JPS6266728A

JPS6266728A - エコ−除去装置

Info

Publication number: JPS6266728A
Application number: JP20449085A
Authority: JP
Inventors: Akihiko Sugiyama; 昭彦杉山
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1985-09-18
Filing date: 1985-09-18
Publication date: 1987-03-26

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、２線／４線変換回路におけるエコー除去装置
に関する。

〔従来の技術〕

ペア線を用いて２線双方向デイジタル伝送を実現する公
知の技術として、エコーキャンセラが知られている（ア
イイーイーイー・トランザクションズ・オン・アコース
ティクス・スピーチ・アンド・シグナル・プロセンング
（ＩＥＥＥ　ＴＲＡＮＳＡＣＴｌ［］！ｌ５ＯＮ　ＡＣ
［１ｌＪＳＴＩＣ３，ＳＰεＥＣＨＡＮＤ　５ＩＧＮＡ
Ｌ　ＰＲＯＣ巳５ＳＩＮＧ　）２７巻６号、１９７９年
、７６８〜７８１頁）。このエコーキャンセラは、エコ
ーのインパルス応答の長さ分のタップ係数を持つアダプ
ティブ・フィルタ（適応型フィルタ）を用いて送出デー
・り系列に対応したエコーレプリカ（疑似エコー）を生
成し、これによって２線／４線変換回路において送信回
路から受信回路に漏込むエコーを抑圧する。この場合、
アダプティブ・フィルタの各タップ係数は、エコ−と受
信信号が混在した混在信号からエコーレプリカを差引い
た差信号と、送出データとの相関をとることによって逐
次修正される。

第６図に基づいて従来のエコーキャンセラを説明する。

第６図は２線式伝送路４を介して接続される回路で、こ
の回路は、加入者ケーブルを前提とずねば、一方は局側
に、他方は加入者側に設置される。説明を簡単にするた
め、ベースバンド伝送を仮定し、また第６図に示す回路
は加入者側の回路であるとする。

第６図において、入力端子１にはデータ周期Ｔ〔秒〕の
２値データ系列が入力され、この２値データ系列は送信
部２及びアダプティブ・フィルタ８に供給される。送信
部２に供給された２値データ系列は伝送路符号に変換さ
れた後、ハイブリッド・トランス（ＨＹＢ）３を介して
２線式伝送路４に送出される。このとき送信部２の送信
信号の一部はエコー成分としてハイブリッド・トランス
３の出力に現われ、減算器５に供給される。一方、２線
式伝送路４を通って相手側が送出した信号が入力され、
この信号はハイブリッド・トランス３を介して減算器５
に供給される。従って減算器５に入力される信号は、エ
コー成分と相手側からの受信信号とが混在した混在信号
となる。

アダプティブ・フィルタ８と減算器５は閉ループの回路
を形成し、この閉ループ回路は減算器５に入力される混
在信号からエコーを除去する作用を有する。これは、ア
ダプティブ・フィルタ８がエコーレプリカを生成し、こ
のエコーレプリカを減算器５に供給することによって実
現される。減算器５では、ハイブリッド・トランス３の
出力信号である混在信号からエコーレプリカを差引いた
差信号が得られる。この差信号は残留エコーと受信信号
から成り、また残留エコーはエコーからエコーレプリカ
を差引いたものである。こうして（尋られた差信号はア
ダプティブ・フィルタ８及び受信部６に供給される。ア
ダプティブ・フィルタ８はこの差信号によって前記タッ
プ係数の更新を行う。また受信部６では、クロックの抽
出及び受信信号の復調等を行い、識別されたデータが出
力端子７に出力される。

〔発明が解決しようとする問題点〕

先ず、信号の符号形式としてＭＳＫ　（ミニマム・シフ
ト・キーイング）符号を仮定する。第７図（ａ）はＭ　
Ｓ　Ｋ符号の波形を示す。第７図（ａ）に示すようにＭ
ＳＫ符号では・１種類のパルス波形が用意される。すな
わち、“０”及び′１゛′のデータに対してそれぞれ極
性の反転した“Ｏ″モード゛１″モードの２種類のパル
ス波形を用意する。２種類のモード間の遷移は、第７図
（ａ）中において太い矢印によって示され、現時点のモ
ードは１シンボル前のモードによって決定される。

このＭＳＫ符号は、送出シンボル波形の境界において極
性が必ず反転するという性質を有している。

例えば、データ“０”、モード０”の状態である場合に
は、データ“０”、モード１″又はデータ゛１”、モー
ド゛１″のいずれかに遷移するか、データ゛″Ｏ”、モ
ード′０“′の状態を保つかのいずれかが選択される。

なお、ＭＳＫ符号では、データ“１″については１シン
ボル内で正負のバランスがとれているが、データ”　Ｑ
”については１シンボル内で正負のバランスがとれてい
ない。

しかし、第７図（ａ）のモード遷移で明らかなように、
連続するデータ系列内でデータ“０″が偶数個存在すれ
ば正負のバランスがとれ、直流成分はほとんど無視でき
る。

上記ＭＳＫ符号によれば、前記減算器５に供給されるエ
コーはデータ周期Ｔにおいて２つの線形独立な波形を含
むので、減算器５に供給するエコーレプリカも２種類の
線形独立な波形から生成する必要がある。そのためには
、前記アダプティブ・フィルタ８の係数を２種類用意し
てそれぞれの波形に対応させなければならず、この結果
係数メモリやその切換器等のハードウェアの増大を引起
こすという問題が生じる。

一方、ＭＳＫ符号の波形をデータ周期の１／２の区間で
見ると、線形独立の波形は１種類になり、これによれば
従来技術をそのまま適用することができる。すなわち、
アダプティブ・フィルタ８をデータ周期の１／２周期で
動作させることによって、係数を１種類にすることがで
きる。そこで、次にかかる係数を１種類にすることので
きるアダプティブ・フィルタの動作を第８図で説明する
。

第８図に、第６図のアダプティブ・フィルタ８の一例を
示す。第８図の入力信号４１は、第６図の入力端子１に
供給される２値データ系列に等しい。

入力信号４１は遅延素子８２．と乗算器８３．と係数発
生器８４ｏに加えられる。遅延素子８２．に加えられた
入力信号４１はＴ／２秒遅延されて、遅延素子８２２に
供給される。乗算器８３．に加えられた入力信号４１は
係数発生器８４ｏから供給される係数と乗算されて、加
算器４５に伝えられる。同様にして、遅延素子８２１（
ｉ＝Ｌ　　２．　　・・・・・・、２Ｎ−１）に供給さ
れた信号はＴ／２秒遅延されて、遅延素子８２、や１に
供給される。また、乗算器８３．、に供給された信号は
係数発生器８４．、から供給された係数と乗算されて、
加算器４５に伝えられる。遅延素子８２゜Ｎ−１の出力
は、乗算器８３□、−３で係数発生器８４２．、からの
信号と乗算されて、加算器４５に伝えられる。加算器４
５では、乗算器８３ｏ、　８３．、　・・・・・・、８
３□Ｎ−１の出力をすべて加算し、出力信号４８とする
。係数発生器８４ｏ、　８４．。

・・・・・、８４□Ｎ−１は入力信号４９を用いて各々
新１−い係数を発生し、乗算器８３．、８３．、　・・
・・・・、　８３２１１−１へ供給する。出力信号４８
は第６図のアダプティブ・フィルタ８から減算器５に供
給されるエコーレプリカに、入力信号４９は第６図の減
算器５からアダプティブ・フィルタ８に供給される差信
号に等しい。

一般に、所望の帯域内でエコーを消去するために、第６
図のアダプティブ・フ、イルク８はデータ周期Ｔの２Ｒ
倍（Ｒは正の整数）で動作し、これらＲ個の出力をＴ秒
の間で順に切換えて用いる。

Ｒを捕間定数（インタポレーション・ファクタ）という
。このときは、第８図のアダプティブ・フィルタをＲ組
用い、その出力信号４８をＲ接点の切換スイッチで切換
える。入力信号４９は、出力信号４８に対応して切換え
る。また、入力信号４１と遅延素子８２．（ｉ＝１．２
．　　・・・・・・、２Ｎ−１）はＲ組のすべてに対し
て共用できる。

第８図から明らかなように、従来のエコー除去装置では
、伝送路符号としてＭＳＫ符号を用いた場合に、データ
周期の２倍のレートでアダプティブ・フィルタを動作さ
せなければならず、単位時間当たりの演算量が増加し、
大規模なハードウェアが必要になるという問題があった
。

本発明の目的は、ある基本波形及びこの基本波形の極性
を反転した波形を構成要素とし、１周期分の波形は構成
要素を任意の順序で２回繰り返して作られ、且つどの送
出シンボル波形の境界でも極性が反転する伝送路符号を
用いた場合に、従来よりも単位時間当りの演算量が少な
く、ハードウェア規模も小さい新規なエコー除去装置を
提供することにある。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明は、２線／４線変換回路の４線側にて送信回路よ
り受信回路へ漏込むエコーを除去するエコー除去装置に
おいて、否定排他的論理和回路と、送信データを入力して１デー
タ周期遅延させた後前記否定排他的論理和回路の一方の
入力に供給する第、１の遅延素子と、前記否定排他的論
理和回路の出力を１データ周期遅延させた後、前記否定
排他的論理和回路の他方の入力に供給する第２の遅延素
子と、前記送信データと前記否定排他的論理和回路の出
力を入力する排他的論理和回路とから成るデータ変換回
路と、このデータ変換回路の出力を入力しエコーレプリ
カを生成するアダプティブ・フィルタと、エコーと受信
信号から成る混在信号と１′１イ１記エコーレプリカと
の差を求めこの差信号を前記アダプティブ・フィルタに
帰還する減算器と、を備えた、−どを特徴としている。

〔作用〕

本発明においては、送出シンボル波形の中心からＴ秒離
れた点までを周期とする新たな入力信号を考え、この入
力信号によれば、データ周期Ｔの中心は必ｒ新たな入力
信号の送出シンボル波形の境界となり、伝送路符号の性
質上必ず波形の極性が反転すことを利用する。この波形
の極性の組合せには、正から負又は負から正の２通りし
かなく、これろを”＋１”と−１”に対応させれば、互
いに独立な波形は１種類だけになる。このように基本波
形は唯一なので、データ周期の中心で極性が正から負に
変わる波形は、負から正に変わる波形に−１をかければ
得られるし、その逆も成立する。この性質を利用すれば
、データ周期Ｔ秒毎に＋１”又は’　−１”を割当てる
ことができ、これによってアダプティブ・フィルタの動
作レートをＴ秒にすることができる。

〔実施例〕

以下に、図面を用いて本発明の詳細な説明する。

第１図は本発明に係るエコー除去装置の構成を示すブロ
ック図である。図中、第６図で説明した構成要素と同一
のものには同一の符号を付している。このエコー除去装
置では、新しくデータ変換部９が入力端子１とアダプテ
ィブ・フィルタ８との間に接続され、その他の構成は第
６図に示したエコー除去装置と同じである。

第１図において、入力端子１には前記２値データ系列が
供給され、この２値データ系列は送信部２とデータ変換
部９に供給される。送信部２に供給された２値データ系
列は伝送路符号に変換された後、ハイブリッド・トラン
ス３を介して２線式伝送路４に送出される。このとき送
信部２の送信信号の一部はエコー成分としてハイブリッ
ド・トランス３を通って減算器５に与えられる。一方、
２線式伝送路４を通って相手側の回路が送出した信号が
入力され、この信号はハイブリッド・トランス３を介し
て減算器５に供給される。従って減算器５に入力する信
号は、エコーと相手側からの受信信号が混在した混在信
号となる。

また、アダプティブ・フィルタ８と減算器５が形成する
閉ループ回路は、減算器５に入力される混在信号の中か
らエコーを除去するように動作する。エコーの除去は、
アダプティブ・フィルタ８が、データ変換部９から供給
されるデータを用いてエコーレプリカを生成し、これを
減算器５に与えることによって実現される。

そこで、次にアダプティブ・フィルタ８にデータを供給
するデータ変換部９について詳述する。

先ず第２図に基づいてデータ変換部９におけるデータ変
換の状態を説明する。第２図において（ａ）、（ｂ）は
、第１図のデータ変換部９の入力信号であるＭＳＫ符号
の波形例、（ｃ）はデータ変換部９の出力波形例を表わ
している。

（ａ）〜（Ｃ）の波形の下部に示した数字は、その波形
に対応した２！ｉｉ！データ系列を示し５たもので、（
ａ）、（ｂ）では左側の数字がＭＳＫ符号のデータ信号
、右側の数字がモード信号を表わす。第２図（ａ）はデ
ータ変換部９の入力信号であるＭＳＫ符号の波形を周期
Ｔ秒のＣＬ　Ｋ　１と共に示したものである。送出シン
ボル波形の境界はＣＬＫｌに一致する。第２図（ｂ）は
第１図と同じＭＳＫ符号を周期Ｔ／２秒のＣＬＫ２と共
に示したものである。ＣＬＫｌの周期はＴ秒であるが、
第２図（ｂ）に示すように周期Ｔ／２秒のＣＬＫ２で見
れば、線形独立な波形は１種類だけとなる。これは、ア
ダプティブ・フィルタ８の動作レートをＴ／２秒にすれ
ば、従来のアダプティブ・フィルタで対応できることを
示している。ここで、ＣＬＫ３を用いて、ＣＬＫ　１に
おける隣接した２つのサンプルの中心から中心までのＴ
秒離れた間を新たな１周期と考えると、第２図（ｂ）に
示すようにＣＬＫ３は送出シンボル波形の境界となり、
伝送路符号の性質から°必ず波形の極性が反転する。

この波形の極性の組合わせには、「正から負」又は「負
から正」の２通りしかなく、これらを第２図（Ｃ）に示
すようにそれぞれ“０”と“１”に対応させれば、互い
に独立な波形は１種類だけになる。ただし、０”はデー
タ周期Ｔの間＋１を保持する波形を、“１”はデータ周
期Ｔの間−１を保持する波形を表わすとする。もちろん
、“０″と“１”をこの反対に定義してもかまわない。

このように、データ変換部９は線形独立な２つの波形か
らなる第２図（ａ）のＭＳＫ符号を、唯１つの線形独立
な波形しか持たない第２図（Ｃ）に示す波形に変換して
、出力する。このデータ変換部９の出力を用いることに
より、アダプティブ・フィルタ８の動作レートを下げる
ことができる。

上記の如きデータ変換を行うデータ変換部９は、例えば
第３図に示す回路で実現することができる。

第３図中の入力信号３１は、第１図のデータ変換部９の
入力信号である送信データ系列に等しい。１データ周期
であるＴ秒の遅延時間を有する遅延素子３２．３３と否
定排他的論理和回路（以下ＸＮ０Ｒ）３４によってＭＳ
Ｋ符号化回路３８が構成される。すなわち、第１の遅延
素子３２は入力信号３１を入力してＴ秒遅延させた後Ｘ
Ｎ０Ｒ３４の一方の入力に供給し、第２の遅延素子３３
はＸ　Ｎ　ＯＲ３４の出力をＴ秒遅延させた後Ｘ　Ｎ　
ＯＲ３４の他方の入力に供給するように接続される。Ｘ
　Ｎ　ＯＲ３４の出力及び入力信号３１は、排他的論理
和回路（以下Ｘ０Ｒ）３５に供給される。Ｘ０Ｒ３５に
入力されるＸＮ０Ｒ３４の出力信号はＭＳＫ符号のモー
ド信号であり、−万入力信号３１はＭＳＫ符号のデータ
信号に等しい。

第７図に示したＭＳＫ符号の状態遷移図から明らかなよ
うに、ＭＳＫ符号のモード信号は１シンボル前のデータ
信号とモード信号により決定される。すなわち、１シン
ボル前のデータ信号が“０”のときは、現在のモード信
号は１シンボル前のモード信号と反対の極性、１シンボ
ル前のデータ信号が′１″のときは、現在のモード信号
は１シンボル前のモード信号と同じ極性になる。従って
、遅延素子３２の出力である１シンボル前のデータ信号
と遅延素子３３の出力である１シンボル前のモード信号
の否定排他的論理和をとることにより、現在のモード信
号が得られる。こうして得られたＭＳＫ符号のデータ信
号とモード信号はＸ０Ｒ３５に供給され、アダプティブ
・フィルタ８に供給される２値データ系列が作り出され
る。

第２図で説明したように、ＣＬＫ３において隣接する２
サンプル点の中心でＭＳＫ符号の極性は必ず反転する。

すなわち、ＭＳＫ符号の波形は、最初のＴ／２秒は＋１
、次のＴ／２秒は−１の値を保持する波形か、最初のＴ
／２秒は−１、次のＴ／２秒は＋１の値を保持する波形
のどちらかである。第７図の定義に従えば、前者、すな
わち正から負に反転する場合は、データ信号とモード信
号が共に“０”か共に“１”のときである。また、後者
、すなわち負から正に反転する場合は、データ信号とモ
ード信号が“０”と“１”、又は１″とＯ′″のときで
ある。ゆえに、Ｘ０Ｒ３５においてデータ信号とモード
信号のＸＯＲをとれば、その出力信号は第２図（Ｃ）に
示した定義に従って、”　ｏ　”または“１″の２値デ
ータ系列となる。この２値デ一ク系列は、遅延素子３６
で１７２秒遅延され、出力信号３７となる。このＴ／２
秒の遅延は、第２図で説明したＣＬＫｌからＣＬＫ３へ
のＴ／２秒のシフトに相当する。出力信号３７は、第１
図のデータ変換部９の出力信号に相当する。

なお上記おいて、ＸＯＲをＸＮＯＲで置き換えて、第２
図（Ｃ）と反対の定義をしても差し支えない。また、遅
延素子３６を除去して、Ｘ０Ｒ３５の出力を直接出力信
号３７とし、アダプティブ・フィルタ８のタップ数をＴ
／２秒に対応して増加させてもよい。

以上説明した手続きにより、独立な波形を２つ持つ第２
図（ａ）に示すＭＳＫ符号は、唯１つの独立な波形しか
持たない第２図（Ｃ）に示す波形に変換される。得られ
たデータ変換部９の出力は、第１図のアダプティブ・フ
ィルタ８に供給される。

なお、第３図のデータ変換部９において、遅延素子３２
．３３とＸ　Ｎ　ＯＲ−３４によって構成されるＭＳＫ
符号化回路３８は省略することができる。このとき、デ
ータ変換部９の入力信号３１は、送信部２の出力信号、
すなわちＭＳＫ符号のデータ信号とモード信号となり、
これらがＸ０Ｒ３５へ供給される。

次にアダプティブ・フィルタ８の構成及びその作用につ
いて詳述する。

第４図はアダプティブ・フィルタ８の構成を示すブロッ
ク図である。第４図において、入力信号４１、４９は、
それぞれデータ変換器９から供給される２値データ系列
（＋１又は−１の値をとる）と減算器５から出力される
差信号に対応している。

また出力信号４８は、アダプティブ・フィルタ８の出力
信号に対応している。入力信号４１として供給された２
値データ系列は、遅延素子４２３乗算器４３ｏ。

４３、及び係数発生器４４ａ、　４４．に供給される。

Ｔ秒の遅延を与える遅延素子４２．、４２□、・・・・
・・、４ｈ−！はこの順に接続されており、各々フリッ
プ・フロツプで実現することができる。ここで、Ｎは正
整数である。また、２値データ系列のデータ周期はＴ秒
である。遅延素子４２ｉ　（ｉ＝　１．２．・・・・・
・、Ｎ＝１）の出力はそれぞれ、乗算器４３２＋、　４
３２１゜１及び係数発生器４４゜ｉ＋４４２ｉ＋１に供
給される。乗算器４３゜１゜４３゜、。、ではそれぞれ
係数発生器４４□ｉ＋　４４２ｉ＋１の出力である各係
数と入力データが乗算された後、各乗算結果はそれぞれ
加算器４５．、　４５２に入力され加算される。加算器
４５．、４５□の出力端子はスイッチ・１６の入力接点
となる。スイッチ４６は加算器４５．、４５２゜の出力
をこの順に１７２秒毎に選択して出力信号４８として出
力する。出力信号４８はエコーレプリカであり、Ｔ／２
秒毎にエコーレプリカが発生される。一方、スイッチ４
６と同期して動作するスイッチ４７はスイッチ４６と人
出力が逆転している。すなわち、スイッチ４７は入力信
号４９をＴ／２秒毎に２個の接点に順番に分配する機能
を有する。スイッチ４７の各接点出力は、同期して動作
するスイッチ４６に対応した接点に接続される信号経路
に存在する係数発生器に供給されている。

以上においては補間定数が２の場合を説明したが、この
場合にも第８図で説明したように、上記構成を有する全
く同一のアダプティブ・フィルタをＲ組用い且つその出
力信号４８をＲ個の接点の切換スイッチで切換えること
によって、２Ｒ倍の補間が達成される。この場合、入力
信号４９は出力信号４８に対応して切換える。また入力
信号４１と遅延素子４２．．４２２．・・・・・・、　
４２．、はＲ組のすべてに対して共用される。

第５図は係数発生器４４１（β−０，１，・・・・・・
。

Ｎ−１）の詳細ブロック図を示したものである。

第５図の入力信号５１は、第４図における２値データ系
列又は遅延素子４２．、４２２．・・・・・・、　４２
Ｎ−、の出力信号に対応している。また、第５図の入力
信号５２は、第４図におけるスイッチ４７の接点出力に
対応している。さらに、第５図の出力信号５３は、第４
図における係数発生器４４ｔの出力に対応している。

第５図において、入力信号５１及び５２は乗算器５５に
供給され、その乗算結果は加算器５６の一方の入力にな
る。加算器５６の出力はＴ秒の遅延素子５７を介して帰
還されており、Ｔ秒毎に行なわれる係数の更新は、乗算
器５５に供給されている入力信号５１及び５２の相関値
を１サンプル的の係数値に加えることにより実現される
。出力信号５３が係数である。

上記の如くしてアダプティブ・フィルタ８により発生し
たエコーレプリカは減算器５に供給される。減算器５は
、前述した通り混在信号からエコーレプリカを差引いた
差信号を１尋、この差信号をアダプティブ・フィルタ８
及び受信部６に供給する。アダプティブ・フィルタ８は
差信号を用いて係数更新を行う。この場合、送信部２か
らハイブリッド・トランス３を通ってエコーを生じさせ
る信号波形とデータ変換部９からアダプティブ・フィル
タ８に供給される信号波形は異なっているので、アダプ
ティブ・フィルタ８は、減算器５に供給する信号波形が
ハイブリッド・トランス３をまわり込んでくるエコーの
信号波形を子分に近似するように、係数を適応的に制御
する。また受信部６では、クロックの抽出、受信信号の
復調などが行われ、これによって得られたデータは出力
端子７に生じる。

上記ではＭＳＫ符号を用いて実施例を説明したが、入力
信号としては例えば第７図（ｂ）に示すような符号を用
いることができる。第７図（ｂ）に示す符号は、ＭＳＫ
符号の波形を構成する振幅＋１又は−１の矩形パルスの
代わりに孤立正弦波の半分を採用したものである。この
ように、本発明は、ＭＳＫ符号を構成する振幅＋１又は
−１の矩形パルスに相当する１つの基本波形を構成要素
とし、この構成要素を任意の順序で２回繰返して１デー
タ周期分の波形を構成する伝送路符号について正しく適
用できる。

〔発明の効果〕

以上の説明で明らかなように本発明によれば、エコーレ
プリカを発生しこれを混在信号に減算することによって
エコーを除くようにした２線／４線変換回路のエコー除
去装置において、送出シンボル波形の境界で極性が反転
する符号を入力信号として用いるように構成したため、
回路構成が簡易となり、単位時間当りの演算量が少なく
なり、且つハードウェアの規模を小さくすることができ
る効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係るエコー除去装置の構成を示すブロ
ック図、第２図はデータ変換部におけるデータ変換を説明する図
、第３図はデータ変換部の構成を示すブロック図、第４図
はアダプティブ・フィルタの構成を示すブロック図、第５図は係数発生回路の構成を示すブロック図、第６図
は従来のエコー除去装置の構成を示すブロック図、第７図は伝送路符号を説明する図９、第８図は従来のエコー除去装置におけるアダプティブ・
フィルタの構成を示すブロック図である。２　・・・・・・・・・・・・　送信部３　・・・・・
・・・・・・・　ハイブリッド・トランス４　・・・・
・・・・・・・・　２線式伝送路５　・・・・・・・・
・・・・　減算器６　・・・・・・・・・・・・　受信
部８　・・・・・・・・・・・・　アダプティブ・フィ
ルタ９　・・・・・・・・・・・・　データ変換部３２
、３３．３６　　・・・　遅延素子３４　　・・・・・
・・・・・・・　否定排他的論理和回路３５　　・・・
・・・・・・・・・　排他的論理和回路代理人　弁理士
　　岩　佐　義　幸 ←Ｔ→ ←Ｔ− 第２図第３図第５図

Claims

【特許請求の範囲】

（１）２線／４線変換回路の４線側にて送信回路より受
信回路へ漏込むエコーを除去するエコー除去装置におい
て、否定排他的論理和回路と、送信データを入力して１デー
タ周期遅延させた後前記否定排他的論理和回路の一方の
入力に供給する第１の遅延素子と、前記否定排他的論理
和回路の出力を１データ周期遅延させた後、前記否定排
他的論理和回路の他方の入力に供給する第２の遅延素子
と、前記送信データと前記否定排他的論理和回路の出力
を入力する排他的論理和回路とから成るデータ変換回路
と、このデータ変換回路の出力を入力しエコーレプリカ
を生成するアダプティブ・フィルタと、エコーと受信信
号から成る混在信号と前記エコーレプリカとの差を求め
この差信号を前記アダプティブ・フィルタに帰還する減
算器と、を備えたことを特徴とするエコー除去装置。