JPS63126386A - 非標準信号検出回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はテレビジョン受信機の信号処理回路に係シ、特
に”／ＤＰ（ビデオディスクプレーヤ）の特殊再生信号
のよりなＮＴＳＣ信号と異なる、いわゆる非標準信号を
検出し、最適な信号処理を行うのに好適な非標準信号検
出回路に関する。

〔従来の技術〕

現行放送方式であるＮＴＳＣ信号に対して、受信機側の
信号処理によって高画質化を狙うディジタルテレビ受信
機の信号処理技術について種々方式が論じられている。

−例として、阿知葉、他１名による［内外の新しい研究
開発動向」、テレビジョン学会誌ＶａＬ　５６　、ＭＩ
Ｎ　Ｏ（１９８２）　、ＰＰ９！１１〜９４４に記載の
ものがある。ここでは、高画質化を図るために画像を水
平、垂直軸に時間軸操作を加えた時空間処理技術を導入
している。さらにこの時空間処理によるフレームくし形
凶分離、フィールド間補間、走査線倍速変換などの高画
質化手段の他に、画像の動きを検出して、その動きに応
じて、静止画像の時には上記時空間処理を施し、また、
ＶＣ分離、フィールド内補間などの空間処理に適応的に
切シ換える、動き適応影信号処理を行っている。この処
理により、通常放送などのＮＴＳＣ信号規格に当てはま
った、いわゆる標準信号に対しては、高画質化をよシ一
層実現性の高いものとしている。

〔発明が解決しようとする問題点〕

上記従来技術は、時空間信号処理においてはバースト信
号位相がフレーム間、まえは、フィールド間で常に所定
の位相関係であることを利用している。このため、上記
バースト信号位相の関係が失なわれている、いわゆる非
標準信号に対しては、上記時空間処理による効果が得ら
れずに画質劣化を招く可能性が生じるという問題があっ
た。

つまシ、本来Ｎ’Ｉ’ＳＣ信号の場合、色副搬送波周波
数ｆ、。、水平走査周波数ｆＩ！、垂直走査周波数ｆｖ
。

およびフレーム周波数ｆ、の間には、 の関係が成シ立ち、色副搬送波の位相がフレーム間で逆
相となることを利用し、入力映像信号のフレーム間演算
処理により、フレームくし形ｊ分離回路や、画像の動き
を検出回路を構成している。

ところが、非標準信号の場合は、上記した（１）式の関
係は成シ立たない。

例えば、家庭用ＶＤＰにおいて、特殊再生（静止画再生
１倍速再生、スロー再生など）によ）再生された特殊再
生信号などはバースト信号位相が不連続となっておシ、
非標準信号の一種であるということができる。このバー
スト信号位相の不連続点では、該バースト信号に位相同
期した従来例におけるシステムクロックを発生させるＡ
ＰＣ（Ａｕ−ｊｏｍａｔｉｏ　Ｐｈａｓｅ　Ｃｏｎｔｒ
ｏｌ　）回路の同期が外れる結果、再び位相同期するま
での期間、上記システムクロック周波数も乱れる。この
ため、例えば上記発生クロックが色副搬送波周波数ｆｓ
ｃの４倍に選ばれているとすれば、前記（１）式は以下
のように書け、 ・・・（２） こ０（２）式の関係となるが、上述のようにバースト信
号位相が不連続となる点で発生クロック周波数が乱れ、
（２）式を満足しない。このようなＡＰＣＰ２Ｏ７ステ
ムクロックを用いて、従来のような１フレーム−９１０
−５２５データで構成されるフレームメモリに順次デー
タを蓄えてフレームくし形ｊ分離や動き検出、および走
査線補間などの３次元時空間処理を施す場合、（２）式
よシ明らかに１フレ一ム間やフィールド間で映像データ
の対応が不正確となシ、従って、上記信号処理が誤動作
する。

以上のように入力映像信号の性質を配慮せずに、従来の
標準信号の高画質化処理を施すことにより、かえって画
質を劣化させてしまうという問題点があった。

本発明の目的は、非標準信号の一種であるＶＤＰの特殊
再生信号のようなバースト信号位相の不連続なテレビジ
璽ン信号が入力された場合には、的確にこれを検出し、
入力信号による回路誤動作を除去し、最適な高画質化信
号処理を可能とするための非標準信号検出回路を提供す
ることにある。

〔問題点を解決するための手段〕

上記目的は、Ａ　Ｐ　Ｃ（Ａｕｔｏｍａｔｉａ　Ｐｈａ
ｓｅ　Ｃｏｎｔｒｏｌ）回路内の位相比較回路からの出
力（以下、ＡＰＣ検波電圧と呼ぶ）を、垂直帰線消去期
間検出し、その検出結果から得られる所定の値を保持す
る第１の保持手段と、所定の基準値を保持する第２の保
持手段と、この両手段の出力を比較する比較手段と、こ
の比較手段の出力を積分する積分手段とで、非標準信号
検出回路を構成して、これによって垂直帰線消去期間内
のＡＰＣ検波電圧の変化状態を検出することによ〕達成
される。

１作用〕 ＡＰＣ回路内の位相比較回路からの出力は、ＶＤＰの特
殊再生信号などのバースト信号位相が不連続となる信号
が入力されると、その不連続点において大きく乱れる。

上記比較手段は、上記不連続点を包含する垂直帰線消去
期間のＡＰＣ検波電圧を保持した値とＡＰＣ回路が定常
状態となる映像期間でのＡＰＣ検波電圧を保持した値、
または、予め設定された固定基準値とを比較して、非標
準信号の判別を行う。また、非標準信号であってもＡＰ
Ｃ検波電圧の乱れが毎垂直走査周期に発生するとは限ら
ないため、上記判別結果は更に上記積分回路に与えられ
、入力信号が変わらない限シ一定な非標準信号の検出結
果が得られる。このようにして、的確な非標準信号の検
出が可能なため、適切な信号処理による高画質化が行え
る。

〔実施例〕

以下、本発明の一実施例を第１図を用いて説明する。

第１図において、１０１はパーストゲートパルス入力端
子、１０２はバースト信号入力端子、１０３は位相比較
回路、１０４は低域通過フィルタ（ＬＰＦ’　）、１０
５は電圧制御形水晶発振回路（ＶＣＸＯ）、１０６と１
０７はゲート回路、１０８と１０９は尖頭値保持（ピー
クホールド）回路（Ｐ／Ｈ回路）、１１０は比較回路、
１１１は積分回路、１１２は制御信号発生回路、１１３
は水平同期パルス入力端子、１１４は垂直同期パルス入
力端子、１１５は非９！単信号出力端子である。また、
第１図の動作を説明するための波形図を第２図に示す。

第１図の位相比較回路１０３、ＬＰＦｔ０４、ｖｃｘ。

１０５から成るＰＬＬループは、従来よシあるテレビジ
ョン受信機のＡＰＣ回路である。第２図において、ＶＣ
ＸＯ１０５の発振出力信号（ｂ）は、位相比較回路１０
５でバースト信号入力端子１０２から入力されるバース
ト信号（０）と、バースト期間（ａ）毎に位相比較され
、位相検波信号（ｄ）が出力される。即ち、位相比較回
路１０３では、ＶＣＸＯｌ　０５の発振出力信号（ｂ）
が＋側にふれた時に、バースト信号（０）をゲートする
ことにより検波を行っている。次に、この位相検波信号
（ｄ）はＬＰＦ１０４で直流成分のみ取り出された位相
誤差信号（ｅ）に変換されてＶＣＸＯｌ　０５の制御信
号となる。

第２図の左側の状態では、バースト信号（ａ）とＶＣＸ
Ｏ１０５の発振出力信号（ｂ）が互いに９０°の位相差
を保ってロックしている。ところが、ＶＤＰの特殊再生
信号などが入力されると、第２図の右側部分のようにバ
ースト信号（０）の位相が垂直帰線消去期間で不連続と
なってしまう（ＶＤＰの特殊再生では、垂直帰線消去期
間において、読取シスポットのトラックジャンプが行わ
れるからである。）ここで、バースト信号（０）の点線
部分が標準状態のバースト信号位相連続性を有する波形
である。

位相不連続状態となると位相検波信号（ｄ）は左側の波
形から右側の乱れた波形に変化する。これは、ＡＰＣ回
路が位相不連続により、非同期状態となるためである。

その後、位相誤差信号（ｅ）によってＶＣＸＯｌ　０５
の発振周波数が変化し、１０〜２０水平走査期間後には
再びバースト信号（０）に同期するように動作して、第
２図の左側の状態に戻るため、映像期間ではＡＰＣ回路
は安定となる。従って、垂直帰線消去期間と映像期間で
位相誤差信号（ｓ）を比較すれば非標準信号の検出が可
能である。

この検出部分が第１図のゲート回路１０６から積分回路
１１１ｔでで構成されている。ゲート回路１０６は制御
信号発生回路１１２からの制御パルスにより、映像期間
の所定期間ゲートを開き、位相誤差信号（６）を通す。

Ｐ４回路１０８はゲート回路１０６からの位相誤差信号
（ｅ）の尖頭値を保持する。一方、ゲート回路１０７は
垂直帰線消去期間、ゲートを開き、同様ＫＰＡ回路１０
９で位相誤差信号（８）の尖頭値を保持する。

ＰＡ回路１０８．１０９で保持された値は、それぞれ尖
頭値信号（ｆ）として比較回路１１０に入力される。

ここで、バースト信号の位相が連続であれば、Ｐ４回路
１０８，１０９からの尖頭値信号（ｆ）はそれぞれ第２
図の左部の様になって入力されるが、不連続によ、６Ａ
ｐｃ回路が非同期状態となっていれば、′ｆ′Ａ回路′
。９からの尖頭値信号（ｆ）の方は第２図の右部の様に
なって入力される。

そこで、比較回路１１０では、制御信号発生回路１１２
からの比較パルス期間に、両者の尖頭値信号（ｆ）の一
致、不一致の判別が行われ、その比較結果パルス（Ｂ）
が出力される。ここで、比較パルス期間は、例えば、１
フイールドの終シ近くの所定期間として選ぶことにより
、同一フィールド内の値同士を比較することができる。

以上の検出動作は毎フィールド毎に行われるが、例えば
’／ＤＰの静止再生などではバースト信号位相が不連続
となる割合は２フイールドに１回であるため、入力映像
信号が非標準信号であっても上記比較回路１１０の垂直
周期毎に出力される比較結果をそのまま非標準信号の判
定結果とすることはできない。そこで、比較回路１１０
の後段に積分回路１１１を接続し、上記のような非標準
信号に対しても精度よく検出を行わせる。このようにし
て、他の信号処理回路に非標珈信号検出信号を送シ、非
標準信号対応の信号処理に切シ換えることで画質劣化を
防げる。

上記ブロック図では、垂直帰線消去期間と映倫期間のＡ
ＰＣ検波電圧の最大値どうしを比較回路１１０で比較し
ておシ、この時比較基準としてＡＰＣ回路が安定動作し
ている映像期間のＡＰＣ検波電圧を用いているが、もち
ろん、上記基準値として適当な値の固定値を用いること
も可能である。この場合には、映像期間のＡＰＣ検波電
圧を保持するために動作するゲート回路１０６　、　Ｐ
／Ｈ回路１０Ｂの代わシにアナログ方式では抵抗分割等
による基準値設定回路が、また、ディジタル方式ではバ
イナリスイッチ回路等による基準値設定回路が使用され
る。

次に第１図の各部の詳細について説明する。

第３図はゲート回路１０６および１０７とｐ／Ｈ回路１
０８および１０９の詳細を示す回路図である。

同図において、トランジスタＱ１から成るエミッタフォ
ロワ回路は入力バッファとして動作し、ＬＰＦ１０４か
らの位相誤差信号が入力される。電界効果トランジスタ
（以下Ｆ１３Ｔ　）ｑ　２はスイッチとして動作し、制
御信号発生回路１１２の制御パルスがＦ’　Ｍ−Ｔ　Ｑ
　２およびＱ３のゲート電極に印加されると信号を通過
させる。以上がゲート回路１０６および１０７の構成で
ある。

また、ダイオードＤ１〜Ｄ２．コンデンサＣ１〜Ｃ２、
ＦＥＴＱ５〜Ｑ６から成る回路が左回路１０８および１
０９である。先ず、ダイオードＤ１によりゲート回路１
０６（１０７）からの信号の負極信号のみを通し、その
負極信号の尖頭値がコンデンサＣ１に保持され、ＦＥＴ
ＱＳよ構成る高入力インビーダンスのノースフォロワ回
路を経て、比較回路１１０へ保持された負の尖頭値が与
えられる。ここで、保持された尖頭値は制御信号発生回
路１１２からのリセット信号でＦＥＴＱＳが導通状態と
なシコンデンサ０１１７Ｃ蓄えられた充電電荷が放電さ
れ、初期状態に戻る。同様にして、ダイオードＤ２によ
り、コンデンサ０２には信号の正極性部の尖頭値が保持
され、ＦＢ’ｌ’Ｑ　４のスイッチ動作により、充電電
荷の放電が行われる。以上のようにして、ＰＡ回路１０
８（ｔ　０？）Ｋて、信号の正負両極性の尖頭値が保持
される。

次に第４図には比較回路１１０の詳細を示す。

Ｐ／Ｈ回路１０８で得られた映像期間の負側、正側のそ
れぞれの尖頭値とＰ／）１回路１０９で得られた垂直帰
線消去期間の負側、正側のそれぞれの尖頭値はコンパレ
ータ４０１および４０２にそれぞれ入力され、Ｐ／’Ｈ
回路１０９からの尖頭値の絶対値が、Ｐ／１回路１０８
の出力の絶対値よシも大きい時にコンパレータ出力が得
られる。コンパレータ４０１および４０２の出力は抵抗
Ｒ４０１〜Ｒ４０４で分圧され、ＯＲ回路４０３に入力
される。ＯＲ回路４０３の出力は制御信号発生回路１１
２の比較パルス入力期間だけＡＮＤ回路４０４を経て出
力される。このようにして、垂直帰線消去期間での位相
誤差信号の振幅が映像期間よりも大きい場合、つまシバ
−スト信号位相が不連続である場合はＡＮＤ回路４０４
から位相不連続検出パルスが出力される。

比較回路１１０の出力はバースト信号位相の不連続点を
示す情報であるため、次に示す第５図の積分回路で、安
定な非標準信号検出信号を得る。

第５図において、５０１および５０２はＤタイプのラッ
チ回路、５０３はＡＮＤ回路、５０４はカウント数・Ｉ
Ｎのカウンタ回路、５０５はカウント数Ｍのカウン〕回
路、５０６はＯＲ回路、５０７はＲ−Ｅｌフリップ７０
ブプ回路である。

比較回路１１０からのバースト信号位相不連続の検出パ
ルスはＤラッチ回路５０１，５０２およびＡＮＤ回路５
０３によってＶＣＸＯ１０５の発振クロックの１クロツ
ク幅のパルスに波形整形されＮカウンタ回路５０４の計
数クロックとなる。一方、Ｍカウンタ回路５０５の計数
クロックはＰ／４（回路１０Ｂおよび１０９を毎垂直走
査周期でリセットするリセット信号（ｖ８パルス）を入
力し、フィールド数をＭ回カウントする。つまシ、位相
の不連続状態が発生する回数がＮ／Ｍフィールド以上の
割合で存在する場合にはＮカウンタ回路５０４のキャリ
ーが出力されＲ−Ｓフリップフロップ回路５０７をセッ
ト状態とし非標準信号検出パルスを出力端子１１５に与
える。

そして、Ｎカウンタ回路５０４のキャリーはＯＲ回路５
０６を経て、各カウンタ回路５０４および５０５をリセ
ットし、再び計数を始める。また、逆にＮカウンタ回路
５０４が溝つる前にＭカウンタ回路５０５のキャリー出
力が得られるとＲ−９７リツプフロツプ回路５０７はリ
セットされ標本信号と判定される。従って、非標準信号
検出のしきい値は位相不連続状態がＮ／Ｍ以上の確率で
発生する場合に設定され、それぞれＮ、Ｍの値を適宜に
変えればしきい値は自由に設定できる。

以上、第３図乃至第５図の各具体例は第１図のＡＰＣ回
路が一般的によく知られたアナログ回路で作成される場
合であるが、次ＫＡＰＣ回路がディジタル回路で組まれ
る場合、および非標準信号検出部分が全ディジタル回路
で構成される場合の各部分の回路について以下述べる。

第６図はゲート回路１０６（１０７）とＰ／１（回路１
０８（ｔｏ９）を示し、ＡＰＣ回路がディジタル回路で
構成されＬＰＦ１０４の出力がディジタル値の場合であ
る。

同図において、６０１，６０５および６０６はＯＲ回路
。

６０２〜６０４はＤラッチ回路、６０７と６０８　はコ
ンパレータ回路である。ＬＰＦ１０４からのディジタル
データはＤラッチ回路６０２に保持され、Ｐ／Ｈ回路１
０８（１０９）に与えられる。このとき、ＶＣＸＯｌ　
０５から送られてくるラブチクロックはＯＲ回路６０１
により、制御信号発生回路１１２からのゲートパルス期
間だけ選択される。従って、ＯＲ回路６０１とＤラッチ
回路６０２でゲート回路１０６（１０７）が構成される
。Ｄラッチ回路６０５はゲート回路１０６（１０７）か
らの位相誤差信号のプラス側の尖頭値を保持する。この
保持データはゲート回路１０６（１０７）から送られて
くるデータと常に大小判別が行われ、コンパレータ回路
６０７はＤラッチ回路６０３に保持されるデータよシも
大きな値のデータが到来した時にはＯＲ回路６０５から
ラブチクロックが出力されるように動作し、Ｄラッチ回
路６０３のラッチ内容を書き換え、尖頭値が保持される
。その後、リセット信号が入力されると保持データはク
リアされ、再び次の垂直走査期間での尖頭値を保持する
。同様に、Ｄラッチ回路６０４、ＯＲ回路６０６、コン
パレータ回路６０８は入力信号のマイナス側の尖頭値を
保持する。この時、コンパレータ回路６０８はコツパレ
ータ回路６０７とは正反対に保持データよシ′も入力デ
ータの方が小さいと制御パルスを出すように動作する。

以上がゲート回路１０（５（１０７）とＰ／Ｈ回路１０
８（１０９）の別の具体例である。

次に第７図には比較回路１１０の他の具体例を示す。第
７図の回路は第６図に示すＰ／Ｉ（回路１０Ｂ（１０９
）に続くものである。Ｐ／Ｈ回路１０８および１０９よ
シ送られてくる映像期間および垂直帰線消去期間の正極
性、負極性のそれぞれの尖頭値はコンパレータ回路７０
１　、７０２で比較され、バースト信号位相不連続検出
信号はＯＲ回路７０３に、正常な信号の場合は標準信号
検出信号をＯＲ回路７０４にそれぞれ出力する。ＯＲ回
路７０３および７０４は尖頭値が正極性、負極性のとき
の両者の和をと夛非標準状態。

標本状態の検出パルスを発生させる。ＡＮＤ回路７０５
．７０６はＰ／）］回路１０８　、１０９の出力結果が
確定して、十分比較結果が安定してからの検出信号を発
生されるためのゲート回路である。以上のようにしてＡ
ＮＤ回路７０５から非標本状態検出パルスが、また、Ａ
ＮＤ回路７０６から標準状態検出パルスが出力される。

第８図は積分回路１１１の他の具体例である。この積分
回路１１１は、第７図に示されるような比較回路１１０
から送られてくる検出パルスを、安定な非標準信号検出
信号にして、ディジタルテレビ受信機の信号処理が常に
最適条件で行えるようにしている。

第８図において、８０１はＮカウンタ回路、８０２はＵ
Ｐ／ｄｏｗｎカウンメ回路、８０３はＯＲ回路、８０４
はＲ−Ｓ　７１Ｊツブフロップ回路である。

第７図で得られた非標準／標準状態の検出パルスのうち
標準状態検出パルスはＮカウンタ回路８０１に入力され
、Ｎカウントに１回パルスを出力するように重み付けが
なされる。この処理により、非標準／標本状態の発生確
率に偏差をもった。非標準の映像信号についての判別を
容易にしている。

さらに、重み付けのされた標準状態検出パルスと非標準
状態検出パルスはＵＰ／ｄｏｗｎカウンタ回路８０２で
積分される。ＵＰ／ｄｏｗｎカウンタ回路８０２には初
期値１が設定されてお夛、標準状態検出パルスが入力さ
れると計数値を上げ、非標準状態検出パルスが入力され
ると計数値を下げる。計数値がｉ＋ｊになるとキャリー
出力が、ｉ−ｊになるとボロー出力が出て、それぞれの
出力はＯＲ回路８０３を経て再びＵＰ／ｄｏｗｎカウン
タ回路８０２を初期化する。この時、カウンタ回路８０
２には設定値１が読み込まれる。また、ｕｐ／ｄｏｗｎ
カウンタ回路８０２のキャリー出力、ボロー出力はそれ
ぞれＲ−８フリップフロップ回路のリセット入力、セッ
ト入力に接続されておシ、ｕｐ／ｄｏｗｎカウンタ回路
８０２からボロー出力が出走時、Ｒ−８７’）ツブフロ
ツブ回路８０４の出力は高レベルとなシ、出力端子１１
５に非標準信号検出パルスを与える。以上が第８図の積
分回路の説明である。

次に第９図に制御信号発生回路１１２の具体例について
説明する。同図で９０１〜９０４および９０８はモノマ
ルチバイブレータ、９０５はＮシフトレジスタ、９０６
はインバータ、９０７はＡＮＤ回路である。

モノマルチバイブレータ９０１は垂直同期信号入力端子
１１４から入力される垂直同期信号の後縁部をトリガに
して抵抗と容量の時定数で定まる期間筒１のパルスを出
す。この第１のパルスの後縁は出直帰線消去期間（ＶＢ
ＬＫ）の後縁に一致するように設定しである。さらに第
１のパルスの後縁部をトリガにしてモノマルチバイブレ
ータ９０２が第２のパルスを出力する。この第２のパル
スの反転出力はｖＢＬＫパルスに一致するように設定さ
れる。

このようにして、ＶＢＬＫハルスが作成される。同様に
してモノマルチバイブレータ９０５と９０４にょシ映像
期間の所定期間をゲートするゲートパルスが作成される
。

一方、Ｎシフトレジスタ９０５、インバータ９０６、Ａ
ＮＤ回路９０７よシ構成される微分回路でＶＢＬＫパル
スの前縁部の微分パルスが得られ、この微分パルスがＰ
／Ｈ回路１０８　、１０９のリセット信号となる。

また、モノマルチバイブレータ９０８は上述筒２のパル
スの後縁部をトリガにして、’／ＢＬＫパルスが立ち上
がるまでの期間、比較回路１１０へ与えるゲートパルス
を出力する。以上が制御信号発生回路１１２の第１の具
体例である。

第１０図には制御信号発生回路１１２のその他の具体例
を示す。同図で１００１はｎビットのカウンタ回路、１
００２〜１００６はレベル設定用のスイッチ、１００７
〜１０１１はコンパレータ、１０１２〜１０１４はＲ−
８７リツプフロツプ回路である。

カウンタ回路１００１は垂直同期信号をリセットパルス
とし、また水平同期信号をクロックとして、カウント動
作をする。コンパレータ１００７および１００８はカウ
ンタ回路１００１からのカウント値とスイッチ１００２
．１００３により設定された値と比較し、一致した時に
１水平期間長のパルスを出力し、Ｒ−Ｓフリップフロッ
プ１０１２を動作させ映倫期間の所定期間ゲートパルス
を発生する。同様に、スイッチ１００４．１００５とコ
ンパレータ１００９，１０１０゜およびＲ−８７リツプ
フロツプ回路１０１４によりｖＢＬＫハルスを発生する
。また、Ｒ−Ｓフリップフロップ１０１３はコンパレー
タ１００７と１０１０の出力パルスを用いて映像期間の
ゲートパルスの後縁からＶＢＬＫパルスの前縁までの期
間、比較回路１１０用のゲートパルスを出力する。また
コンバレー１１０１１、スイッチ１００６はＶＢＬＫパ
ルスの直前の１水平期間の間、Ｐ／Ｈ回路１０８，１０
９に与えるリセットパルスを出力する。

以上説明した様に、本実施例によれば、第１図の非標準
信号検出回路を用いることにより、安定かつ容易に、バ
ースト信号位相の不連続となるような非標準信号の検出
を行うことができる。

伺、本実施例では非標本信号検出部とＡＰＣ部分でＬＰ
Ｆｆ０４を共用しているが、ＡＰＣ部分のループ利得お
よび非標準信号の検出感度を高めるために、それぞれ独
立して設けることももちろん可能である。

第１１図は本発明の他の実施例としての非標準信号検出
回路を示すブロック図である。同図において、１１０１
は第１図に示したＬＰＦｌ　０４とは別のＬＰＦ、１１
０２　は絶対値回路、１１０３は切υ換え回路、１１０
４および１１０５は平均値保持回路であシ、その他は第
１図と同様である。次に第１１図の動作について第１２
図の波形図を用いて説明する。

尚、第２図の波形図ではバースト期間を単位として表し
ていたが、第１２図の波形図では、１垂直走査期間（１
ｖ）を単位として表している。

第１図に示されるＡＰＣ回路内の位相比較回路１０３の
出力は、ＬＰＦｌｌｏｌによりｒ波される。

ＬＰＦｌｌｏｌの出力波形を第１２図（７）に示す。第
１２図■の信号は絶対値回路１１０２によって、その絶
対値がとられ、波形０）のような信号となシ、さらに制
御信号発生回路１１２からの信号切夛換えバルスク）に
よつて、切シ換え回路１１０３が動作し、垂直帰線消去
期間（ＶＢＬＫ）は平均値回路１１０４が、それ以外の
期間は平均値回路１１０５がそれぞれ選択される。平均
値回路１１０４および１１ｏ５はそれぞれ切シ換え回路
１１０３で選択された期間の入力信号のレベルの平均値
を求め、１垂直走査期間はその値を保持し、次の期間で
は再び平均値を求めて、保持内容を更新するように動作
する。このようＫして得た、平均値回路１１０４の出力
に）と平均値回路１１０５の出力（イ）は比較回線１１
０で大小判別が行われ、比較結果信号（ロ）が得られる
。比較期間は制御信号発生回路１１２から出力される切
シ換えパルス（ロ）Ｋよって制御されておシ、即ち、切
シ換えパルス（ロ）のハイレベルの期間、比較回路１１
０による比較が行われる。このようにして得られた比較
結果信号（ロ）は、第１図に示されるのと同様の積分回
路１１１によって精度よい非標準信号検出信号が得られ
る。

第１３図は、本発明による非標準信号検出回路を使用し
たディジタルテレビ受信機の信号処理回路部分の１例を
示すブロック図である。

同図において、１３０２はアナログくし形フィルタ、１
３０３，１３０９．１３１５．ｔ３２５，１５３８はス
イッチ回路、１３０４．１３１９．１５２０はＡ／Ｄ変
換器、１３ｏ５は、動き検出回路、１ｓＯ６，１５２２
はフレームくし形フィルタ、１３０７　、１５２３はラ
インくし形フィルタ、１３０８、ｊ５１２．１３２１．
１３２４は混合器、１３１ｏはフィールド補間フィルタ
、１３１１，１５２７．１３３０はライン補間フィルタ
、１５１３．１３２８．１５３１は倍速変換回路、１３
１４．１３２９．１３３２はＤ／Ａ変換器、１３１６は
バンドパスフィルタ、１３１７はＡｃｅ（Ａｕｔｏｍａ
ｔｉｏ　Ｃｏ１ｏｒＣｏｎｔｒｏｌ　）回路、１３１８
は色副詞回路、１３２１はマルチプレクサ、１５２６は
デｉルチプレクサ、１５５６はＯＲ回路、１３３７は本
発明による非標準信号検出回路である。収量に第１３図
の動作について説明する。

入力端子１３０１から入力されるテレビジョン信号は非
標準信号のときはアナログくし形フィルタ１３０２を通
シ輝度信号と色信号に分離されそれぞ、れスイッチ１３
０３．１３１５に入力される、また、標単信号入力時に
は入力端子１３０１から直接にスイッチ１３０３．１３
１５に入力される。

以下、標準信号入力時について説明する。入力端子１５
０１から直接スイッチ１３０３を介して入力されるテレ
ビジ１ン信号はル勺変換器１３０４でディジタル化した
後フレームくシ形フィルタ１５ｏ６、ラインくし形フィ
ルタ１１７に入力される。ここでフレームくシ形フィル
タ１３０６はフレーム間の演算処理による輝度信号分離
を行い、ラインくし形フィルタ１３０７はライン間での
演算処理によって輝度信号分離が行われ、混合器１３０
８で動き検出回路１３０５の検出した動き量に応じて、
上記くし形フィルタの出力を混合する。このようにして
得られる輝度信号はスイッチ１３０９を経てフィールド
補間フィルタ１３１０．ライン補間フィルタ１３１１お
よび倍速変換回路１５１！ｉＫ入力される。

上記補間フィルタの出力はくし形フィルタの場合と同様
に動き量に応じて混合器１３１２で混合され補間信号を
得る。次段の倍速変換回路１３１５は時間軸を半分に圧
縮し、補間信号と実際のテレビジ嘗ン信号（以下、実信
号）とを順次走査する。このようにして得た輝度信号は
Ｄ／Ａ変換器１３１４でアナログ信号に戻され、出力端
子１３３３に倍速順次走査の輝度信号を得る。

一方、スイッチ１３１５を経て、バンドパスフィルタ１
３１６に入力されたテレビジョン信号に重畳する色信号
はその多重されている帯域を分離抽出し、ＡＣＣ回路１
３１７で色信号振幅の補正が行われた後、色復調回路１
５１８に入力される。色復調回路１３１８では色信号を
（Ｒ−Ｙ）と（Ｂ−Ｙ）の色差信号に色復調し、それぞ
れの色差信号をＡ／Ｄ変換器１３１９および１５２０に
与える。Ａ／Ｄ変換された色差信号（Ｒ−ｙ）、（Ｂ−
Ｙ）はマルチプレクサ１３２１で映像の標本点毎に順次
時分割多重される。その後、この色信号はフレームくし
形フィルタ１３２２とラインくシ形フィルタ１５２３に
与えられ、フレーム間処理による色信号抽出およびライ
ン間処理による色信号抽出が行われ、混合器１３２１で
前述した動き量に応じて、それぞれのくし形フィルタの
出力が混合され、色信号が抽出される。抽出色信号はス
イッチ１３２５を介し、デマルチプレクサ１３２６に入
力され、時分割多重された色差信号を元の色差信号（Ｒ
−Ｙ）と（Ｂ−Ｙ）Ｋ戻される。その後ライン補間フィ
ルタ１３２７および１３３ｏで補間信号が作成され、そ
れぞれの色差信号（Ｒ−Ｙ）、（Ｂ−Ｙ）は倍速変換回
路１３２Ｂおよび１３３１で輝度信号と同様に倍速順次
走査変換され、　Ｄ／Ａ変換器１５２９および１３３２
でアナログ信号に戻され出力端子１３３４および１３３
５に与えられる。

以上は標本信号入力時の動作であるが、次に非標準信号
が入力された場合の動作について述べる。

本発明によるバースト信号位相の不連続を検出する非標
準信号検出回路１５３７、または、その他の非標準検出
回路（非標準信号１３３７によって検出される非標準信
号以外の非標準信号を検出する回路、例えばＶ’ｌ’Ｒ
検出回路等）により、非標準信号が検出されると、非標
準信号検出回路１３３７の出力、または、他の非標準検
出回路の出力１３４２は、ＯＲ回路１３５６に入力され
る。これＫよシ。

ＯＲ回路１３３６からはすべての非標準信号に対する検
出信号が出力される。この検出信号により各スイッチ回
路は制御され、即ちスイッチ回路１３０３゜１３０９．
１３２５はそれぞれ下側に切シ換えられ、スイッチ回路
１！１１５．１３３８はそれぞれ右側に切シ換えられる
。これによりステムクロック１３４１はＡＰＣ回路から
のクロック１３３９からＡＦＣ回路からのクロック１３
４０に切シ換わυ、各回路を駆動する。ＡＦＣ回路から
のクロック１３４０は入力信号の水平同期信号に同期し
ておシ、従って、色副搬送波と輝度信号間に所定の関係
（前記の（１）式の関係）が存在しない場合でも、フィ
ールド間でのサンプリング画素の位置関係は保たれるた
め、フィールド補間が可能となる。上述のように補間部
分はシステムクロック１３４１をＡＦＣ回路からのクロ
ック１５４０とすることで標準時と同様の動作が行える
。一方、くし形フィルタ処理の場合、上記非標準信号を
ＡＦＣ回路からのクロック１３４０で処理すると輝度信
号に色信号成分が漏れ込むドツト妨害が発生することが
あるため、くシ形フィルタをディジタルくし形フィルタ
からアナログくし形フィルタ１３０２に切夛換えて処理
を施す。以上により、非標準信号が入力されてもこれを
検出し、最適な信号処理を行わせるように回路を制御す
ることが可能となる。

以上述べたように本発明を用いてｖＤＰｏ％殊再生信号
のようなバースト信号位相の不連続となる非標準信号が
入力されても、常に最適な信号処理により高画質化画像
を提供することができる。

〔発明の効果〕

本発明によれば、色副搬送波位相の連続性をもたない様
な非標準信号を、簡単に正確に検出することができるの
で、ディジタルテレビジョン受信機において、この様な
非標準信号が入力されても最適な信号処理を行うことが
でき、よシ高画質な画像を提供できるという効果がある
。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例としての非標準信号検出回路
を示すブロック図、第２図は第１図の動作を説明するた
めの波形図、第３図は第１図のゲート回路とピークホー
ルド回路の一具体例を示す回路図、第４図は第１図の比
較回路の一具体例を示す回路図、第５図は第１図の積分
回路の一具体例を示す回路図、第６図は第１図のゲート
回路とピークホールド回路の別の具体例を示す回路図、
第７図は第１図の比較回路の別の具体例を示す回路図、
第８図は第１図の積分回路の別の具体例を示す回路図、
第９図は第１図の制御信号発生回路の一具体例を示す回
路図、第１０図は第１図の制御信号発生回路の別の具体
例を示す回路図、第１１図は本発明の他の実施例を示す
ブロック図、第１２図は第１１図の各部の動作を説明す
るための波形図、第１３図は本発明による非標準信号検
出回路を使用したディジタルテレビ受信機の信号処理回
路部分の一例を示したブロック図である。 １０４−・・位相比較回路、１０４−ＬＰＦ　、　１０
５・ＶＣＸＯｌ　０６　、１０７・・・ゲート回路、１
０８，１０９・・・ピークホールド回路、１１０・・・
比較回路、１１１・・・積分回路、１１２・・・制御信
号発生回路。 ｒミ・ □、 代理人　弁理士　小川勝男　”ゝ 第　１　図 萬　ｄ １′ｊ）−一一一一一、−一一硝 第３図 晃　４７ 第　５図 二 第６図 第７図 第　８図 Ｌ−−−−一＋　　　＋＋＋＋＋＋＋＋＋１凪 ｙＡ　９図 第１０図　　２ ■４

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、入力されたテレビジョン信号におけるバースト信号
   期間毎に該バースト信号と再生クロックとの位相を比較
   する位相比較手段と、該位相比較手段からの出力を平滑
   化するフィルタと、該フィルタからの出力に応じて発振
   周波数を変えその発振出力を前記再生クロックとして出
   力する周波数可変形発振手段と、により、前記テレビジ
   ョン信号中の色副搬送波に同期したクロックを再生する
   クロック再生手段を具備したテレビジョン受信機におい
   て、 フィルタにより平滑化された前記位相比較手段からの出
   力を、前記テレビジョン信号における一垂直走査期間中
   の第１の所定期間、検出し、その検出結果から得られる
   所定の値を保持する第１の保持手段と、所定の基準値を
   保持する第２の保持手段と、該第１及び第２の保持手段
   にそれぞれ保持されている値同士を比較してその大小を
   判別し、その判別結果を出力する比較手段と、該比較手
   段からの出力を積分する積分手段と、から成り、該積分
   手段からの積分出力を、前記テレビジョン信号が非標準
   信号であるか否かを示す検出信号として出力するように
   したことを特徴とする非標準信号検出回路。 ２、特許請求の範囲第１項に記載の非標準信号検出回路
   において、前記第２の保持手段は、フィルタにより平滑
   化された前記位相比較手段からの出力を、前記テレビジ
   ョン信号における一垂直走査期間中の、前記第１の所定
   期間以外の第２の所定期間、検出し、その検出結果から
   得られる所定の値を前記基準値として保持することを特
   徴とする非標準信号検出回路。 ３、特許請求の範囲第１項に記載の非標準信号検出回路
   において、前記第２の保持手段は、予め設定された固定
   値を前記基準値として保持することを特徴とする非標準
   信号検出回路。