JPS63119315A - 電圧制御発振器 - Google Patents
電圧制御発振器Info
- Publication number
- JPS63119315A JPS63119315A JP62254867A JP25486787A JPS63119315A JP S63119315 A JPS63119315 A JP S63119315A JP 62254867 A JP62254867 A JP 62254867A JP 25486787 A JP25486787 A JP 25486787A JP S63119315 A JPS63119315 A JP S63119315A
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Links
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 abstract description 24
- 238000012546 transfer Methods 0.000 abstract description 2
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 11
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 4
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 239000004020 conductor Substances 0.000 description 1
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 239000013256 coordination polymer Substances 0.000 description 1
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 238000004806 packaging method and process Methods 0.000 description 1
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- 238000011160 research Methods 0.000 description 1
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は制御端子に加えられる電圧（電流）により発振
周波数を制御できる電圧制御発振器に関する。
周波数を制御できる電圧制御発振器に関する。
従来から入力端子に加える電圧（または流入する電流）
によりその発振周波数を制御できる発振器（電圧制御発
振器）が考案されている。第１図は従来の電圧制御発振
器の例を示す図である。この回路は位相固定ループＣＰ
ＬＬ）用の相補ＭＯ３集積回路に使われているもので、
半導体集積回路−１０１と外付のコンデンサー１０２に
より構成される。集積回路中の１０５，１０４はレベル
検出回路でコンデンサー１０２の両端の電圧を検出シレ
ベル検出回路−１０３，１０４のスレッシ賃ルドレベル
を超えるたびにコンデンサー１０２を逆方向に接ぎかえ
充電の方向を逆にする。コンデンサー１０２に充電する
電流量をトランジスター１０５及び抵抗１０．６，１０
７により変えてやると充電速度が変わり、発振周波数を
変化できるこの他に従来の例として発振回路を構成する
コンデンサの容量を可変容量コンデンサ等で変更してや
る方法等がある。
によりその発振周波数を制御できる発振器（電圧制御発
振器）が考案されている。第１図は従来の電圧制御発振
器の例を示す図である。この回路は位相固定ループＣＰ
ＬＬ）用の相補ＭＯ３集積回路に使われているもので、
半導体集積回路−１０１と外付のコンデンサー１０２に
より構成される。集積回路中の１０５，１０４はレベル
検出回路でコンデンサー１０２の両端の電圧を検出シレ
ベル検出回路−１０３，１０４のスレッシ賃ルドレベル
を超えるたびにコンデンサー１０２を逆方向に接ぎかえ
充電の方向を逆にする。コンデンサー１０２に充電する
電流量をトランジスター１０５及び抵抗１０．６，１０
７により変えてやると充電速度が変わり、発振周波数を
変化できるこの他に従来の例として発振回路を構成する
コンデンサの容量を可変容量コンデンサ等で変更してや
る方法等がある。
これ等の従来の電圧制御発振器の欠点を述べる前に理想
的な電圧制御発振器は集積回路により構成され＠２図に
示すように集積回路２０１と接続される端子は出力端子
−２０２と制御電圧を印加する入力端子−２０３及び電
源端子のみでありコンデンサ等の接続のための端子を他
に設ける必要のないことである。入力端子−２０３，出
力端子−２０２に接続される回路は大抵の場合、半導体
集積回路で構成できるので発振回路はすべてモノリシッ
ク集積化できる。丁た、コンデンサ等、発振回路の発振
周波数に直接関係する素子を半導体集積回路の外に出す
ことは接続ビンの浮遊容量の影響が出て高い周波数の発
振はしにくくなる。高い周波数を発振させようとすれば
素子のインピーダンスを低くする必要があり、消費電力
が増す。
的な電圧制御発振器は集積回路により構成され＠２図に
示すように集積回路２０１と接続される端子は出力端子
−２０２と制御電圧を印加する入力端子−２０３及び電
源端子のみでありコンデンサ等の接続のための端子を他
に設ける必要のないことである。入力端子−２０３，出
力端子−２０２に接続される回路は大抵の場合、半導体
集積回路で構成できるので発振回路はすべてモノリシッ
ク集積化できる。丁た、コンデンサ等、発振回路の発振
周波数に直接関係する素子を半導体集積回路の外に出す
ことは接続ビンの浮遊容量の影響が出て高い周波数の発
振はしにくくなる。高い周波数を発振させようとすれば
素子のインピーダンスを低くする必要があり、消費電力
が増す。
以上述べたように従来の電圧制御発振器の欠点をまとめ
ると、 １、 コンデンサ、可変容量ダイオード等のディスクリ
ート部品を半導体集積回路に外付しなければならない。
ると、 １、 コンデンサ、可変容量ダイオード等のディスクリ
ート部品を半導体集積回路に外付しなければならない。
Ｚ そのためにスペース７アクタ、組立製造時における
デメリットやコストが高くなる欠点がある。
デメリットやコストが高くなる欠点がある。
五 浮遊容量により高い周波数の発振が難しい。
無゛理に発振させようとすると消費電力が高くな、る。
また周囲の影響も受は荷電体がコンデンサに近付くと発
振周波数が変動する。
振周波数が変動する。
本発明の目的は以上−二述べた従来の電圧制御発振器の
欠点のすべてを取シ除き、完全にモノリシックな集積回
路により安定で低消ｖ１１！力の電圧制御発振器の新た
な回路を示し、電子装置構成時の実装密度の向上、コス
トダウン、高性能化を計ることである。
欠点のすべてを取シ除き、完全にモノリシックな集積回
路により安定で低消ｖ１１！力の電圧制御発振器の新た
な回路を示し、電子装置構成時の実装密度の向上、コス
トダウン、高性能化を計ることである。
以下に本発明を相補Ｍｄ１Ｊ集積回路で実現する場合を
例に説明する。同様の考え方に基づき例えｉｆ ／＜イ
メーラ集積回路等の他のプロセスによる集積回路でも実
現できる。
例に説明する。同様の考え方に基づき例えｉｆ ／＜イ
メーラ集積回路等の他のプロセスによる集積回路でも実
現できる。
＃３図は本発明を図示する図である。３０１〜６０４％
は各々同一形状のセルを構成している。セル３０２を例
に内部の各素子の説明をする。トランジスター３０６と
３０７はゲートどうし、ドレインどうしを接続しインバ
ータ回路を形成している。トランジスター３０５及び、
３０６は流入電流を制御するためのトランジスタで電源
電位ＶＯＯ、ｖｓｓ からそれぞれ対称にゲート電圧を
制御、することによりインバータの流入電流を制御する
。
は各々同一形状のセルを構成している。セル３０２を例
に内部の各素子の説明をする。トランジスター３０６と
３０７はゲートどうし、ドレインどうしを接続しインバ
ータ回路を形成している。トランジスター３０５及び、
３０６は流入電流を制御するためのトランジスタで電源
電位ＶＯＯ、ｖｓｓ からそれぞれ対称にゲート電圧を
制御、することによりインバータの流入電流を制御する
。
このような各セルを奇数段縦続接続し最後段出力を最前
段の入力に帰還する。 このようにしてリングオシレー
タを構成する。 トランジスタ５０９．３１０は電流
制御トランジスター３０５ 、３０Ｂのゲー）１１圧を
対称に制御するためのものでスレッシ璽ルド電圧及び電
流伝達率の等しいＰ、Ｎチャネルトランジスタを図のよ
うに接続することによりトランジスタ３１０のゲート−
ソース間電圧をＶｃとすればトランジスタ３０９のゲー
ト−ソース間電圧は−ＶＣとなる。このようにしてＰ、
Ｎチャネルの両トランジスタのゲート電圧を対称に変化
させることにより発振出力波形をほぼ電源の中央にもっ
てくることができる。５１１は制御端子でここに与える
制御電圧Ｖｃで各インバータの流入電流を制御し発振周
波数をコン）ａ−ルする。３１２は増ｍ器で発振出力を
ロジックレベルに増幅する。３１３は出力端子である。
段の入力に帰還する。 このようにしてリングオシレー
タを構成する。 トランジスタ５０９．３１０は電流
制御トランジスター３０５ 、３０Ｂのゲー）１１圧を
対称に制御するためのものでスレッシ璽ルド電圧及び電
流伝達率の等しいＰ、Ｎチャネルトランジスタを図のよ
うに接続することによりトランジスタ３１０のゲート−
ソース間電圧をＶｃとすればトランジスタ３０９のゲー
ト−ソース間電圧は−ＶＣとなる。このようにしてＰ、
Ｎチャネルの両トランジスタのゲート電圧を対称に変化
させることにより発振出力波形をほぼ電源の中央にもっ
てくることができる。５１１は制御端子でここに与える
制御電圧Ｖｃで各インバータの流入電流を制御し発振周
波数をコン）ａ−ルする。３１２は増ｍ器で発振出力を
ロジックレベルに増幅する。３１３は出力端子である。
第４図は本発明の他の例を示す図で第３図における流入
電流制御トランジスタ５０５，３０６を各段同一のトラ
ンジスター４０１．４０２に置換えたものである。第３
図に比較し素子数及び消費電流を少なくできるが発掘波
形が正または負のどちらか一方に片より易く、広い電源
電圧範囲で安定な動作をさせるには第３図の回路の方が
すぐれている。
電流制御トランジスタ５０５，３０６を各段同一のトラ
ンジスター４０１．４０２に置換えたものである。第３
図に比較し素子数及び消費電流を少なくできるが発掘波
形が正または負のどちらか一方に片より易く、広い電源
電圧範囲で安定な動作をさせるには第３図の回路の方が
すぐれている。
第３図、第４図の回路の制御電圧Ｖｃと発振周波数ｆを
ブ四ッ卜すると第５図の５０１のようになる。このよう
に制御電圧Ｖｃと周波％ｆの関係は非Ｔｒ（線的に変化
する。この非直線性を補正し５０１のようにするには第
３図、第４図における流入電流制御トランジスター３０
５，３０８．または４０１．４０２のゲートに電圧を与
える回路を第６図のように変更する。第６図（α）の回
路はカレントミラー回路を応用したものである。６０３
は第、３図におけるトランジスタ３０５のゲート、６０
２はトランジスタ３０８のゲートに接続される。トラン
ジスター６０４に流れる電流、すなわち制御端子−６０
１に流入する電流と同じ電流がトランジスタ６１０また
は６１２に流・れる（ただしトランジスタの定数は３者
とも等しいとする。）従りて制御端子６０４に流入する
電流ｉＣと発振周波ｆの関係をプロットすると第５図５
０２のように直線化できる。第６図ｃｂ＞はトランジス
タ６０右により制御電圧を緩衝増幅し制御電圧端子６０
５の電圧を抵抗−６０９に伝達する。同図（α）の回路
に緩衝増幅器を付は電圧制御を可能にしたものである。
ブ四ッ卜すると第５図の５０１のようになる。このよう
に制御電圧Ｖｃと周波％ｆの関係は非Ｔｒ（線的に変化
する。この非直線性を補正し５０１のようにするには第
３図、第４図における流入電流制御トランジスター３０
５，３０８．または４０１．４０２のゲートに電圧を与
える回路を第６図のように変更する。第６図（α）の回
路はカレントミラー回路を応用したものである。６０３
は第、３図におけるトランジスタ３０５のゲート、６０
２はトランジスタ３０８のゲートに接続される。トラン
ジスター６０４に流れる電流、すなわち制御端子−６０
１に流入する電流と同じ電流がトランジスタ６１０また
は６１２に流・れる（ただしトランジスタの定数は３者
とも等しいとする。）従りて制御端子６０４に流入する
電流ｉＣと発振周波ｆの関係をプロットすると第５図５
０２のように直線化できる。第６図ｃｂ＞はトランジス
タ６０右により制御電圧を緩衝増幅し制御電圧端子６０
５の電圧を抵抗−６０９に伝達する。同図（α）の回路
に緩衝増幅器を付は電圧制御を可能にしたものである。
以上、述べた回路を集積回路上に作り込むことにより数
百Ｈｚから集積回路上の素子が応答できる最高の周波数
まで発振可能な電圧制御発振器を作ることができる。発
振回路の付加容量は集積回路上のトランジスタのゲート
容量、配線容量、ＰＮ接合容量（ドレイン）等の寄生容
量まで下げることができる。この容量は集積回路に外付
コンデンサを付加する場合に比較し１〜２桁小さいもの
である。従ってその分だけ回路インピーダンスを高くで
き発振時の電流を減らすことができる。また第７図に示
すように本発明による電圧制御発振器−７０１の制御端
子−７０２に半固定抵抗等で基準電圧を分割し電圧を与
えることにより発振周波数を半固定化すれば通常の発振
器（無安定マルチバイブレータ）としても使える。この
場合制御端子−７０２は与えられる直流電位のみに影響
を受ける。従来のマルチバイブレータのように導体の接
近等により浮遊容量が変化しても発振周波数が変化する
ようなこともない。
百Ｈｚから集積回路上の素子が応答できる最高の周波数
まで発振可能な電圧制御発振器を作ることができる。発
振回路の付加容量は集積回路上のトランジスタのゲート
容量、配線容量、ＰＮ接合容量（ドレイン）等の寄生容
量まで下げることができる。この容量は集積回路に外付
コンデンサを付加する場合に比較し１〜２桁小さいもの
である。従ってその分だけ回路インピーダンスを高くで
き発振時の電流を減らすことができる。また第７図に示
すように本発明による電圧制御発振器−７０１の制御端
子−７０２に半固定抵抗等で基準電圧を分割し電圧を与
えることにより発振周波数を半固定化すれば通常の発振
器（無安定マルチバイブレータ）としても使える。この
場合制御端子−７０２は与えられる直流電位のみに影響
を受ける。従来のマルチバイブレータのように導体の接
近等により浮遊容量が変化しても発振周波数が変化する
ようなこともない。
以上述べたように本発明による電圧制御発振器は完全に
モノリシックな集積回路上に構成でき発振周波数範囲も
広く、低消費電力である。本発明は無安定マルチバイブ
レータとしても使える。
モノリシックな集積回路上に構成でき発振周波数範囲も
広く、低消費電力である。本発明は無安定マルチバイブ
レータとしても使える。
第１図は従来の、第３図、第４図は本発明による電圧制
御発振器を例示する図、第２図は理想的な電圧制御発振
器を示す図、＠５図は本発明による電圧制御発振器の制
御電圧、電流対発振周波数特性を示す図、第６図は電流
１１限トランジスタのゲート電圧を制御する回路を示す
図、第７図は本発明による電圧制御発振器を無安定マル
チバイブレータとして使用する場合を示す図である。 ５０６．５０７，４０５，４０４・・・インバータを構
成するトランジスタ ３０５．３０８，４０１ ．４０２・・・インバータに
流入する電流を制限する電流制限トランジスタ７０５・
・・出力端子 以 上 出Ｗｉ 人セイコーエプン〉・株式、会社第１図 第２図 第３図 第４図 第５図 （α）
（馳ン第６図 第７困 手続補正Ｉ！（自Ｒ）
御発振器を例示する図、第２図は理想的な電圧制御発振
器を示す図、＠５図は本発明による電圧制御発振器の制
御電圧、電流対発振周波数特性を示す図、第６図は電流
１１限トランジスタのゲート電圧を制御する回路を示す
図、第７図は本発明による電圧制御発振器を無安定マル
チバイブレータとして使用する場合を示す図である。 ５０６．５０７，４０５，４０４・・・インバータを構
成するトランジスタ ３０５．３０８，４０１ ．４０２・・・インバータに
流入する電流を制限する電流制限トランジスタ７０５・
・・出力端子 以 上 出Ｗｉ 人セイコーエプン〉・株式、会社第１図 第２図 第３図 第４図 第５図 （α）
（馳ン第６図 第７困 手続補正Ｉ！（自Ｒ）
Claims (1)
- （１）奇数段のインバータを縦続接続し、前記インバー
タの初段の入力端子と、最後段インバータの出力端子を
接続し前記インバータの各段に流入する電源電流を制御
電圧（または電流）により制御する手段より成ることを
特徴とする電圧制御発振器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62254867A JPS63119315A (ja) | 1987-10-09 | 1987-10-09 | 電圧制御発振器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62254867A JPS63119315A (ja) | 1987-10-09 | 1987-10-09 | 電圧制御発振器 |
Related Parent Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16369579A Division JPS5686509A (en) | 1979-12-17 | 1979-12-17 | Voltage controlled oscillator |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2008732A Division JPH0388411A (ja) | 1990-01-18 | 1990-01-18 | 電圧制御発振器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63119315A true JPS63119315A (ja) | 1988-05-24 |
Family
ID=17270942
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62254867A Pending JPS63119315A (ja) | 1987-10-09 | 1987-10-09 | 電圧制御発振器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS63119315A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04188910A (ja) * | 1990-11-21 | 1992-07-07 | Yamaha Corp | 電圧制御発振回路 |
| JPH04296113A (ja) * | 1991-03-25 | 1992-10-20 | Sanyo Electric Co Ltd | 電圧制御発振回路 |
| JPH06152334A (ja) * | 1992-11-06 | 1994-05-31 | Mitsubishi Electric Corp | リングオシレータおよび定電圧発生回路 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS52123851A (en) * | 1976-04-09 | 1977-10-18 | Rca Corp | Voltage controlled oscillator |
-
1987
- 1987-10-09 JP JP62254867A patent/JPS63119315A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS52123851A (en) * | 1976-04-09 | 1977-10-18 | Rca Corp | Voltage controlled oscillator |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04188910A (ja) * | 1990-11-21 | 1992-07-07 | Yamaha Corp | 電圧制御発振回路 |
| JPH04296113A (ja) * | 1991-03-25 | 1992-10-20 | Sanyo Electric Co Ltd | 電圧制御発振回路 |
| JPH06152334A (ja) * | 1992-11-06 | 1994-05-31 | Mitsubishi Electric Corp | リングオシレータおよび定電圧発生回路 |
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