JPS6315672A - インバ−タ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、インバータ回路を使用して直流電力を交流電
力に変換するインバータ装置に関するもので、詳しくは
、その閉ループｖｌｔｌｌ系の安定性を向上させたイン
バータ装置に関するものである。

［従来技術］ サイリスタやトランジスタ等の半導体スイッチを用いた
インバータ装置は、半導体スイッチの特性向上によって
１００　ＫＶＡ以上の太古ａ領域まで実用ト供さ、れて
いる。また、データ通信システムやＯＡ’、Ｆ’Ａなど
の分野で、機器を商用電源の停電時にも支障なく運転を
継続したいというニーズが高く、該インバータ装置は無
停電電源装置としても使用されている。

第６図は従来の直流電圧を基準にしたインバータ装置を
示したものである、該インバータ装置は、直流電圧Ｅｉ
を出力する直流電源１を備え、該直流型３１’ｌからの
直流出力はインバータ回路２に与えられて制御パルス信
号の制御に従って交流パルスＥｌに変換されるようにな
っている。該インバータ回路２は、ブリッジ回路３を構
成するように接続された半導体スイッチとしてのスイッ
チング・トランジスタ４Ａ〜４Ｄと、各スイッチング・
トランジスタ４Ａ〜４Ｄに逆並列接続されたダイオード
５Ａ〜５Ｄと、ブリッジ回路３の出力端間に１次側が接
続されたトランス６とで構成されている。トランス６か
ら出力された交流パルスＥｌは、ローパス特性を有する
ＬＣフィルタ７で高調渡分が除去され波形整形された電
圧値がＥＯの交流出力ＥＯとして負荷８に与えられるよ
うになっている。ＬＣフィルタ７は負荷電流を通すリア
クタ９と、負荷８に並列接続されたコンデンサ１０を有
して構成されている。ＬＣフィルタ７と負荷８との間に
設けられたインバータ出力端子１１Ａ。

１１Ｂ間には、トランス１２の１次側が接続され、。

交流出力ＥＯを取り出すようになっている。トランス１
２の２次側には整流回路１３が接続され、直流に変換さ
れた出力検出信号Ｅｆをフィードバック信号として１９
るようになっている。整流回路１３は、ダイオード１４
．１５と、抵抗１６と、コンデンサ１７と、抵抗１８と
で構成されている。

出力検出信号Ｅｆは制御回路１９に与えられ、交流出力
を安定化させる制御パルス信号を形成してインバータ回
路２の各スイッチング・トランジスタ４Ａ〜４Ｄに与え
られるようになっている。

制御回路１９は、該誤差増幅回路２０を備え、該回路２
０は出力検出信号Ｅｒと基準信号源２１からの電圧制御
の直流電圧基準信号Ｅ「とを入力とし、両信号Ｅｒ　、
　Ｅ”ｆの差分に対応する信号、本実施例では両信号Ｅ
ｒ、Ｅｆの差分を増幅し、その出力に基準信号Ｅｒを重
畳した信号（Ｅ「＋（Ｅｒ’−Ｅ’ｆ　）’−Ｇ）＝Ｅ
ａ”（ただし、Ｇは増幅度）を出力するようになってい
る。誤差増幅回路２０の出力信号Ｅａは、変調信号発生
回路２２に与えられ、該回路２２は信号ｌｅａに対応し
た振幅をもつ正弦波状の波形パターンをもつ変調交流信
号■１を出力するようになっている。この変調交流信号
■１はパルス幅制御回路２３に入力され、交流出力ＥＯ
を制御する制御パルス信号を形成するようになっている
。該パルス幅制御回路２３は、交流出力ＥＯの周波数゛
より高周波の三角波キャリア信号■３を発生するキャリ
ア信号発生回路２４と、変調交流信号”Ｖｌと三角キャ
リア信号Ｖ３とのレベル差を比較して方形波交流信号ｖ
４を形成する比較成形回路２５と該方形波交流信号■４
を入力信号として制御パルス信号Ｖ５〜ｖ８を形成して
インバータ回路２の各スイッチング・トランジスタ４Ａ
〜４Ｄに分配して与える分配回路２６とで構成されてい
る。この場合、インバータ回路２と、ＬＣフィルタ７と
、整流回路、１３と、制御回路１９とで電圧制御用の閉
ループ制剛系２７が構成されている。

［発明が解決しようとする問題点］ しかしながら、このようなインバータ装置では、ＬＣフ
ィルタ７を構成するリアクタ９とコンデンサ１０とが直
列回路となっているため、負荷８が軽くなると撮動のダ
ンピング効果が弱ねまり、振動を起こし易い問題点があ
る。また、ＬＣフィルタ７が２次遅れ系で、位相遅れが
１８０度近くなるため、ネガティブフィードバックをか
けると、電圧の閉ループ制御系２７の動作が不安定にな
り易くなる問題点がある。前者の問題点を避けるため、
ＬＣフィルタ７の直列共振周波数をインバータ出力周波
数の近くまで、一般には第３高調波以下まで下るように
リアクタ９とコンデンサ１０の定数を定めている。また
、後者の問題点を避けるため高周波領域のゲインを十分
に小さくおさえている。ところが、このようにすると、
電圧の撮動は弱くなるものの、リアクタ９とコンデンサ
１０の定数が大きいため種々の弊害が出る問題点がある
。即ち、ＬＣフィルタ７の容積が大きくなり、インバー
タ装置の小型化の制約となる問題点と、コンデンサ１０
を充放電する電力、つまり無効電力が大きくなりインバ
ータ装置の効率を低下させる問題点と、インバータ装置
の出力インピーダンスが周波数の低いところで高くなっ
ていしまい、非線形な負荷、例えば、整流器をもった負
荷があると、出力電圧、ＥＯの波形歪みが大きくなる問
題点と、負荷の大きさが急変した時の出力電圧ＥＯの過
渡変化が大ぎく出る問題点とが生ずる。

本発明の目的は、フィルタ定数を小さく選んでも、また
ループゲインを高くしても閉ループ制御系を安定化させ
ることができるインバータ装置を提供することにある。

Ｌ問題点を解決するための手段］ 上記の目的を達成するための本発明の構成を、実施例に
対応する第１図乃至第５図を参照して説明すると、本発
明は受電した直流電力を制御パルス信号の制御に従って
交流パルスに変換するインバータ回路２と、前記交流パ
ルスを入力として波形整形された交流出力にして出力す
るＬＣフィルタ７と、前記交流出力を検出した出力検出
信号をフィードバック入力とすることにより前記交流出
力を制御する前記υＪｌｌｌパルス信号を形成して前記
インバータ回路２に与える制御回路１９とを備え、前記
［Ｃフィルタ７は負荷電流を通すリアクタ９と負荷８に
並列に接続されるコンデンサ１０とを有して構成され、
前記制御回路１９は制御の基準となる基準信号と前記出
力検出信号を入力信号として両信号の差分に対応する信
号を出力する誤差増幅回路２０と、前記誤差増幅回路２
０の出力を受けて前記制御パルス信号を形成するパルス
幅制御回路２３とを有して構成されているインバータ装
置において、前記コンデンサ１０に流れるコンデンサ電
流を検出したコンデンサ検出信号を前記制御回路１９に
フィードバックして前記誤差増幅回路２０の入力側又は
出力側の信号に加算したことを特徴とする。

［作用］ インバータ装置が不安定に動作しているときには、出ｆ
Ｊ電圧ＥＯに、基本周波数、例えば５ＱＨ７の成分の他
に種々の周波数成分が含まれている。

一方、この出力電圧ＥＯ，従ってコンデンサ１０の電圧
に変化が生ずるときにはそれに先立ってコンデンサ電流
ＩＣに変化が生ずる。このコンデンサ電１１ｃの各周波
数成分はそれぞれ出力電圧ＥＯに含まれている周波数成
分より位相が９０度進んでいる。

この出力電圧Ｅｏより位相が９０度進んでいるコンデン
サ電流１ｃを電圧制御の閉ループ制御系２７にフィード
バックして出力電圧ＥＯの変化を打ち消すような作用を
させると、たとえ外乱によって出力電圧ＥＯに変動が生
じても直ちに減衰し、安定な動作に移れるようになる。

コンデンサ電流１ｃをフィードバックする際の橿性は次
のように決める。

ＬＣフィルタ７の入力である交流パルスＥ１１とコンデ
ンサ電流１ｃの関係は周波数成分によって異なる。リア
クタ９とコンデンサ１０の直列共振周波数より低い、例
えば出力電圧ＥＱの周波数では、コンデンサ電流１ｃは
交流パルスＥｍより進んでいる。一方、直列共振周波数
より高いところでは最大９０度の遅れとなる。出力電圧
ＥＯは更に遅れ、最大１８０度の遅れとなる。

閉ループｖ制御系２７が不安定になるのは、間ループの
伝達関数のゲインがＯｄｂ以上あるときで、かつ、位相
遅れが１８０度近くになったときである。この条件が整
うのはＬＣフィルタ７の共振周波数より高い周波数領域
である。この伝達関数をもつ閉ループ制御系２７につい
てネガティブフィードバックをかけるとさらに位相が１
８０度遅れ、不安定な状態になる。これは位相の遅れが
合計で３６０度近くになり、つまりポジティブフィード
バックに近付くためである。この状態の閏ループ制御系
２７に出力電圧ＥＯより位相が９０度進んでいるコンデ
ンサ電流ＩＣを逆位相にして、つまり９０度位相の遅れ
た信号として挿入するとネガティブフィードバックの位
相遅れが３６０度から小さい位相遅れに引きもどされ安
定化される。

コンデンサ電流ｊｃを逆位相にして加えると、ＬＣフィ
ルタ７の共娠周波数より低い出力電圧ＥＯの周波数では
位相の遅れが大きくなる方向になるが、ネガティブフィ
ードバックの合計の位相遅れは３６０度よりは十分に小
さく問題はない。

従うで、コンデンサ電流１ｃのフィードバック信号はイ
ンバータ装置の出力電圧の位相を遅らせる極性で挿入し
てやればよい。

コンデンサ１０にはインバータ装置の出力周波数、例え
ば、５ＱＨｚの電流が流れ、この電流についても同じよ
うにフィードバックされるが、定常時には、電圧が一定
であることから、この電流の大きさも一定となり、電圧
ｔｌＩ１１１１に支障をきたすことはない。例え、出力
電力に５Ｑｌｌｚの電圧成分に変動が出ても、出力電圧
のフィードバックループの作用に電圧精度は維持される
。

以上、閉ループ制御系２７の出力が電圧ＥＯの場合につ
いて述べたが、出力が’ＲＰａ　Ｉ　ｏの場合も、電圧
ＥＯと比例的な大きさであり、その位相は電圧ＥＯに比
して最大９０度遅れとなるだけである。

最大９０度遅れとなるのは純誘導性の負荷の場合で、一
般には９０度より十分小さい。したがって、出力電圧Ｅ
Ｏより９０度進み位相のコンデンサ電流ＩＣを、出力電
流■０の閉ループ制御系２７にフィードバックすれば、
出力電圧ＥＯの閉ループ制御系２７の場合と同様な作用
となり、閉ループυ制御系２７の動作は安定化される。

また、出力が電力ＰＯの場合も、出力電力Ｐｏが出力電
圧と出力電流との積となるので、上記と同様の進み位相
補償がなされ、閉ループ制御系２７の動作は安定化され
る。

ｒ実施例］ 以下、本発明の実施例を図面を参照して説明する。なお
、前述した従来技術を示す第６図と相対応する部分には
同一符号を付して示している。

第１図は閉ループ制御系２７が電圧制御であり、且つ基
準信号が直流信号であるインバータ装置に本発明を適用
した第１実施例を示したものである。

本実施例においては、コンデンサ１０に対して直列に′
Ｒ流変成器（以下、ＣＴという。）２８が接続され、コ
ンデンサ電流ＩＣの検出が行なわれるようになっている
。ＣＴ２８の２次巻線には並列にシャント抵抗２９が接
続され、このシャント抵抗２９の両端にはコンデンサ電
流１ｃに対応した電圧がコンデンサ検出信号ＥＣとして
現れるようになっている。変調信号発生回路２２から比
較整形回路２５に至る電路には抵抗３０が接続され、該
抵抗３０の両端にはコンデンサ検出信号ＥＣが抵抗３１
を介して与えられている。即ち、比較整形回路２５には
、変調信号発生回路２２の出力■１にコンデンサ検出信
号が加算され、信号■２どなって入力される。コンデン
サ電流）Ｃを変換した出力ＥＣは出力電圧ＥＯに対して
位相が９０度進んでいるが、出力■１に重畳する際には
極性を反転してネガティブフィードバックとなるように
して加算する。

このようなインバータ装置においては、誤差増幅回路２
０の直流出力信号Ｅａが変調信号発生回路２２に入力さ
れ、該信号Ｅａに対応した振幅をもち且つ正弦波状の波
形パターンをもつ第２図（Ａ＞に示すような変調信号Ｖ
１が得られる。一方、シャント抵抗２９の両端にはコン
デンサ電流ＩＣに対応した第２図（Ｂ）に示す如きコン
デンサ検出信号ＥＣが得られ、これが抵抗３０の両端で
変調信号発生回路２２の出力■１に加算され、第２図（
Ｃ）に示す如き信号Ｖ２どなって比較整形回路２５に入
力される。一方、キャリア信号発生回路２４からは第２
図（Ｃ）に示す如き三、５角波キャリア信号ｖ３が比較
整形回路２５に入力される。比較整形回路２５では、信
号■２とＶ３との比較が行われ、信号ｖ２と■３とが交
差する点で極性が変わる第２図（Ｄ）に示す如き矩形波
パルス信号■４が形成される。該矩形波パルス信号Ｖ４
が分配回路２６に入力され、交流出力Ｅｏを安定化させ
る制御パルス信号ｖ５〜■８が形成され、インバータ回
路２の各スイッチング・トランジスタ４Ａ〜４Ｄに与え
られる。これにより各スイッチング・トランジスタ４Ａ
〜４Ｄはスイッチング駆動される。

第３図は閉ループ制御系２７が電圧制御であり、且つ基
準信号が交流信号であるインバータ装置に本発明を適用
した第２実施例を示したものである。

本実施例では、交流出力ＥＯがトランス１２により交流
の出力検出信号Ｅｆとして検出され、該交流検出信号Ｅ
ｆがそのまま誤差増幅回路２０の一方の入力信号として
与えられるようになっている。

これに伴って基準信号源２１は、基準正弦波発生回路に
より形成され、正弦波交流の基準信号Ｅｒが出力され、
この信号Ｅ「が誤差増幅回路２０の他方の入力として与
えられるようになっている。

誤差増幅回路２０は信号Ｅｒと信号Ｅｆとを入力信号と
して、両信号［：ｒ、ｌ：ｆの差分に対応する信号、本
実施例では両信号Ｅｒ、Ｅｆの差分を増幅してこれに信
号Ｅ「を重畳した信号（Ｅｒ＋（Ｅｒ　−Ｅｆ　）　・
Ｇ）＝Ｅａを出力する。この信号Ｅａは交流信号なので
、前述したように変調波信号発生回路２２を介さないで
、抵抗３０に出力され、ここでＣＴ２８側からのコンデ
ンサ検出信号ＥＣが加算され、信号Ｖ２　　（＝Ｅａ　
＋ＥＣ）となって比較整形回路２５に入力され、以後は
前述した第１図の場合と同様な動作が行われる。

特に、本実施例のように出力検出信号Ｅｆを交流信号と
すると、フィードバック信号が平均化されないので、制
御の応答性がよくなる。

コンデンサ検出信号Ｅｃをフィードバックするところは
、第３図の実施例に示した誤差増幅回路２０の出力に加
算するだけとは限らず、第４図及び第５図の制御回路１
９に示すようなフィードバックの場合でも同様な効果が
得られる。制御回路１９以外の部分の構成は第３図と同
じである。

第４図は本発明の第３実施例における制御回路１９の構
成のみを示したもので、図示のように本実施例では、基
準信号源２１からの交流の基準信＠Ｅｒを、抵抗３２を
介して誤差増幅回路２０の入力とし、抵抗３２の両端に
コンデンサ検出信号ＥＣをフィードバックして印加する
。この際、フィードバックするコンデンサ検出信号ＥＣ
の極性は、第３図の場合と同じ極性になるようにする。

誤差増幅回路２０は２つの入力回路のうち基準信号Ｅ「
を与える側では、該基準信号Ｅ「の変化の方向と誤差増
幅回路２０の出力の変化の方向とは同じ極性になる。

第５図は本発明の第４実施例における制御回路１９の構
成のみを示したもので、図示のように本実施例では、誤
差増幅回路２０に出力電圧ＥＯを検出した出力検出信号
Ｅｆをフィードバックするフィードバック線路３３に抵
抗３４を挿入したものである。抵抗３４の両端にコンデ
ンサ検出信号ＥＣをフィードバックして印加するように
している。この際、フィードバックするコンデンサ検出
信号ＥＣの極性は、第３図の場合とは逆極性になるよう
にする。誤差増幅回路２０は、再入力の差を増幅して極
性を反転させて出力し、ＬＣフィルタ７の出力電圧ＥＯ
側に生じた変化が誤差増幅回路２０の出力となって現わ
れる時には極性が反転しているので、即ちネガティブに
なっているので、これと近似的に同じ効果を得るには第
３図にくらべ反転した極性で抵抗３４にフィードバック
する必要がある。この場合、出力電圧ＥＯの変化に対し
、コンデンサ１０からのフィードバック信号は進み位相
の関係になる。一般の電圧制御の安定化で進み位相補償
の方法として取られる微分補償法と似た構成にある。こ
のようにするとコンデンサ１０に流れる電流を打ち消す
ような方向の特性を持ったパルス列が発生し抑制効果が
働く。

なお、第４図及び第５図の実施例では、コンデンサ１０
からのフィードバック団については誤差増幅回路２０の
増幅率が寄与するので、第３図の実施例に比較してその
分小さくてよい。

上記実施例では、単相交流出力のインバータ装置につい
て示したが、３相のインバータ装置においても各相のコ
ンデンサ電流を検出したコンデンサ検出信号をそれぞれ
の相の制御回路にフィードバックすれば同様の効果を得
ることができる。

また、上記実施例では、電圧を制御するインバ−タ装置
について示したが、出力検出信号を電圧から電流（例え
ば、シャント抵抗で電圧に変換して電流を検出する。）
に変え、且つ同様にコンデンサ検出信号をフィードバッ
クすると、電流制御の閉ループ制御系の安定化を図るこ
とができる。

同様にして、出力検出信号を電力とすると、電力出力電
圧と出力電流の積ゆえ、同様にして電力制御の閉ループ
制御系の安定化を図ることができる。

更に、上記実施例では、正弦波出力を示すインバータ装
置について示したが、正弦波以外の波形出力を出すイン
バータ装置、例えば基本周波数にその第３高調波を重畳
した波形パターンの出力を出すインバータ装置にも本発
明は同様に適用できるものである。

かつまた、上記実施例では、コンデンサ検出信号を抵抗
を介して閉ループの信号に対して直列に加えたが、加算
（減算も同じ）機能を持つ演算増幅回路を用いると、コ
ンデンサ検出信号を閉ループの信号に並列に加えること
ができる。

［発明の効果］ 以上説明したように本発明に係るインバータ装　　　置
は、コンデンサ検出信号を制御回路にフィードバックし
て誤差増幅回路の入力側又は出力側の信号に加算したの
で、ＬＣフィルタの位相遅れに起因する出力変動を抑制
することができる。これによってＬＣフィルタの共成周
波数は、インバータ装置の出力周波数より十分高く、例
えば、キャリア周波数を１０ｋＨ２にすると、そのリッ
プルを減衰させる観点から１ｋＨｚ程度までは高めるこ
とができる。従って、ＬＣフィルタの定数を小さく選ぶ
ことができる。その結果、非線形負荷や変動する負荷に
給電しても波形歪みは小さく、応答も速くなる。また、
ＬＣフィルタのコンデンサの無効電力の減少により、イ
ンバータ装置の効率を高めることができ、ＬＣフィルタ
の実装スペースも小さくなり、装置の小形化を図ること
ができる。かつまた、本発明によれば、フィルタ共振周
波数をインバータ装置の出力周波数とは特別に関連づけ
る必要はなく、キャリア周波数のみに着目して決められ
るので、基本周波数を可変することもできる。従って、
一般に、電源として使われている５３Ｈｚ、　５Ｑ）Ｉ
ｚ及び４００Ｈｚの出力電圧を、基準信号源の周波数を
切り替えることにより、１つのインバータ装置から出力
することも可能になる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係るインバータ装置の第１実施例の回
路図、第２図（△）〜（Ｈ）は第１図の各部の動作波形
図、第３図は本発明の第２実施例の回路図、第４図及び
第５図は本発明の第３．第４実施例の要部の回路図、第
６図は従来のインバータ装置の回路図である。 １・・・直流電源、２・・・インバータ回路、４Ａ〜４
Ｄ・・・スイッチング・トランジスタ、７！・・ＬＣフ
ィルタ、８・・・負荷、９・・・リアクタ、１０・・・
コンデンサ、１９・・・制御回路、２０・・・誤差増幅
回路、２１・・・基準信号源、２２・・・変調信号発生
回路、２３・・・パルス幅制御回路、２８・・・ＣＴ。 第２　図 （Ｈ）　　　　Ｖ’７

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）受電した直流電力を制御パルス信号の制御に従っ
   て交流パルスに変換するインバータ回路と、前記交流パ
   ルスを入力として波形整形された交流出力にして出力す
   るＬＣフィルタと、前記交流出力を検出した出力検出信
   号をフィードバック入力とすることにより前記交流出力
   を制御する前記制御パルス信号を形成して前記インバー
   タ回路に与える制御回路とを備え、前記ＬＣフィルタは
   負荷電流を通すリアクタと負荷に並列に接続されるコン
   デンサとを有して構成され、前記制御回路は制御の基準
   となる基準信号と前記出力検出信号を入力信号として両
   信号の差分に対応する信号を出力する誤差増幅回路と、
   前記誤差増幅回路の出力を受けて前記制御パルス信号を
   形成するパルス幅制御回路とを有して構成されているイ
   ンバータ装置において、前記コンデンサに流れるコンデ
   ンサ電流を検出したコンデンサ検出信号を前記制御回路
   にフィードバックして前記誤差増幅回路の入力側又は出
   力側の信号に加算したことを特徴とするインバータ装置
   。
2. （２）前記誤差増幅回路に与えられる前記基準信号が直
   流信号である特許請求の範囲第１項に記載のインバータ
   装置。
3. （３）前記誤差増幅回路に与えられる前記基準信号が交
   流信号である特許請求の範囲第１項に記載のインバータ
   装置。