JPS6259489B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はたとえばオーデイオ用のリニア増幅を
行なう差動回路に関する。

オーデイオ装置等においては、差動回路は交流
電流（電圧）を増幅するために用いられる。従つ
て、増幅の直線性特性は重要である。

〔従来の技術および発明が解決しようとする問題点〕

従来の差動回路は第１図に示される。第１図に
おいて、１対のトランジスタQ₁，Q₂は負帰還用
抵抗Ｒ_Eを介して共通の定電流源IP₁に接続されて
いる。このトランジスタQ₁のベースの差動入力
電圧ΔＶ_ioに対して、バイアス条件（2I_EE）で与
えられる電圧／電流変換利得により出力として電
流I₀に対してΔI₀が得られる。なお、この場合、
ΔＶ_io＝０のときにトランジスタQ₁，Q₂のオフセ
ツト電圧はゼロとする。しかしながら、トランジ
スタQ₁，Q₂の電圧／電流変換特性は対数関係と
なるために、差動入力電圧ΔＶ_ioの振幅が大きく
なると歪み（非直線性）が生ずる。このため、負
帰還用抵抗Ｒ_Eを挿入して直線性を改善してい
る。すなわち、トランジスタQ₁，Q₂の特性が同
一であれば、第１図の左側の回路では、 V₁＋ΔＶ_io＝Ｖ_BE1＋１＋ｈ_ＦＥ／ｈ_ＦＥ・ （I₀＋ΔI₀）・Ｒ_E＋Ｖ_IP1 …(1) ただし、Ｖ_BE1はトランジスタQ₁のベース−エ
ミツタ電圧、ｈ_FEは電流増幅率、Ｖ_IP1は定電流
源IP₁の電圧低下である。他方、第１図の右側の
回路では、 V₁＝Ｖ_BE2＋１＋ｈ_ＦＥ／ｈ_ＦＥ・（I₀＋ΔI₀） ・Ｒ_E＋Ｖ_IP1 …(2) ただし、Ｖ_BE2はトランジスタQ₂のベース−エ
ミツタ電圧である。従つて、(1)，(2)式から、 ΔＶ_io＝Ｖ_BE1 −Ｖ_BE2＋２・１＋ｈ_ＦＥ／ｈ_ＦＥ・ΔI₀・Ｒ_E…
(3) となる。ところで、トランジスタQ₁，Q₂の電
圧／電流特性は次の電圧／電流特性を有する。

Ｖ_BE＝ｋＴ／ｑlnＩ_Ｃ／Ｉ_Ｓ ただし、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、
ｑは電荷、Ｉ_Cはコレクタ電流、Ｉ_Sはコレクタ飽
和電流である。従つて、(3)式は ΔＶ_io＝ｋＴ／ｑlnＩ_０＋ΔＩ_０／Ｉ_Ｓ−ｋＴ／ｑln
Ｉ_０−ΔＩ_０／Ｉ_Ｓ ＋２・１＋ｈ_ＦＥ／ｈ_ＦＥ・ΔI₀・Ｒ_E ＝ｋＴ／ｑlnＩ_０＋ΔＩ_０／Ｉ_０−ΔＩ_０＋２・
１＋ｈ_ＦＥ／ｈ_ＦＥΔI₀・Ｒ_E… (4) 従つて、ΔI₀／I₀≪１（振幅が小さい小信号）
においては、 ΔＶ_io＝２・１＋ｈ_ＦＥ／ｈ_ＦＥΔI₀・Ｒ_E …(5) となり、直線性が確保されるが、ΔI₀が大きくな
るにつれて(4)式の右辺第１項が誤差として大きく
影響し、歪み（非直線性）が増加する。なお、
V₁は直流バイアスである。

(4)式において、上述の歪みを小さくすぬたせに
は、右辺第１項におけるI₀（〓Ｉ_EE）を大きくす
るか、あるいは右辺第２項におけるＲ_Eを大きく
するかが考えられるが、前者の場合Ｉ_EEＲ_Eが大
きくなつて電源使用効率が低下し、また、後者の
場合は、電源使用効率が低下すると共に利得Δ
I₀／ΔＶ_ioが小さくなり、共に不都合を生ずる。

本発明の目的は、直線性を改善した差動回路を
提供することにある。

〔問題点を解決するための手段〕

上述の問題点を解決するために本発明は、第
１、第２のトランジスタQ₁，Q₂のエミツタおよ
びベースにそれぞれ接続されたベースおよびコレ
クタを有する第３、第４のトランジスタQ₃，Q₄
とを具備し、これらの第３、第４のトランジスタ
Q₃，Q₄のコレクタに相等しい定電流を供給し、
それぞれのエミツタを入力端としたものである。

〔作 用〕

上述の手段によれば、第１、第２のトランジス
タQ₁，Q₂のベース電位はそれぞれのエミツタに
負帰還され、この結果、第１、第２のトランジス
タのベース−エミツタ電圧をほぼ一定となる。

〔実施例〕

以下、第２図により本発明の一実施例を説明す
る。第２図においては、トランジスタQ₁，Q₂と
同極性のトランジスタQ₃，Q₄、逆極性のエミツ
タホロワを構成するトランジスタQ₅，Q₆、およ
び２つの定電流IP₂が第１図の要素に付加されて
いる。

第２図において、トランジスタQ₁のベース電
流は１／ｈ_ＦＥ（I₀＋ΔI₀）であり、エミツタ電流は １＋ｈ_ＦＥ／ｈ_ＦＥ（I₀＋ΔI₀）であるので、トランジ
スタQ₃ のコレクタ電流は、 Ｉ_BB−１／ｈ_ＦＥ（I₀＋ΔI₀） となる。従つて、トランジスタQ₃のベース電流
は、 １／ｈ_ＦＥＩ_BB−１／ｈ_ＦＥ ^２（I₀＋ΔI₀） であり、また、エミツタ電流は、 １＋ｈ_ＦＥ／ｈ_ＦＥ｛Ｉ_BB−１／ｈ_ＦＥ（I₀＋ΔI₀
）｝ である。この結果、左側の抵抗Ｒ_Eに流れる電流
は、 （１＋ｈ_ＦＥ／ｈ_ＦＥ＋１／ｈ_ＦＥ ^２）（I₀＋ΔI₀
） −１／ｈ_ＦＥＩ_BB となる。なお、トランジスタQ₅のエミツタ電流
はトランジスタQ₃のコレクタ電流と同一であ
る。

同様に、トランジスタQ₂のベース電流は１／ｈ_ＦＥ （I₀＋ΔI₀）であり、エミツタ電流は１−ｈ_ＦＥ／ｈ_Ｆ
Ｅ（I₀− ΔI₀）であるので、トランジスタQ₄のコレクタ電
流は Ｉ_BB−１／ｈ_ＦＥ（I₀−ΔI₀） となる。従つて、トランジスタQ₄のベース電流
は、 １／ｈ_ＦＥＩ_BB−１／ｈ_ＦＥ ^２（I₀＋ΔI₀） であり、また、エミツタ電流は、 １＋ｈ_ＦＥ／ｈ_ＦＥ｛Ｉ_BB−１／ｈ_ＦＥ（I₀＋ΔI₀
）｝ である。この結果、右側の抵抗Ｒ_Eに流れる電流
は、 （１＋ｈ_ＦＥ／ｈ_ＦＥ＋１／ｈ_ＦＥ ^２）（I₀−ΔI₀
） −１／ｈ_ＦＥＩ_BB となる。なお、トランジスタQ₆のエミツタ電流
はトランジスタQ₄のコレクタ電流と同一であ
る。

従つて、電位V₁＋ΔＶ_ioは、 V₁＋Ｖ_io＝｛（１＋ｈ_ＦＥ／ｈ_ＦＥ＋１／ｈ_ＦＥ ^２）（I₀＋ΔI₀）−１／ｈ_ＦＥＩ_BB｝Ｒ_E＋Ｖ_IP1−Ｖ_BE3−Ｖ_B
E5…(6) ただし、Ｖ_IP1は定電流源IP₁の電圧、Ｖ_BE3お
よびＶ_BE5は、それぞれ、トランジスタQ₃および
Q₅のベース−エミツタ電圧、 により表わされる。他方、電位V₁は、 V₁｛（１＋ｈ_ＦＥ／ｈ_ＦＥ＋１／ｈ_ＦＥ ^２）（I₀−ΔI₀）−１／ｈ_ＦＥＩ_BB｝Ｒ_E＋Ｖ_IP1−Ｖ_BE4−Ｖ_BE6 …(7) ただし、Ｖ_BE4およびＶ_BE5は、それぞれ、トラ
ンジスタQ₄およびQ₅のベース−エミツタ電圧、 により表わされる。従つて、(6)，(7)式から、 となり、一般に、ｈ_FE≫１であるので、 ΔＶ_io＝２ｋＴ／ｑln（ｈ_ＦＥＩ_ＢＢ−Ｉ_０）＋ΔＩ_０／（ｈ_ＦＥＩ_ＢＢ−Ｉ_０）−ΔＩ_０＋…ΔI₀・Ｒ_E…(8) となる。従つて、（ｈ_FEＩ_BB−I₀）≫ΔI₀であれ
ば、ΔI₀による(8)式右辺第１項はゼロに近くな
り、右辺第２項に対する影響は少なくする。ここ
で、Ｉ_BBはＩ_EE（〓I₀）に対して比較的任意に設
定できるので、条件（ｈ_FEＩ_BB−I₀）≫ΔI₀を可能
にし、(4)式に比べて非直線性誤差の発生を小さく
することができる。また、Ｒ_E，Ｉ_EE，Ｉ_BBを、
それぞれ、(8)式で与えられる利得、および駆動振
幅の誤差に合わせて選択することもできる。

なお、第２図において、トランジスタの極性を
すべて逆極性にしてもよい。また、トランジスタ
Q₁，Q₂をダーリントン回路により構成して電流
利得を増加させることもできる。

〔発明の効果〕 以上説明したように本発明によれば、第１、第
２のトランジスタQ₁，Q₂のベース−エミツタ電
圧が信号電流ΔI₀によつて生じる変化分を第３〜
第６のトランジスタQ₁Q₃〜Q₆で吸収するので、
歪み（非直線性誤差）を小さくできるという効果
を奏する。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の差動回路の回路図、第２図は本
発明の一実施例としての差動回路の回路図であ
る。 Q₁〜Q₆：第１〜第６のトランジスタ、Ｒ_E：負
帰還用抵抗、IP₁，IP₂：定電流源、Ｖ_io：差動入
力電圧。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 定電流源IP₁と、エミツタが抵抗Ｒ_Eを介して
   前記定電流源に接続された第１、第２のトランジ
   スタQ₁，Q₂と、該第１、第２のトランジスタの
   エミツタおよびベースにそれぞれ接続されたベー
   スおよびコレクタを有する第３、第４のトランジ
   スタQ₃，Q₄とを具備し、前記第３、第４のトラ
   ンジスタのコレクタに相等しい定電流Ｉ_BBを供給
   し、それぞれのエミツタを入力端としたことを特
   徴とする差動回路。