にダイオード１０１のカソードを接続す
ると共にダイオード１０１のアノードを電源１の負極に
接続し、ダイオード１００のカソードと、モートル４．
コイル３の接続点とにトランジスタ１０２を接続し、抵
抗１０３，１０４，１０６を直列接続した回路を電源１
に接続し、抵抗１０３，１０４の接続点とトランジスタ
１０２のコレクタの間に抵抗１０５を接続し、抵抗１０
４，１０６の接続点をトランジスタ１０２のベースに接
続すると共に、ダイオード１０８を介してコンパレータ
１１の出力端に接続し、抵抗１０６の両端に速度帰還機
能をもつブロック１０７を接続してなる点にある。

このように構成された実施例の動作を説明する。

過速度時は、速度帰還電圧回路１２の電圧ｖ４を低下し
、コンパレータ１１の出力ＶＺＯは高位となる。これに
より、パワートランジスタ２は非導通となる。そして、
抵抗１０３，１０５，１０４゜１０６により、パワート
ランジスタ１０２のベースが高電位になり、ベース電圧
θＢが発生する。

これによりモートル４の発電電流は、トランジスタ１０
２のコレクタ・エミッタ、抵抗５．ダイオード１０２を
通って電流Ｉｎとして貫流する。このとき、トランジス
タ１０２のベース・エミッタ電圧を無視すると下式が成
立つ。

Ｔａ＝　Ｉａ　・ＫＴ　　　　（ｇ　ｅｃｍｌ　−（２
４）ただし、ＴＢ　；ブレーキトルク すなわち、ブレーキトルクＴａは、トランジスタ１０２
のベース電圧８Ｂに比例する。この電圧ｅＢに速度対応
分を含ませるために、ベース回路は抵抗１０５を介して
モートル４の端子に接続してあり、かつ、抵抗１０６の
両端に、速度帰還機能をもつブロック１０７を接続して
いる。どちらも速度の上昇でベース電圧ｅ８を上昇させ
る働きをもつ、一方式（２３）から判る如く、ブレーキ
電流は、ベース電圧８Ｂで決まる値以上は制限されて流
れない、ブレーキトルクＴａにより速度が抑制され、正
常速度範囲に復帰後は、前述の如くコンパレータ１１は
自励発振を行なうが、このときのＰＷＭ制御時のデユテ
ィオフ時の動作は次のようになる。

すなわち、コンパレータ１１の出力電圧ＶＺＯが高位と
なっても、ダイオード７を通してのモートル４の還流電
流Ｉｏが流れ、トランジスタ１０２のエミッタ電圧が工
ｏ−Ｒ２に上昇しているので、コレクタ電圧は逆バイア
スされることになる。したがって、トランジスタ１０２
は導通しない。このように動作するので、簡単な回路構
成で過速度時のみ、その過速度の程度に相応したブレー
キをかけることができ、負荷による系の強制過速度上昇
や、ハンチング抑制に有効である。

第２図及び第３図は、本発明の実施例を三相全波駆動ブ
ラシレスモートルに適用した場合の回路図である。第２
図及び第３図ともその原理は第１図と同一であるが、相
切替用パワートランジスタ７１〜７６の存在に対応して
、第２図ではダイオード１１０〜１１５が三相全波整流
のブレーキ電流ＩＢ回路となり、第３図ではダイオード
１１３〜１１５の代りにダイオード１１６がコイル８１
〜８３の中性点に接続され、三相半波整流ブレーキ電流
回路を形成する。

また、第２図でダイオード１１０〜１１５が各各パワー
素子７１〜７６のエミッタ・コレクタ間に直接接続され
ている場合は、抵抗５と同様作用の抵抗をさらにトラン
ジスタ１００のエミッタに追加して構成することができ
る。

なお、第１図〜第３図で、トランジスタ１０２のベース
回路の速度帰還要素の抵抗１０５２回路１０７は、コス
トの点より、両者とも省いても、また一方を省いても、
過速度時の発電制動の基本には変わりはないし、別の方
法で実現しても同機能をもつことは自明である。また、
ダイオード１０８でコンパレータ出力側に接続して、過
速度モードを検出しているが、別の論理デジタル出力や
、アナログ出力で代替しても機能に変わりはない。

さらに、定速から急減速するにも、パワー素子２を非導
通とし、ＣＢに対する速度対応分をなしとするなどすれ
ばよい６ 〔発明の効果〕 以上述べたように本発明によれば、過渡速度時を検出し
てブレーキトルクを発生させるようにしたので、簡易に
して低損失、高安定な過速度時及び減速時の定速制御直
流電動機装置が実現できる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例を示す回路図、第２図及び第３
図は本発明の実施例を三相余波ブラシレスモートルに適
用した回路図、第４＠は本発明の詳細な説明するために
示す構成図、第５図は本発明の原理動作を説明するため
に示す説明図、第６図及び第７図は本発明の帰還部を示
すブロックダイヤグラム、第８図〜第１３図は本発明の
自動車制御理論の伝達関数による動作原理を説明するた
めに示す説明図、第１４図は速度−位相帰還の構成を示
すブロックダイヤグラム、第１５図及び第１６図は第１
４図の特性の説明図、第１７図は制御されたモートル出
力特性例を示す特性図、第１８図は電流クランプのため
の帰還電圧クランプの説明図、第１９図は電流クランプ
時のモートル出力特性例を示す特性図、第２０図はモー
トル部をブラシレス化したシステム例を示す回路図であ
る。、１・・・直流電源、２・・・ＰＷＭ制御パワート
ランジスタ、４・・・モートル、５・・・電流検出抵抗
、１１・・・ＰＷＭ発振用コンパレータ、１２，１０７
・・・速度帰還回路、１０２・・・発電制動用パワート
ランジスタ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、コンデンサを並列接続した直流モートル部にコイル
   と電流検出用素子を直列接続し、この直列回路にフリー
   ホイールダイオードを並列接続し、これらに直流電源と
   、パルス巾変調制御半導体素子を直列接続し、前記電流
   検出用素子に発生する電圧を電流帰還電圧として、前記
   モートルの回転速度帰還電圧と比較して前記半導体素子
   をオン・オフ動作させる信号を形成するコンパレータを
   設け、過速度時あるいは減速時に前記モートル部に発生
   する発生電流を還流せしめる手段を設けたことを特徴と
   する定速制御直流電動機装置。 ２、特許請求の範囲第１項において、発電電流を還流せ
   しめる手段は、モートルコイルに並列に発電制御用半導
   体素子を並列接続し、過速時あるいは減速時には前記半
   導体素子を導通せしめる信号を出力する回路手段を設け
   てなることを特徴とする定速制御直流電動機装置。