JPS6392292A - 直流電動機の運転制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、直流電動機の運転制御方法に関するものであ
る。

〔従来の技術〕

直流電動機は起動電流が大きいため、従来より、例えば
特開昭５９−１６９３７７号公報に記載のごとく、電流
を制限する技術が開発されている。一方、直流電動機は
、その制御性が良好な利点を生かして、例えば特開昭６
０−１３４７８８号公報に記載のごとく、一定速制御を
おこなう技術が開発されている。

〔発明が解決しようとする問題点〕

本発明は、従来形直流電動機についてさらに見直しの結
果なされたものであって、その目的とするところは、従
来よりも低損失で、しかも高安定な定速制御をおこなう
ことのできる、機器の信頼性にすぐれた直流電動機の運
転制御方法を提供しようとするものである。

〔問題点を解決するための手段〕

前記目的は、コンデンサを並列接続した直流モートルと
直列に、コイルと電流検出用低抵抗とを接続し、これら
と並列に、フリーホイールダイオードを接続し、さらに
これらと直列に、直流電源とパルス幅変調制御パワー素
子とを接続し、前記電流検出抵抗の電圧を電流帰還電圧
として、これと前記モートルの回転速度帰還電圧と比較
して動作するコンパレータを有し、前記コンパレータの
発振デユティで前記パワー素子の導通を制御することに
よって達成される。

〔作用〕

即ち、本発明は、直流電動機に対する通電制御を、負荷
電流および回転速度の電圧比較による自励発振コンパレ
ータのデユティによっておこなうパルス幅制御としてモ
ートルの低損失化をはかり、かつ前記コンパレータ発振
をコントロールする帰還電圧を制御することにより、モ
ートルの高安定な定速制御化をはかることができる。

〔実施例〕

以下、本発明の実施例を図面にもとづいて説明する。

第１図において、１は電圧Ｅ　（Ｖ）の直流電源２はパ
ルス幅変調制御（以下、ＰＷＭ制御と称す）をおこなう
パワートランジスタであり、容量Ｌ（Ｈ）のコイル３．
モートル４．抵抗値Ｒ２（Ω〕の電流検出抵抗５．容量
Ｃ（Ｆ）のコンデンサ６゜フリーホイールダイオード７
を図のごとく接続する。そして、各々抵抗値Ｒａ、　Ｒ
ｚｏ、　Ｒｅ　［Ω］の抵抗８，１０，１１およびコン
パレータ９、さらにはモートル４の速度の上昇により低
下し、下降により上昇する電圧ｖ４　〔ｖ〕を出力する
速度帰還電圧回路１２を図のごとく接続する。また、各
々の回路の電圧〔Ｖ〕、電流［Ａ）を、図のごと＜　Ｉ
ｔ、　ｖｌ　ＩＬＩ　Ｉｏｔ　ｘ　＋　Ｉｎ、　Ｖ２．
　Ｖｓ、　ＶＩＧＩｖ４として動作を説明すると、第２
図および以下のようになる。

第２図の横軸を時間ｔとして、１＝０でコンパレータ９
の出力Ｖｓｏが低圧となったとすると、パワートランジ
スタ２が導通し、電圧Ｖがコイル３以下にかかる。これ
により、電源１より電流工！が流入し、コイル３．抵抗
５に流れる電流ＩＬは、回路網とラプラス変換手法等の
過渡現象理論解析によると、近似的に以下のようになる
。

但し、 τ工＝ＬＩＩＲ２（ｓｅｃ〕　　　　　　　　　式（２
）％式％（） 次に、ｔ　：　ｔ　１でＶｚｏ：：高圧となり、パワー
トランジスタ２が非導通となったとすると、ＩＬは下記
のようになる。

但し、Ｉｏｚ・・・１＝１１におけるＩＬそして。

Ｉｏｗ　Ｉし＝　Ｉｏ＋　ｉ　　　　　　　　　　　　
　　　　　式（４）即ち、電流はダイオード７を環流す
る。

ｔ　＝ｔ　ｚでＶｔｏが低圧となり、再びパワートラン
ジスタ２が導通したとすると、ＰＷＭの周期Ｔはｔ２と
なり１式（２）は、ｔ　：　ｔ　２で式（１）のｔ＝０
と等しくなり、これらから１式（１）と（２）よりＩＯ
Ｉを消去し、デユティＤｔ　を求めると、一方、直流モ
ートルの公知の特性式は。

Ｖｍ＝Ｖｎ十ＩｏＲｍ　　　　　　　　　　　　式（６
）但し、Ｖヨ・・・モートル印加電圧（Ｖ）Ｖｎ・・・
モートル逆起電圧（Ｖ） Ｒ１・・モートルコイル抵抗〔Ω〕 そして、 Ｖ　ｃ　”　Ｖ　ｍ　＋　Ｉ　ｏ　Ｒｚ　　　　　　　
　　　　式（７）式（５）〜（７）より、 ■ パワートランジスタ２の導通降下電圧を無視すれば、ｖ
句Ｅとなり、電源電圧ＥにデユティＤ。

をかけた電圧がモートル４と抵抗５とで消費される形と
なる。そして、一定速制御をなし、Ｖｎ”一定とならし
めれば、デユティＤｔ　と電流工。とは、リニアの関係
となる。

このデユティＤ、は、コンパレータ９の動作により決ま
る。コンパレータ９の動作は、以下のとおりである。

ｔ　＝　Ｏ”　ｔ　を間−Ｖｓ＝Ｖｚ＝Ｌｔ、−Ｒｚ＜
ｖ４　　　　式（９）ｔ＝ｔ１’ｔ’　　　Ｖｓ＝Ｖｚ
＝ＩＬｏＲｚ≧ｖ４　　　　　式（１ｏ）ａ 即ち、自励発振をおこなう。式（９）〜（１２）を用い
てデユティＤｔ　を求めると Ｒｓ＋Ｒｚ。

Ｄｔはｄの単調増加関数につき、Ｄｃの代りにｄに注目
してみると。

ｖａ≦ｌ０Ｒ２テｄ　＝　Ｏ＋　Ｄｔ　＝　Ｏ式（１５
）そして、■４とＩＯとは、自動制御理論にのっ−ドパ
ツク系で表現でき、実際的には、ＧＲ２＞１゛ １につき、第４図のごとく、ゲイン−のブロンｚ り２２に集約化される。そして、第１図の全体は、サー
ボ理論によって第５図のごとく記述できる。

第５図において、モートル４は、ブロック２２からの電
流工。を受け、出力ω、　　（ｒＯｄ／５ｅｅ）で回転
する。出力ω０は負帰還され、指令速度ω１と比較され
て、その差が伝達関数Ｇｔのブロック２３を介しＶ４を
出力する。モートル４の伝達関数をＧ、とすると、 Ｔ Ｇ、＝−式（１６） 但し、Ｋｒ・・・モートルのトルク定数（ｇ−ａｎ／Ａ
）Ｊ　・・・モートルのイナーシャｇ　”　Ｃ１！ｌ　
’　５ｅｅ２Ｓ　・・・ラプラス変換記号 そして、第５図は第６図、第７図のごとく等価変換され
る。

但し。

即ち、目標速度に対しては、−次遅れ系ながら、定常偏
差なしの制御ができるシステムである。

さらに、制御が位相同期化制御で、ロータの同期化座標
を基準とした回転子の回転角（位相）θを検出、フィー
ドバックしているケースでは、系は、第８図のごとく記
述できる。ここで、ブロック２６は、位相指令Ｏ１と出
力位相θ０との差によって電圧を出力するゲインＧｐで
ある。また、２７は速度−位相変換を意味する。第８図
は第９図、第１０図のごとく等価変換され、結局、系は
、２次振動系ながら、定常偏差なしのシステムとなる。

但し、 そして、式（１８）のＫは同期化力を与え、式（１７）
のＤはダンピング力を与えていることが分る。

かかる系のモートル４にトルク負荷を与えると、下記の
如き関係で出力位相が大きくなり、定常偏差が発生し、
つり合いなから一定速運転となる。

Ｔｑ＝Ｋ（θ０−θＩ）（ｇ−ａｌｌ）　　　　式（１
９）そして、電流Ｉｏの増加と共に、式（Ｉ３）の自励
発振周波数は低下する。即ち、パルス幅変調制御のキャ
リア周波数が自動的に下がり、パワートランジスタ２の
スイッチング損失の低減に有効に働く。

このような制御の、位相θ。検出からｖ４発生までの方
法は、第１１図、第１２図の原理で説明できる公知技術
で、Ｐ　Ｌ　Ｌ　（Ｐｈａｓｅ　Ｌｏｃｋｅｄ　Ｌｏｏ
ｐ）制御と称されている。即ち、クリスタル等を用いる
基準発振回路３０からの基準信号は、速度ωｉと位相θ
量の指令をもつ。ブロック３１は、モートル４にとりつ
けられた、例えばエンコーダ等の回転速度２位相検出の
周波数発電センサであり、θ監、ω１に対し、θ０．ω
０の出力位相、速度のフィードバック信号を出す。これ
らの信号のうち、θ１と００とは、位相比較回路３２で
比較され、その差に応じて、位相差−電圧変換回路３３
を介し位相フィードバック電圧Ｖｌ　を出力する。

３５を介し速度フィードバック電圧ｖ１１を出力する。

この２つのフィードバック電圧Ｖｌ　とＶ−とは、加算
器３６にて加算され、■４を出力する。

このとき、センサ３１からの検出はサンプル値であり、
また回路３３．３５の出力は、デジタル−アナログ変換
された、いわゆる零次ホールド回路出力であり、その他
も入れ、解析は、Ｚ変換手法等の非線形理論の対象であ
るが、目標定速の同期化速度近辺で考え、かつセンサ３
１のサンプル値周期が系の時定数に比し小さいので、実
用的には線形で近似でき、既述の第８〜第１０図で扱い
得る。なお、第１１図のごとく、回路３０からの信号が
０１．ω□の両者を含む場合、第８図のω１はＳθ、と
なり、第１０図のブロック２９の分子はＤＳ＋にとなる
が、基本事項は変わらない。

また、第１１図の回路３４．３５および３２゜３３の出
力特性例は、第１２図、第１３図のごとくなる。第１２
回において、Δωは同期化範囲で。

例えば１０％にとる。第１２図におけるΔωのこの範囲
の速度において、位相関係は第１３図のごとくであり、
Δωの外でω０が高いときは、ＶＭ＝Ｏ％、Ｖρ＝Ｏ％
、ω０が低いときは、ｖ−＝１００％、Ｖｅ　＝１００
％テアル。なお、０゜２１００％は２π（ｒａｄ）を意
味する。

さらに１式（１９）の負荷トルクＴｑ　と式（Ｉ６）の
ＫＴ、式（１５）等の工０の関係は、工。の無負荷電流
分を無視して、 Ｔｑ”　Ｉ　ｏ　’　ＫＴ　　（ｇ　’　Ｃｍ）　　　
　　　　式（２０）として、制御された系のモートル４
の速度−トルり特性が説明できる。そして、第１４図の
ごとく、目標同期化速度ωｉとその時の工。、Ｔｑを各
々１００（％）として表示したとき、速度ωが０（％）
のときは、トルクＴ、は１００（％）以上の起動トルク
、電流Ｉｏも１００％以上の起動電流が流れ、加速後は
目標のω１に達し、その同期化範囲Δωの中で、負荷ト
ルクＴｑ１００％以下のつり合ったトルク点で定速運転
をおこない、電流もそれに対応した値におちつく。

なお、このとき、電源１あるいはパワートランジスタ２
の容量等で、電流Ｉｏを制限してクランプする必要があ
るが、それは式（２１）において可能であり、■４を制
御、クランプすることによって実現できる。その原理ブ
ロックを第１５図に、また制限時のトルク特性例を第１
６図、第１７図。

第１８図に、示す。

第１５図において、加算器３６からの出力ｖ４は、電圧
クランプ回路５０を介して、最大値はＶ’４にクランプ
され、コンパレータ９に入力する値はＶ’４以上には上
がらない。電圧クランプ回路５０は、クランプ値制御回
路５１によりその値を制御される。例えば、　Ｉ　ｃｌ
＞　Ｉ　Ｃ２＞　Ｉ　ｃｓの例で、 ｖ’　＋＝　Ｉｃｚ　・ＲＺ　　　　　　　　　　式（
２２）ｖ’　４：Ｉｃｚ・Ｒ２式（２３） Ｖ’　　４＝　Ｉｃａ・　Ｒ２式（２４）となるごとく
回路５１．５０を設計した時の特性例は、第１６図〜第
１８図のごとくなり、ｖ　１番が小さい程、モートル４
の出力トルクＴｑの最大値は、　Ｔｑｓｇ　ＴＩ＋２．
　Ｔｑｘのごとく制限される。

しかし、回路５１が速度の情報を含む形とすると、ｖ　
／４は速度にもとづいて変えることができる。例えば、
定速制御の目標速度以下で式（２４）とし、目標速度内
（例えば、第１２図のΔω内）では、式（２３）とすれ
ば、そのトルク特性は第１９図のごとくなり、加速トル
クと目標速度への引込トルクはＴ　ｑ　ａ　＞そのとき
のクランプ電流はＩＣ３で制限されるが、加速後の目標
速度範囲からの脱出トルクはＴ　ｑ　３にアップでき、
加速後、クラッチ等で負荷を連結断続するようなシステ
ムに有利である。な゛お、速度の上昇と共に、回路５１
のクランプ指令値を連続的に変化させて、式（２４）の
ｖ′婆と式（２３）のｖ　／４　との間を連続的にコン
トロールすることも、もちろん可能である。

ここで、第１２図、第１３図のごとき特性のＶｕ、Ｖｅ
　をもって第１１図のごとくシステム構成した場合、よ
り詳細にｖ４の内容を説明すると、以下のようになる。

第１１図における加算部３６の１位相電圧Ｖｌおよび速
度電圧ｖＩＩに対するゲインをｇｔｘｇγ。

ｇｍＸｇγとする。ｇｙは両者に共通のゲインである。

そして、比較電圧をＶｙとし、信号回路電源電圧をＶｃ
ｃ（Ｖ）とすると、 式（２５） 但し、　　０区・・・負荷トルク相当位相Δθ１・・・
θ、の変動幅 Ｃ・・・負荷変動角周波数 Ｖｙ・・・比較電圧 ここで、 ｇθ＃ｇω畔０．５　　　　　　　　　式（２６）与駒
５ｉｎ（ｃｔ）　　式（２７） θ直＝□　　　　　　　　　　　　式（２９）但し、Ｔ
ｔ”負荷トルク ΔＴ。

Δθ露＝□　　　　　　　　　　式（３ｏ）但し、ΔＴ
ｎ＝負荷トルク変動幅 ｇｙ弁２　　　　　　　　　　　　　式（３１）ｇ　ｙ
　ｇ　ｇＶｃｃ弁Ｖｙ　　　　　　　　　　式（３２）
θＩ：π　　　　　　　　　　　　　式（３３）式（３
４） 即ち１式（３２）は１位相指令０１．速度指令ωｌ対応
力をカットしており、式（３４）の第１項は平均負荷対
応、第２項は負荷変動分対応となる。これを電流に直す
と、以下のようになる。

式（３５） 即ち、Ｖｉのクランプは電流のクランプであり。

また発生トルクのクランプである。したがって、定常状
態のみならず、負荷変動、ハンチングによる位相、速度
変動の過渡時においても、制御の線形域から非線形域の
飽和への到達点を与えるもので、制御安定性にも影響を
与える。そのため、起動、加速時は、第１６図のごとく
、電流をＩＣＩでクランプし、目標速度に達した後は、
例えば第１８図のごとく、低くＩｃｓでクランプするこ
とが有効な例もある。

なお、既述の位相θは、第８図〜第１１図のシステムで
の、位相θ０のフィードバックセンサ３１のパルス数が
考慮された機械角、電気角変換値である。そして、実際
的には、式（２６）〜式（３３）のような条件が成立す
べく設計し、式（３４）。

（３５）で考察できる形で線形域を考え、またクランプ
値を設定することにより、第１２図、第１３実現できる
ことは容易に分る。■４のクランプについても、周知の
各種電圧クランプ回路で容易に実現できる。例えば、第
１９図のごとく、目標速度内でクランプ値を上昇させる
一例として、目標速度内に達したならば低位（ＬＯＷ）
から高位電圧（Ｈｉｇｈ）に変化する出力を出す、例え
ば同期検出回路を設け、その出力を逆流防止ダイオード
を介して第１５図の回路５１あるいは５０に接続し、ク
ランプ値を上昇させることができる。

また、第１図、第２図２式（９）〜（１３）等で説明し
たコンパレータ９によるデユティ発振をより安定的に発
振させるには、第２０図のごとく、コンパレータ９の出
力電圧Ｖｌｏを、抵抗値Ｒｈｏの抵抗６０を介して、■
４を流出する回路１２に帰還すると、第２図のｖ４とＶ
ｉとの関係は第２１図のごとくなり、Ｖｉが時間０〜ｔ
１では負の勾配。

ｔ１〜ｔ２では正の勾配となって、より安定してｖ９と
交わり、安定したデユティで発振させ得る。

その場合、式（２５）のｖ４に１±、Ｖｚｏの帰還分ｇ
１ｏＶｚｏが加算される。

ｖ番＝式（２５）　＋　ｇＦ−ｇｘｏ　・ＶＩＯ式（３
６）但し、ｖｌｏ・・・第２図のごとく変化ｇｌｏ・・
・フィードバックゲイン そして、式（３２）は、次のようになる。

ｇｙ　（ｇ９　ａＶｃｃ＋ｇｘｏＶｔｏ）４Ｖｙ　　　
　式（３７）これらのシステムが動作を継続するには、
式（９）〜式（１２）が継続成立して自励発振する必要
があるが、逆を云うと、これらの条件を不成立にして発
振停止、即ち運転停止を指令することもできる。

それは、第１１図におけるＶｉ、Ｖ−を強制的に低位に
し、式（２５）のＶＹ項以外を零に近ずけ、式（１２）
が成立しないようにすることである。それは、以下の条
件となる。

式（３８） 各種条件変動に対し、この条件をより確実に成立させる
ためには、ｖｌｏを定電圧化するなどの他に、停止指令
時、電圧ｖ９あるいは電圧Ｖγを強制的に引き上げれば
よいことが分る。

即ち、モートル４の運転と停止は、例えば低位（Ｌｏｗ
）　、高位（）Ｉｉｇｈ）のデジタル信号で指令し。

これを受けて、停止時は、Ｖｉ、Ｖｉ　を低位に強制保
持、■９あるいはＶγを高位方向に強制保持とすればよ
い。より具体的に表現すれば、停止のための高位信号を
、逆流防止ダイオードを介してそのまま７９点あるいは
７１点に接続することも有効である。

また、第１図のモートル４は、駆動回路を含むブラシレ
スモートルであってもよい。これを、第２２図にもとづ
いて説明すると、例えばコイル８１，８２，８３を有す
るモートル８０が、モートル磁極の位置に関係して、パ
ワートランジスタ７１〜７６の制御された導通により運
転される、いわゆる３相余波駆動方式ブラシレスモート
ルであっても、第１図の原理は成立する。

本発明は以上のごときであり、ここで、既述した本発明
の動作系を総括して下記すると１本発明によれば、速度
帰還、電流帰還をなした安定な直流モートル４の定速制
御が、負荷の増大と共にキャリア周波数が低下してスイ
ッチング損失が低下するメリットをも含めて、低損失の
ＰＷＭ方式で実現できる。

また、速度電圧帰還回路部と、抵抗値Ｒ２（電圧ＶＺ）
の電流検出抵抗５と、ＰＷＭ発振コンパレータ９との関
連において、以下の特徴が得られる。

すなわち、速度帰還として、速度ωおよび回転位相θを
加算的に帰還する。さらに、これにＰＶＭ発振コンパレ
ータ９の出力を帰還し、■４となして、コンパレータ９
の発振の安定化を計る。

ｖ４は、比較参照電圧Ｖγによって、速度ω。

位相θの指令とコンパレータ出力の帰還対応分のバイア
ス分がカットさ九、線形領域の下方部が設定される。ま
た、■４は、速度電圧７１２位相電圧Ｖｅの帰還ゲイン
ｇ＠　＋　ｇｅによって線形領域の上方部が設定され、
かつｖ４のクランプによって、電流クランプがなされる
。ｖ４クランプによる電流クランプは、トルククランプ
に通じ、目標定速度範囲内にあるときは、目標速度範囲
内にあることを検出し、例えば高位電圧を出力する他用
途用の検出回路の出力を流用して、クランプ値を上げる
ことができる（第１９図）。その逆も可能である（第１
６〜１８図）。

また、運転、停止指令は、停止指令として、速度と位相
の両帰還電圧を強制的に低位電圧となしおよび（あるい
は）発振コンパレータ９の電流帰還部電圧を強制的に高
位となしおよび（あるいは）帰還電圧の比較参照電圧Ｖ
γを強制的に高位となして容易におこない得る。

〔発明の効果〕

以上、図面を参照しておこなった前記説明からも明らか
なように１本発明によれば、従来よりも低損失で、しか
も高安定な定速制御をおこなうことのできる、機器の信
頼性にすぐれた直流電動機の運転制御方法を提供するこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

第１図〜第１９図は本発明の一実施例を示し、第１図は
本発明で用いられる直流電動機の電気回路図、第２図は
第１図の出力波形図、第３図〜第１０図は自動制御理論
にのっとって本発明の動作原理を説明するブロック図、
第１１図は速度・位相帰還の構成を示すブロック図、第
１２図および第１３図は第１１図の出力特性線図、第１
４図は第１図に符号４で示すモートルの出力特性線図。 第１５図は電流クランプのための帰還電圧クランプを説
明するブロック図、第１６図〜第１９図は電流クランプ
時におけるモートル４の出力特性線図、第２０図は本発
明で用いられる直流電動機の変形例を示すコンパレータ
９の電気回路図、第２１図は第２０図の出力波形図、第
２２図は本発明で用いられる直流電動機のさらに他の変
形例を示すモートル４の電気回路図である。 １・・・直流電源、２・・・ＰＷＭ制御パワートランジ
スタ、４・・・モートル、５・・・電流検出抵抗、７・
・・フリーホイールダイオード、９・・・ＰＷＭ発振用
コンパレータ、１２−・・速度帰還電圧回路。 第１　図 ／−一一直弐電ネ ク　ｍ−−７ツー不イづしクイＩ−ト。 ’７　−−−　ｆ’ＩＡＩ／ｒ’Ｉｑ＃４−：ｙン／ｖ
ｔ−７ｔｚ　　−−−悲’ｆｐ＠＠Ｌ（Ｄ　％第ｚＥＪ ヒー＋ 第５図 第６図 ｉ ＃７図 ２り ＄３図 篤１１　図 咥　　Ｊ５ 帽ば　　　　　躬１３７ 一々ノーど〉≦ノ　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　−　とロ、７ｆノ第１４図 ″″″′″″″ ′″″屓鈎　Ｂヨ　　　　　　　　　　　　　　　　　
Ｚｔ乙　出射２Ｉ図 名２ｚ図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、コンデンサを並列接続した直流モートルと直列に、
   コイルと電流検出用低抵抗とを接続し、これらと並列に
   、フリーホイールダイオードを接続し、さらにこれらと
   直列に、直流電源とパルス幅変調制御パワー素子とを接
   続し、前記電流検出抵抗の電圧を電流帰還電圧として、
   これと前記モートルの回転速度帰還電圧と比較して動作
   するコンパレータを有し、前記コンパレータの発振デユ
   テイで前記パワー素子の導通を制御することを特徴とす
   る直流電動機の運転制御方法。 ２、特許請求の範囲第１項記載の発明において、速度帰
   還電圧は、回転速度電圧と回転位相電圧との加算よりな
   り、各々の指令相当分の電圧が比較参照電圧で除去され
   、さらに電流の最高値がクランプされている直流電動機
   の運転制御方法。 ３、特許請求の範囲第２項記載の発明において、速度帰
   還電圧部にさらにコンパレータ出力電圧を帰還させる直
   流電動機の運転制御方法。 ４、特許請求の範囲第２項または第３項記載の発明にお
   いて、電圧クランプ値が目標定速度範囲の内外において
   異なる直流電動機の運転制御方法。 ５、特許請求の範囲第２項〜第４項のいずれかに記載の
   発明において、モートルの運転、停止指令がデジタルの
   ２値電圧にして、停止は、帰還の回転速度電圧および回
   転位相電圧を強制的に低位となす直流電動機の運転制御
   方法。 ６、特許請求の範囲第２項〜第４項のいずれかに記載の
   発明において、モートルの運転、停止指令がデジタルの
   ２値電圧にして、停止は、発振コンパレータの電流帰還
   部電圧を強制的に高位となす直流電動機の運転制御方法
   。 ７、特許請求の範囲第２項〜第４項のいずれかに記載の
   発明において、モートルの運転、停止指令がデジタルの
   ２値電圧にして、停止は、帰還電圧の比較参照電圧部を
   強制的に高位となす直流電動機の運転制御方法。 ８、特許請求の範囲第５項記載の発明において、モート
   ルの停止は、さらに発振コンパレータの電流帰還部電圧
   を強制的に高位となす直流電動機の運転制御方法。 ９、特許請求の範囲第５項記載の発明において、モート
   ルの停止は、さらに帰還電圧の比較参照電圧部を強制的
   に高位となす直流電動機の運転制御方法。 １０、特許請求の範囲第６項記載の発明において、モー
   トルの停止は、さらに帰還電圧の比較参照電圧部を強制
   的に高位となす直流電動機の運転制御方法。 １１、特許請求の範囲第８項記載の発明において、モー
   トルの停止は、さらに帰還電圧の比較参照電圧部を強制
   的に高位となす直流電動機の運転制御方法。 １２、特許請求の範囲第２項〜第１１項のいずれかに記
   載の発明において、目標定速度範囲内では、通電非制御
   時の該当速度に対応する電流以上の電流クランプ値を設
   定し、目標定速範囲未満の速度では、前記クランプ値未
   満の低位の電流クランプ値を設定する直流電動機の運転
   制御方法。