JPS6268349A - 多値直交振幅変復調方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔１既要〕 多値直交振幅変復調方式において、送信側ではベースバ
ンド帯信号の直流成分を抑圧するため積分値制御平衡符
号化され、この符号化の為に付加された制御シンボルに
チャンネル指示コードが挿入された、複数チャンネルの
ディジタル信号を利用してギヤリアを多値直交振幅変調
し、受信側では、復調・再生後の信号から抽出されたチ
ャンネル指示コードを用いて同期検波用再生キャリアの
位相不確定を除去して常に正しい信号が再生できる様に
したものである。

〔産業上の利用分野〕

本発明は、高能率ディジタル通信装置に係り、特に積分
値平衡符号化と絶対位相同量検波を行う事により、誤り
率特性、干渉特性を改善した多値直交振幅変復調方式に
関するものである。

一般に、高能率ディジタル変調方式として、キャリアを
抑圧した多値振幅変調方式やパイロットキャリアを挿入
した多値直交振幅変調方式（以下多値ＱＡＭ方式と省略
する）がある。前者は復調時の位相不確定を除去する為
に差動符号化を行う為、誤りが伝播して誤り率特性が劣
化する。

後者はパイロットキャリア分だけ余計な電力が必要であ
り、他システムへの干渉が問題になる等の欠点がある。

そこで、これらの欠点を改善した多値直交振幅変調方式
が要望されている。

〔従来の技術〕

高能率ディジタル変復調方式の従来例としてパイロット
キャリアを伝送する６４０静方式について説明するが、
その前にこの方式に使用される積分値制御平衡符号化に
ついて説明する。

一般に、ベースバンド信号の周波数成分は直流分を含ん
でいるので、この信号波形を劣化せずに伝送させるには
直流分まで伝送できる直結型の回路が必要となるが、こ
の様な回路は構成が複雑になると共に、温度変動や電源
変動等に弱い。

そこで、直結型回路を使用しない様に、ベースバンド信
号の直流分を抑圧する方決が種々考えられているが、そ
の一つが積分値制御平衡符号化である。

第３図は積分値制御平衡符号器のブロック図を、第４図
はフレーム構成図を示す。

第３図において、例えば、入力する３チヤンネル（以下
Ｃｈと省略する）の２値ディジタル信号は加算器１及び
第４図の１フレームに相当する遅延時間を与える遅延回
路２に加えられる。

ここで、第４図に示すｃｈ　Ｌｃｈ　２．ｃｈ　３のビ
ットａ、ｂ、ｃの３ビツトで８つの状Ｂ（例えば、＋７
、＋５．＋３．＋１．−１．−３．−５．−７とする）
を系すことができるので、加算器１では例えば３ビツト
が０００の時は−７，００１の時は−５，１１１の時は
＋７と８値のアナログ信号に対応させた形で１フレ一ム
分の信号を加算する。

一方、ｌフレーム前の全データの総和が積算器６で前記
と同じ方法で加算され、比較器５で加算器１と積算器６
の出力の極性が比較される。

この時、２つの極性が同じであれば比較３５の出力で遅
延回路２を通った１フレ一ム分のすべてのビットの極性
が極性制御回路３で反転されると共に、）５性反転した
ことを示す極性ビットＰが極性ビット付加回路４で付加
され変調器に送出される。

しかし、極性が異なっていれば遅延回路２の出力は極性
を反転せずにそのまま送出され、極性反転してないと云
う極性ビットＰが付加される（第４図参照）。この様な
方法で直流分が抑圧されたディジタル信号が得られる。

尚、第４図中、Ｆはフレームビット　Ｐは極性ビット、
Ｂは冗長ビットを示し、この３つを含めたのを制御シン
ボルと云う。

第５は従来例のブロック図、第６図は第５図の動作説明
図を示す。

第５図において、入力したＩｃｈ及びＱｃｈ用の３ｃｈ
の２値ディジタル信号は積分値制御平衡符号器（以下Ｆ
ＲＣ−ＣＯＤと省略する）７に加えられ、上記の様に直
流分が抑圧されて変調器８に加えられる。

ここでは３ｃｈの２値の信号が８値の信号に変換され（
第６図−（ａ）にこの信号のスペクトラムを示す）、更
に搬送波帯に変換されたＩｃｈとＱｃｈの多値信号が合
成されて６４ＱＡＭ信号が得られるが、この変調波のス
ペクトラムは第６図（ｂ）に示す様に中心周波数付近で
減少している。

そこで、この部分にパイロットキャリア（以下ｐｃと省
略する）を挿入し、受信側に送出する。

受信側では、ｐｃ抽出器１１でｐｃを抽出し、これを用
いて同期検波用の再生ギヤリアを作り、この再生キャリ
アを使用して復調器（即ら、同期位相検波器）１０で６
４０ＡＭ信号を絶対位相同期検波する。

次に、フレーム同期回路１３でフレームビットＦを検出
してデータの先頭を知り、８値の信号を２値のディジタ
ル信号に変換し、更に積分値制御平衡復号器（以下ＦＢ
Ｃ−ＤＥＣと省略する）で極性ビソトＰに対応して２植
侶号の極性をフレーム毎に変えて元のディジタル信号を
得る。

〔発明が解決しようとする問題点〕

しかし、絶対位相同期検波方式を行う為にスペクトラム
の中心にＰＣを挿入するので、この分だけ送信電力が大
きくなると共に、他システムへの干渉が生ずる等の問題
点がある。

〔問題点を解決する為の手段〕

上記の問題点は積分値制御平衡符号器７と変調器８との
間に、チャンネルコードを制御シンボルに挿入するチャ
ンネルコード挿入部１７を、復調器１０と積分値制御平
衡符号器工２との間に、復調器１０の出力の位相不確定
を除去する位相不確定除去回路１６を設け、該チャンネ
ルコードを用いて復調用再生キャリアの位相不確定を除
去する様にした、本発明の多値直交振幅変復調方式によ
り解決される。

〔作用〕

本発明は、制御シンボルとして従来のフレームビットＦ
２極性ビットＰの他に、ｃｈ指示コードＣを挿入し、こ
のコードを用いて再生キャリアの位相の不確定を除去し
、絶対位相同期検波が行える様にした。

一般に、コスタス方式を用いて復調信号からキャリアを
再生すると、再生キャリアと送信側キャリアとの位相差
は原理的に０．９０．１８０．２７０度の４通りの不確
定を有する。

そこで、Ｉｃｈ及びＱｃｈ用のディジタル信号中の制御
シンボルの冗長ビット（例えば、第４図のＢの部分）の
部分に、ｃｈ指示コード発生器１５で発生したｃｈ指示
コードＣを多重化部１４を介して挿入し、受信側では位
相不確定除去回路１６でこれを抽出し、２つのｃｈ指示
コードの状態から再生キャリアの位相状態を知り、ｃｈ
の入れ替え又は極性反転し、正しい状態で積分値制御平
衡符号を取り出す様にした。

これにより、従来のキャリア抑圧形変調方式と比較する
と差動符号化を必要とせず、位相不確定除去の為のチャ
ンネル指示コードを積分値制御平衡符号の制御シンボル
に挿入するため、クロックレートの上昇がない等の利点
を有する。

又、キャリア挿入形の変調方式に対しては、ｐｃを挿入
しなくても絶対位相同期検波が可能となるので、送信電
力が低減され、他システムへの干渉が軽減できる。

〔実施例〕

第１図は本発明の実施例のブロック図、第２図は第１図
の動作説明図で６４１ＡＭの場合を示す。

尚、全図を通じて同一符号は同一対象物を示し、点線の
部分が本発明の実施例で付加された部分で、１７はチャ
ンネルコード挿入部を示す。

第１図において、入力したｒｃｈ及びＱｃｈ用の３゜ｃ
ｈ、２値のディジタル信号はそれぞれＦＢＣ−ＣＯＤ　
７で直流分が抑圧され、多重化部１４でｃｈ指示コード
発生器１５よりのｃｈ指示コードＣが第２図（ａｌに示
す様に制御シンボルに挿入される（ＩｃｈとＱｃｈで各
１個づつ）。このディジタル信号は変調器８で多値信号
に変換され、搬送波帯の６４０ＡＭ信号に変換される。

受信側では、受信した６４０ＡＭ　信号から抽出したキ
ャリアに同期した再生ギヤリア（位相は不確定）を用い
て、復調器１０でこの１３号を同期検波し、これを位相
不確定除去回路１６に加える。

この回路でばＩｃｈ及びＱｃｈの制御シンボルからｃｈ
指示コードＣをそれぞれ抽出し、その組合せから再生キ
ャリアの位相状態を推定する。

例えば、第２図（ｂ）及び（Ｃ１−■に示す様に、送信
側ではＸ軸（キャリアと同相側）にＩｃｈ、ｙ軸（キャ
リアと９０度異なる側）にＱｃｈの信号が加えられると
する。

受信側では再生キャリアと送信側のギヤリアの位相差θ
が０度の時、受信側のＸ輛（再生キャリアと同相側）に
Ｉｃｈが、ｙ軸（再生キャリアと９０度異なる側）にＱ
ｃｈが取り出され、ｃｈ指示コードが１，１とする。即
ら、この時は送信側と受信側のキャリアの位相が一致し
ているので取り出された信号は正しく、そのままＦＢＣ
−ＤＥＣ１２に送出され、ここで極性ビットＰに対応し
てフレームごとに極性を変化させて出力する。

しかし、θが９０度の時は第２図（Ｃ１−■に示す様に
、Ｘ軸にＱｃｈが、ｙ軸に位相の反転されたＩｃｈ即ら
Ｉｃｈが取り出され、ｃｈ指示コードば１．０となる。

そこで、ＩｃＬ！：Ｑｃｈの信号の入れ替えを行うと共
に、Ｉｃｈの信号の極性を反転させれば正しい信号が位
相不確定除去回路１６がら得られる。

以下、θが１８０度の時はＸ軸にＩｃｈ、　　ｙ軸にＱ
ｃｈ、　ｃｈ指示コードは０，０．２７０度の時はＸ軸
にＱｃｈ、　　Ｘ軸にＩｃｈ、　ｃｈ指示コードは０．
１となるのでｃｈ指示コードの状態をみて上記の様な処
理を行えば正しい４８号が得られる。

即ら、ｃｈ指示コードにより再生キャリアの位相状態が
判るので、ｃｈの入れ替え及び極性の反転を行って位相
不確定を除去し、正しい信号を取り出すことができ、絶
対位相同期検波が行われたことになる。

と記で説明した様に、積分値制御平衡符号化の為の冗長
ビットを用いて位相不確定を除去しているので、新たに
位相不確定除去ビットを挿入せず初回の目的を達成する
ことができる。

〔発明の効果〕

以上詳細に説明した様に、本発明によれば、積分値制御
平衡符号化によりベースバンド伝送系の交流結合が可能
となるので回路動作が安定になると共に、積分値制御平
衡符号の制御シンボルに位相不確定除去コードを重畳す
る為、新たなりロックレートの上昇なしで絶対値相同！
ｔＩＩ検波が可能となる為、差動検波方式に比べて誤り
率を少なくできる。又、ＰＣを挿入しないので送信電力
が低減され、他ソステムへの干渉が軽減できると云う効
果が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例のブロック図、第２図は第１図
の動作説明図、 第３図はＦｒ（Ｃ−ＣＯＤのブロック図、第４図はフレ
ーム構成図、 第５図は従来例のブロック図、 第６図は第５図の動作説明図を示す。 図において、 ７ば積分値制御平衡符号器、 ８は変調器、 １０は復調器、 １２は積分値制御平衡復号器、 １３はフレーム同期回路、 １４は多重化部、 １５はチャンネル指示コード発生器、 １６は位相不確定除去回路を示す。 ■ 珍（ａＱＡｒＪｌさ−Ｋｎ令≦４ν月の実啄し汐′］＾
フ゛ロッ２図（シ）　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　こ久９球陪Ｐンはよ
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　　　　Ｑ　　　　Ｉ＋ ■　９ぴ　　　Ｑ　　　丁　　　　１０■ｔｏｏ’　　
　ｒ　　　６　　００ ■２７０°　　　ゐ　　Ｉ　　　　０１（Ｃ） チ１図のｖ１併貌朗圀 午　２　口 ８へ亘中］Ｐ″Ｐ１傅１殆１労各めフ゛ロツフ呟亭　３
１￥１ フし−Ａ　　堪り広こシバ 千　４　唱 上記　　ら　　ト］ 茅　９区め＠４ＹまＩＨ月口 早　乙　閏

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 送信側では、入力された複数チャンネルの２値ディジタ
   ル信号を積分値制御平衡符号器（７）で積分値制御平衡
   符号化して制御シンボルを付加した後、多値信号に変換
   して変調器（８）でキャリアを多値直交振幅変調し、 受信側では、受信された多値直交振幅変調波を復調器（
   １０）で復調した後、積分値制御平衡復号器（１２）で
   復号してディジタル信号を取出す多値直交振幅変復調方
   式において、 該積分値制御平衡符号器（７）と変調器（８）との間に
   チャンネルコードを該制御シンボルに挿入するチャンネ
   ルコード挿入部（１７）を、該復調器（１０）と該積分
   値制御平衡復号器（１２）との間に該復調器（１０）か
   らの出力の位相不確定を除去する位相不確定除去回路（
   １６）を設け、該チャンネルコードを用いて復調用再生
   キャリアの位相不確定を除去する様にしたことを特徴と
   する多値直交振幅変復調方式。