JPS63103668A - プツシユプル昇降圧コンバ−タ - Google Patents
プツシユプル昇降圧コンバ−タInfo
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- JPS63103668A JPS63103668A JP24837486A JP24837486A JPS63103668A JP S63103668 A JPS63103668 A JP S63103668A JP 24837486 A JP24837486 A JP 24837486A JP 24837486 A JP24837486 A JP 24837486A JP S63103668 A JPS63103668 A JP S63103668A
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- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 19
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 5
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 abstract description 6
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000001186 cumulative effect Effects 0.000 description 3
- RYGMFSIKBFXOCR-UHFFFAOYSA-N Copper Chemical compound [Cu] RYGMFSIKBFXOCR-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- 229910052802 copper Inorganic materials 0.000 description 2
- 239000010949 copper Substances 0.000 description 2
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000009291 secondary effect Effects 0.000 description 1
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- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
(産業上の利用分野)
本発明はブツシュグル昇降圧コンバータの回路構成に関
するものである。
するものである。
(従来の技術)
第1図はブツシュゾル昇降圧コンバータの従来例である
。
。
第1図において、1は直流電源、2はトランス巻線電圧
を一定にするようパルス幅制御された、位相の180°
異なる2つの矩形波を発生する発振制御部、3,4はス
イッチ素子5.6を駆動するための駆動回路、5,6は
ブツシュゾル用スイッチ素子、7は主巻線とエネルギー
帰還巻線を有する昇圧チョーク、8は昇圧チョーク7の
エネルギーを電源に帰還させるだめの帰還用ダイオード
、9は1次巻線(Npl 、 Np2 ) 、 2次巻
線(Ns)。
を一定にするようパルス幅制御された、位相の180°
異なる2つの矩形波を発生する発振制御部、3,4はス
イッチ素子5.6を駆動するための駆動回路、5,6は
ブツシュゾル用スイッチ素子、7は主巻線とエネルギー
帰還巻線を有する昇圧チョーク、8は昇圧チョーク7の
エネルギーを電源に帰還させるだめの帰還用ダイオード
、9は1次巻線(Npl 、 Np2 ) 、 2次巻
線(Ns)。
検出巻線(Nd)を有するプッシュプル用トランス、1
0は整流回路、11は負荷、12は出力電圧検出回路、
13は出力電圧設定用基準電圧、14は誤差増幅器、1
5はトランスの寄生要素の1つである分布容量を集中定
数で表現したもの、16゜17はトランス9の寄生要素
の1つである漏れインダクタンスを集中定数で表現した
ものである。
0は整流回路、11は負荷、12は出力電圧検出回路、
13は出力電圧設定用基準電圧、14は誤差増幅器、1
5はトランスの寄生要素の1つである分布容量を集中定
数で表現したもの、16゜17はトランス9の寄生要素
の1つである漏れインダクタンスを集中定数で表現した
ものである。
第1図に示した従来回路構成のコンバータの動作につい
て説明する。
て説明する。
スイッチ素子5,6を、位相を180°ずらした同じノ
クルス幅の駆動信号で駆動すると、トランス9の2次側
には正負に振動する矩形波の電圧が発生する。第1図に
示した従来回路の動作モードは、スイッチ素子5および
6のオフしている期間がオンしている期間よりも長い降
圧動作と、スイッチ素子5および6のオンしている期間
がオフしている期間よシも長い昇圧動作がhL。
クルス幅の駆動信号で駆動すると、トランス9の2次側
には正負に振動する矩形波の電圧が発生する。第1図に
示した従来回路の動作モードは、スイッチ素子5および
6のオフしている期間がオンしている期間よりも長い降
圧動作と、スイッチ素子5および6のオンしている期間
がオフしている期間よシも長い昇圧動作がhL。
第2図はブツシュゾル昇降圧コンバータの降圧動作時の
理想波形である。スイッチ素子5,6のいずれか一方が
オンしている降圧動作時は、トランス2次巻線にエネル
ギーを伝達する期間にトランスの2次側にエネルギーを
伝達すると同時に昇圧チョークにもエネルギーを蓄積す
るため、トランスの1次側に印加される電圧は入力電圧
以下となシ、昇圧チョークに蓄積されたエネルギーはス
イッチ素子5,6が同時にオフしている期間に帰還ダイ
オード8を介して、入力電源1に帰還される。
理想波形である。スイッチ素子5,6のいずれか一方が
オンしている降圧動作時は、トランス2次巻線にエネル
ギーを伝達する期間にトランスの2次側にエネルギーを
伝達すると同時に昇圧チョークにもエネルギーを蓄積す
るため、トランスの1次側に印加される電圧は入力電圧
以下となシ、昇圧チョークに蓄積されたエネルギーはス
イッチ素子5,6が同時にオフしている期間に帰還ダイ
オード8を介して、入力電源1に帰還される。
(発明が解決しようとする問題点)
第3図はプッシュプル昇降圧コンバータの昇圧動作時の
理想波形である。スイッチ素子5,6が同時にオンして
いる期間に昇圧チョーク7にエネルギーを蓄積し、スイ
ッチ素子5,6の一方のみがオンしている期間にトラン
スの1次側に印加される電圧を入力電源1の電圧以上に
する。しかし、コンバータのスイッチング周波数を高周
波化していくと、同時オン期間にトランス9の1次巻線
Npl→スイッチ素子5→スイッチ素子6→トランス9
01次巻線Np2→トランス9の2次巻線N8→トラン
ス9の1次巻線Nplにトランス9の寄生要素である分
布容量15と漏れインダクタンス16.17による共振
電流が流れ、スイッチ素子5.6を流れる電流の実効値
を増加させる。第4図(、)は共振波形のない場合、第
4図(b)は分布容量15、漏れインダクタンス16.
17による共振波形が各電流・電圧波形に重畳された場
合のプッシュプルスイッチ素子5,6の駆動波形V。8
.。
理想波形である。スイッチ素子5,6が同時にオンして
いる期間に昇圧チョーク7にエネルギーを蓄積し、スイ
ッチ素子5,6の一方のみがオンしている期間にトラン
スの1次側に印加される電圧を入力電源1の電圧以上に
する。しかし、コンバータのスイッチング周波数を高周
波化していくと、同時オン期間にトランス9の1次巻線
Npl→スイッチ素子5→スイッチ素子6→トランス9
01次巻線Np2→トランス9の2次巻線N8→トラン
ス9の1次巻線Nplにトランス9の寄生要素である分
布容量15と漏れインダクタンス16.17による共振
電流が流れ、スイッチ素子5.6を流れる電流の実効値
を増加させる。第4図(、)は共振波形のない場合、第
4図(b)は分布容量15、漏れインダクタンス16.
17による共振波形が各電流・電圧波形に重畳された場
合のプッシュプルスイッチ素子5,6の駆動波形V。8
.。
VGs□、スイッチ素子5を流れる電施工。4.スイッ
チ素子5にかかる電圧VDg1 #電圧vDs1と電流
■D1の積で得られる損失の累積値PL1である。例え
ば、オン状態では、MOSFETは抵抗性負荷であり、
損失は工2俳R(I :電流の実効値、 R:MO
SFETのオeff off ン抵抗値)の関係が成立つ。電流に共振波形が重畳した
ことにより、電流の平均値は同じであっても電流の振動
により損失に関係する電流の実効値の増加を招くため、
トランスの特性の影響により電流の実効値の影響を受け
るスイッチ素子5,6の損失やトランス9の巻線の銅損
の増加を招くという欠点があった。
チ素子5にかかる電圧VDg1 #電圧vDs1と電流
■D1の積で得られる損失の累積値PL1である。例え
ば、オン状態では、MOSFETは抵抗性負荷であり、
損失は工2俳R(I :電流の実効値、 R:MO
SFETのオeff off ン抵抗値)の関係が成立つ。電流に共振波形が重畳した
ことにより、電流の平均値は同じであっても電流の振動
により損失に関係する電流の実効値の増加を招くため、
トランスの特性の影響により電流の実効値の影響を受け
るスイッチ素子5,6の損失やトランス9の巻線の銅損
の増加を招くという欠点があった。
本発明の目的はプッシュプル昇降圧コンバータの駆動周
波数を高周波化する上で問題となる同時オン期間の損失
の増加を、低減するためのブツシュゾル昇降圧コンバー
タの回路構成を提供することにある。
波数を高周波化する上で問題となる同時オン期間の損失
の増加を、低減するためのブツシュゾル昇降圧コンバー
タの回路構成を提供することにある。
(問題点を解決するための手段)
本発明はプッシュプル昇降圧コンバータの同時オン期間
にトランスを介さずに、昇圧チョークにエネルギーを蓄
積することを最も主要な特徴としている。従来の技術で
は、同時オン期間にトランス巻線を経由して昇圧チョー
クにエネルギーを蓄積していた。
にトランスを介さずに、昇圧チョークにエネルギーを蓄
積することを最も主要な特徴としている。従来の技術で
は、同時オン期間にトランス巻線を経由して昇圧チョー
クにエネルギーを蓄積していた。
(実施ffIJ )
第5図は本発明の詳細な説明する図であって、18はス
イッチ素子5.6.20を駆動するための発振制御部、
19はスイッチ素子20を駆動するための駆動回路、2
0は同時オン期間を作るために新たに付加したスイッチ
素子である。
イッチ素子5.6.20を駆動するための発振制御部、
19はスイッチ素子20を駆動するための駆動回路、2
0は同時オン期間を作るために新たに付加したスイッチ
素子である。
第6図は第5図の制御部18の一例を示すブロック図で
あって、21は位相が180°ずれた2つの三角波また
は鋸歯状波を発生する発振器、22゜23は出力電圧検
出回路14からの比較電圧(出力b)と発振器出力(出
力a 、 a’)を比較し、スイッチ素子5,6の・4
ルス幅(出力Q 、 l!’)を決定する比較器、24
.25はバッファ回路、26゜27は反転回路、28,
29.30はアンド回路である。
あって、21は位相が180°ずれた2つの三角波また
は鋸歯状波を発生する発振器、22゜23は出力電圧検
出回路14からの比較電圧(出力b)と発振器出力(出
力a 、 a’)を比較し、スイッチ素子5,6の・4
ルス幅(出力Q 、 l!’)を決定する比較器、24
.25はバッファ回路、26゜27は反転回路、28,
29.30はアンド回路である。
第7図は第6図の動作波形を示す図であり、(a)は降
圧動作時、(b)は昇圧動作時の各部の波形である。降
圧動作時(第7図(a))はスイッチ素子20の駆動・
ぞルス幅(出力f)が0%に固定された状態で、スイッ
チ素子5.6の駆動パルス幅(出力gag’)が0%〜
50チの範囲で変化する。昇圧動作時(第7図(b))
はスイッチ素子20の、駆動パルス幅(出力fであシ、
従来回路ではプッシュプル用スイッチ素子5,6が同時
にオンする期間)が0チル100%の範囲で変化する。
圧動作時、(b)は昇圧動作時の各部の波形である。降
圧動作時(第7図(a))はスイッチ素子20の駆動・
ぞルス幅(出力f)が0%に固定された状態で、スイッ
チ素子5.6の駆動パルス幅(出力gag’)が0%〜
50チの範囲で変化する。昇圧動作時(第7図(b))
はスイッチ素子20の、駆動パルス幅(出力fであシ、
従来回路ではプッシュプル用スイッチ素子5,6が同時
にオンする期間)が0チル100%の範囲で変化する。
また、スイッチ素子5,6の駆動パルス幅(出力gag
’)は比較器22.23の出力パルス幅(出力c 、
c’)のうち、スイッチ素子20の駆動ノぐルス幅(出
力f)を除いた期間変化する。
’)は比較器22.23の出力パルス幅(出力c 、
c’)のうち、スイッチ素子20の駆動ノぐルス幅(出
力f)を除いた期間変化する。
第8図は第5図の回路構成におけるジノシュプルスイッ
チ素子5,6.20の駆動波形V。811v 、■
スイッチ素子5,20を流れる電GS2
Ga4 % 流I 、I スイッチ素子5.20にかかる電D
1 05% 圧■D81.vDs3、電圧”D!i+1と電流より1
の積で得られる損失の累積値PL4.電圧”DS3と電
流より3の積で得られる損失の累積値PL3である。P
Llの損失は第4図のPL、における一方のスイッチ素
子のみがオンしている期間の損失と同じであるが、PL
、の損失は第4図(、)と同様に理想的に動作している
ので、第4図(b)のようにトランスの寄生要素の影響
を受ける場合に比べ、損失の低減が図れている。
チ素子5,6.20の駆動波形V。811v 、■
スイッチ素子5,20を流れる電GS2
Ga4 % 流I 、I スイッチ素子5.20にかかる電D
1 05% 圧■D81.vDs3、電圧”D!i+1と電流より1
の積で得られる損失の累積値PL4.電圧”DS3と電
流より3の積で得られる損失の累積値PL3である。P
Llの損失は第4図のPL、における一方のスイッチ素
子のみがオンしている期間の損失と同じであるが、PL
、の損失は第4図(、)と同様に理想的に動作している
ので、第4図(b)のようにトランスの寄生要素の影響
を受ける場合に比べ、損失の低減が図れている。
この結果から明らかなように、同時オン期間に相当する
期間流れる電流はトランス巻線を介さずに流れ、昇圧チ
ョークにエネルギーを蓄積することが可能なので、トラ
ンス9の寄生要素によシ生じる共振がなくなり、それに
よる損失の増加を抑制することが可能である。
期間流れる電流はトランス巻線を介さずに流れ、昇圧チ
ョークにエネルギーを蓄積することが可能なので、トラ
ンス9の寄生要素によシ生じる共振がなくなり、それに
よる損失の増加を抑制することが可能である。
(発明の効果)
以上説明したように、スイッチ素子を1つ付加すること
により、昇圧動作時にトランスの寄生要素の影響を受け
ないように昇圧チョークへのエネルギーの蓄積動作を行
う回路構成としたことで、スイッチング周波数の高周波
化に伴うトランスの寄生要素による電流の実効値の増加
を抑制することができるため、スイッチ素子の損失やト
ランス巻線の銅損増加を抑制できる利点がある。このよ
うに、損失を低減することが可能なので、例えば衛星搭
載用電源のように損失の低減により、コンバータに電力
を供給する太陽電池等の衛星全体を軽量化できるような
二次的な効果があり、システムとして大幅な軽量化があ
る。
により、昇圧動作時にトランスの寄生要素の影響を受け
ないように昇圧チョークへのエネルギーの蓄積動作を行
う回路構成としたことで、スイッチング周波数の高周波
化に伴うトランスの寄生要素による電流の実効値の増加
を抑制することができるため、スイッチ素子の損失やト
ランス巻線の銅損増加を抑制できる利点がある。このよ
うに、損失を低減することが可能なので、例えば衛星搭
載用電源のように損失の低減により、コンバータに電力
を供給する太陽電池等の衛星全体を軽量化できるような
二次的な効果があり、システムとして大幅な軽量化があ
る。
第1図はシンシュゾル昇降圧コンバータノ従来の構成例
、第2図はプッシュプル昇降圧コンバータの降圧動作時
の理想波形を示す図、第3図はプッシュプル昇降圧コン
バータの昇圧動作時の理想波形を示す図、第4図は従来
構成のスイッチ素子の各種波形を示す図、第5図は本発
明の一実施り1]、第6図は第5図の制御部18の一例
を示すブロック図、第7図は第6図の制御回路の動作波
形、第8図は本実施例のスイッチ素子の各部波形である
。 1・・・直流電源、2・・・発振制御部、3,4・・・
駆動回路、5.6・・・スイッチ素子、7・・・昇圧チ
ョーク、8・・・ダイオード、9・・・トランス、10
・・・整流回路、11・・・負荷、12・・・出力電圧
検出回路、13・・・出力電圧設定用基準電圧、14・
・・誤差増幅器、15・・・分布容量、16.17・・
・漏れインダクタンス、8・・・発振制御部、19・・
・駆動回路、20・・・スイッチ素子、21・・・発振
器、22.23・・・比較器、24.25・・・バッフ
ァ回路、26.27・・・反転回路、28,29.30
・・・アンド回路。
、第2図はプッシュプル昇降圧コンバータの降圧動作時
の理想波形を示す図、第3図はプッシュプル昇降圧コン
バータの昇圧動作時の理想波形を示す図、第4図は従来
構成のスイッチ素子の各種波形を示す図、第5図は本発
明の一実施り1]、第6図は第5図の制御部18の一例
を示すブロック図、第7図は第6図の制御回路の動作波
形、第8図は本実施例のスイッチ素子の各部波形である
。 1・・・直流電源、2・・・発振制御部、3,4・・・
駆動回路、5.6・・・スイッチ素子、7・・・昇圧チ
ョーク、8・・・ダイオード、9・・・トランス、10
・・・整流回路、11・・・負荷、12・・・出力電圧
検出回路、13・・・出力電圧設定用基準電圧、14・
・・誤差増幅器、15・・・分布容量、16.17・・
・漏れインダクタンス、8・・・発振制御部、19・・
・駆動回路、20・・・スイッチ素子、21・・・発振
器、22.23・・・比較器、24.25・・・バッフ
ァ回路、26.27・・・反転回路、28,29.30
・・・アンド回路。
Claims (2)
- (1)2つのプッシュプル用スイッチ素子と、プッシュ
プル用トランスと、前記スイッチ素子を介して前記トラ
ンスの1次巻線に接続する入力電源と、主巻線とエネル
ギー帰還用巻線を有し入力電源とトランスの間に挿入さ
れる昇圧チョークと、該昇圧チョークのエネルギーを電
源に帰還させるための帰還用ダイオードと、前記プッシ
ュプル用トランスの2次側出力を整流するための整流回
路と、その出力電圧を検出する出力電圧検出回路と、該
プッシュプル用スイッチ素子のオンとオフの比率を制御
するための制御回路を有するプッシュプル昇降圧コンバ
ータにおいて、 プッシュプル用スイッチ素子とは別の第3のスイッチ素
子を該入力電源と該昇圧チョークの主巻線との直列接続
回路に並列に接続することを特徴とするプッシュプル昇
降圧コンバータ。 - (2)特許請求の範囲第1項記載のプッシュプル昇降圧
コンバータにおいて、位相が180°の第1と第2のパ
ルス信号をもうけ、各々のパルス信号のオン幅が0%か
ら100%の範囲で変化する該第1と第2のパルス信号
のアンドをとることにより発生する第3のパルス信号に
より、該第3のスイッチ素子を駆動し、第1のパルス信
号と第2のパルス信号の反転信号とのアンドをとること
により発生する第4のパルス信号により、該プッシュプ
ル用スイッチ素子の一方を駆動し、第1のパルス信号の
反転信号と第2のパルス信号とのアンドをとることによ
り発生する第5のパルス信号により、該プッシュプル用
スイッチ素子のもう一方を駆動することを特徴とするプ
ッシュプル昇降圧コンバータ。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP24837486A JPS63103668A (ja) | 1986-10-21 | 1986-10-21 | プツシユプル昇降圧コンバ−タ |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP24837486A JPS63103668A (ja) | 1986-10-21 | 1986-10-21 | プツシユプル昇降圧コンバ−タ |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS63103668A true JPS63103668A (ja) | 1988-05-09 |
Family
ID=17177150
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP24837486A Pending JPS63103668A (ja) | 1986-10-21 | 1986-10-21 | プツシユプル昇降圧コンバ−タ |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS63103668A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2009033957A (ja) * | 2007-06-26 | 2009-02-12 | Nec Electronics Corp | チョッパ型dc−dcコンバータ |
CN102279304A (zh) * | 2011-03-31 | 2011-12-14 | 欧瑞传动电气有限公司 | 低压变频器的直流母线电压检测电路 |
-
1986
- 1986-10-21 JP JP24837486A patent/JPS63103668A/ja active Pending
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2009033957A (ja) * | 2007-06-26 | 2009-02-12 | Nec Electronics Corp | チョッパ型dc−dcコンバータ |
US8198881B2 (en) | 2007-06-26 | 2012-06-12 | Renesas Electronics Corporation | Chopper type DC-DC converter |
CN102279304A (zh) * | 2011-03-31 | 2011-12-14 | 欧瑞传动电气有限公司 | 低压变频器的直流母线电压检测电路 |
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