JPS62502433A - デジタルレギュレ−タのセッテングの調整方法 - Google Patents
デジタルレギュレ−タのセッテングの調整方法Info
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- JPS62502433A JPS62502433A JP61502034A JP50203486A JPS62502433A JP S62502433 A JPS62502433 A JP S62502433A JP 61502034 A JP61502034 A JP 61502034A JP 50203486 A JP50203486 A JP 50203486A JP S62502433 A JPS62502433 A JP S62502433A
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- G05B—CONTROL OR REGULATING SYSTEMS IN GENERAL; FUNCTIONAL ELEMENTS OF SUCH SYSTEMS; MONITORING OR TESTING ARRANGEMENTS FOR SUCH SYSTEMS OR ELEMENTS
- G05B13/00—Adaptive control systems, i.e. systems automatically adjusting themselves to have a performance which is optimum according to some preassigned criterion
- G05B13/02—Adaptive control systems, i.e. systems automatically adjusting themselves to have a performance which is optimum according to some preassigned criterion electric
- G05B13/04—Adaptive control systems, i.e. systems automatically adjusting themselves to have a performance which is optimum according to some preassigned criterion electric involving the use of models or simulators
- G05B13/042—Adaptive control systems, i.e. systems automatically adjusting themselves to have a performance which is optimum according to some preassigned criterion electric involving the use of models or simulators in which a parameter or coefficient is automatically adjusted to optimise the performance
- G05B13/045—Adaptive control systems, i.e. systems automatically adjusting themselves to have a performance which is optimum according to some preassigned criterion electric involving the use of models or simulators in which a parameter or coefficient is automatically adjusted to optimise the performance using a perturbation signal
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
デジタルレギュレータのセッテングの
調整方法
本発明は請求の範囲第1項の前文の記載の種類の方法に係り,特に、専らではな
いが,簡単なリレーフィートバック実験から得られる結果によりデジタルプロセ
スレギュレータの設定を調節するための方法に係る。
総てのデジタルレギュレータが遭遇する深刻な問題の1つはレギュレータを同調
させるために用いられるパラメータを簡単な方法て得るのが困難なことである。
本願発明と同一の発明人によるスウェーデン特許明細書第8104989−2号
には多くのプロセスがリレーフィートバックによる周期的な振動を経験すると云
う事実を用いた1つの方法が記載されている。簡単なリレーフィードバック実験
が行なわれ、合成振動の振幅及び周期がジ−グラ−ニコルスの方法に類似の方法
による制御概念に基づきPID型レギュレータを同調させるために用いられる。
なおPIDはProportional (比例)、Integrated (
積分)、Derivating (微分)を意味する。この従来技術による同調
方法は即ち単に振動の振幅及び周期の知識、情報のみに基づく。この方法は多く
の場合に成功はしているが、このモデルはナイクィスト図表のオープンループ系
の周波数曲線の中の一点にのみ基いているという基本的な欠点を有している。
プロセスモデルはまた最初にサンプリング周期を選定し攪乱信号を導入して実験
的に決定することが出来る。
その後プロセスモデルは或適当なパラメータ評価法により得られる。レギュレー
タが自動的に同調される場合には発振は通常のフィードバックにより生じ、パラ
メータは更にさらなる測定が行なわれるに従って回帰的にそり。
て累進的に決定される。
サンプリング周期は従来のパラメータ評価及び応用的な制御の両者の観点におい
て臨界的なパラメータである。サンプリング周期を概算、評価するためにはその
モデルのタイム・スケール及び用いられるシステムについて前もって知る必要が
ある。これは長い間口動的なモデルの構成及び応用的な調節又は同調を達成する
上で障害であった。
同調用デンタルレギュレータの既知の方法が有する上記の困難性は今では以下に
続く請求の範囲に記載の特徴を有する方法により解決されている。この方法のさ
らなる改良及び発展は、この方法を実施するための装置と共に残りの請求の範囲
の項に記載されている。
本発明により簡単なリレーフィードバック実験の結果がプロセスの必要な知識、
情報を得るために用いられる。リレーフィードバック実験を用いる上記の従来の
方法と本発明による方法との違いは、実験を行なう際に出力によって得られた発
振信号の振幅及び周期だけを用いる代りに、本発明による方法においては更に、
実験の1段階の間のリレーフィードバックにより影響を受けたプロセスから生じ
た出力信号の形から得られるその曲線の形状の知識情報も用いることである。従
って1周期の間に得られる曲線は、曲線上の多数の点においてサンプリングされ
、曲線上のこれ等の点において得られたサンプリング値は関連するプロセスの応
用的変更に適したレギュレータ手段の正確な演算に用いられる。この演算は、或
法則に基づいてマイクロプロセッサ−のようなコンピューター装置が、得られた
サンプリング値から直接に簡単かつすぐ実行できる方法て有効なレギュレータを
演算、制御出来る様な方法で行なわなければならない0本発明による方法の結果
として、デジタル調節に直接応用されるモデルが得られる。従来の既知の技術と
異なり、計算又は演算されたレギュレータはPIDレギュレータの形を有しない
。本発明による方法は更に簡単な方法でプロセスの無駄時間を計算する可能性を
提供する。無駄時間は応用されるレギュレータに対してしばしば問題となり、実
際応用的な系の使用を限定する要因である。
不規則なサンプリング点の分布を選定することも考えられる手段であるがサンプ
リング点は1周期にわたって一様に分布されてもよい。本発明のさらなる発展に
よりサンプリング点の数は変更出来る。
以下本発明を添付の図面に関し更に詳細に説明する。
第1図は本発明に係るレギュレータシステムのブロック図である。
第2図はリレーフィードバックによって発生し制御されるプロセスに加えられる
入力信号を示す。
第3図はリレーフィードバックによる同じプロセスの信号出力を示す。
第4図はリレーフィードバックにより得られたプロセス出力信号を示し、更に遅
延時間即ち無駄時間の評価を示す。
第1図は本発明により調整又は制御されるシステムのブロック図を示す。入力信
号旦及び出力信号ヱを有するプロセスlはフィードバックループを有し、該ルー
プはレギュレータ2を備えている。リレー回路4はスイッチ3によってプロセス
1のフィードバックルーズの中のレギュレータ2と選択的に結合されうる。該レ
ギュレータ及び該リレー回路はそれぞれ2つの入力を有し、該入力のいずれか1
つに基準信号又はセット・ポイント信号Yre(が供給され他の入力にプロセス
出力信号ヱが供給される。同じ入力信号が更にコンピューター及びコントロール
ユニット5に供給され、該コンピュータ及びコントロールユニットは望ましくは
マイクロプロセッサ−の形を有し、かつそのためのラインを介してレギュレータ
2を調節することが出来る。該コントロールユニット5は、また制御手段6を介
してスイッチ3の設定を変えるのに有効である。コントロールユニット5は、ま
た、リレー回路4の作動状態又はモードを制御することも出来る。リードオンリ
ーメモリ7及び揮発性メモリー8はコンピュータ及びコントロールユニット5に
接続されてい 。
る、該ユニット5は、また外部コントロール手段を介して励起されてもよい。こ
の種のシステムについては、第1図の総てのユニット又は要素2−8はその自体
は既知の方法て単一て同一のマイクロプロセッサ−の中に組込まれてもよい、こ
の場合レギュレータ2及びリレー回路4はマイクロプロセッサ−の中のいろいろ
なプログラムルーズによってシミュレートされる。
デジタル制御を行なうときのそれぞれの特殊な場合において成立する特別な法則
に到達するためには適当なサンプリング周期を確かめ、ディスクリート時間に対
するプロセスモデルを検知する必要がある。本発明はこれを達成する方法を提供
する。
レギュレータ2のセツティングか選択的に変更される(2)参照信号yrefか
らのプロセス出力信号の出力yの許容範囲以上の偏差の指示、又は(3)最終の
セツティング調整がされた時刻から所定時間が経過した場合、分、時、又は日で
測定される時間経過のいずれかによりなされる。)、リレー回路4をレギュレー
タに対しての代りにプロセス・フィードバック・ヘープに対して接続するように
、スイッチ3はより低いポジションにスイッチさはプロセス入力信号を構成しか
つ同信号は参照値以下の所定の値となる。一方信号ヱが参照値y、。f以下の場
合には参照値以上の所定の値である出力信号が発生される。用いられるリレーは
ヒステリシスによる障害を伴っている。その結果、参照値を示す時刻から僅かの
時間経過した後に切換えられる。他の観点ては、ある場合には、リレーの接続を
積極的に遅延させるか又はスイッチ機能を有し、そしてリレーとして働く回路に
よって、雑音がある程度減少することが見い出された。しかしながら、レギュレ
ータを同調させるために以下に例として記載した計算公式はヒステリシスの発生
に関して僅かに修正しなければならないとは云え上記のことは本発明の要れてお
り、信号ヱは第3図に示されている。
リレー回路4における励起又はスイッチングの結果として得られる振動は比例フ
ィードバック(PIDレギュレータ参照)の間の基本周期を構成する。この周期
はサンプリング周期を選定するための基礎として用いられる。
偶数のサンプリング即ち半周期当り同じ数二個のサンプリング即ち周期当り2n
個のサンプリングが選定されると好都合である。信号ヱはしばしば基準値Yea
rの周りて一様に変化する。
第2図及び第3図において例として1/2周期当りn個のサンプリング点即ちn
=3が選択された。最初のn個のサンプリング点
uo =u、 =−−−u n= −1(1)に対してそれぞれの時点t=o、
1.・・・旦においてそれぞれの出力信号値
YO,Y I+’−Yn (2)
が得られる6
(他の半周期の間に選定されたサンプリング点の場合には
un+1 +・・・+u2rl= 1
となりそれぞれの出力信号値は
Y n+1 +”” Y 2n
となる。)
タイムディスクリート線形系における従来の定常状態モデルは
y (t)+a+y(t−1)+ ・+amy(t−m)=b、u(t−1)+
+++bfLu(t) (3)
と書かれこれは更に
A(z) Y(z) =B(z) U(z) +Q(z) (4)と書き換えら
れ、ここにおいてY(z) 、 U(z) 、 A(z)は信号y及び旦のタイ
ムディスクリート系についてのそれぞれの2−変換てあり、多項式A及びBのそ
れぞれの常数a、及びす、及び多項式Q (Z)は安定した周期的出力信号を出
す初期状態に依存し、対応する。信号1及びとなり、ここにおいて旦は多項式A
の次数から多項式Bの次数を引いたものである。
式(4)は
A(z)D(z)◆z’B(z)E(z)−z’(z’+1)Q(z) −(7
)と書かれる。
この式により多項式A、B及びQが決定される。互の等しい 数の係数を等しい
と置くと、モデルの係数を決定するn + deg、A+1線形方程式が得られ
る。従って属特有の(generic)場合にn > z x deg、Aに選
定する必要がある。即ち周期解の波形Yo、Y+・・・Y、から等式 (7)の
プロセスモデルの係数を決定することは簡単なことである。
リレー回路4がスイッチ3を介してプロセスlに接続されると、コンピュータユ
ニット5が信号りを検知し、その周期を決定し、信号ヱの最初の半周期について
。
所定の数のサンプリング点においてサンプリングを行なう。コンピュータユニッ
ト2は、リードオンリーメモリー8の中に多数のプロセスモデルを記憶しており
その形が
3’(k+1)=a+3’(h)+ ・−+amy(k−m)+b+u(k−4
)+ ・−・+b又u(k−i文)(8)
であると都合がよい。
例えば思及び立の組合わせを; m = 1 、文=2;m=2、9.=1 ;
m=2.文=2の様に選択すると有利である。以下の計算例ではm=1.n=2
が用いられた。第4図はリレー実験における出力信号yから得られた曲線を示す
。この曲線はいろいろな周波数の重畳された波の運動をそれぞれ要素として含ん
でいる。局部的な信号のピークが最初の時間に発生ずる時点である周期内の時点
t +maxはコンピュータユニット5によって決定される。
この際コンピュータユニットは、t〜、の直後のザンブリング点から始まって裏
の値の増加して、連続的に順次計算を行い、以下更に詳細に記載する方法てそれ
ぞれ土に対してレギュレータの設定又は調整を計算する。
t 1111111≦n、dてここに於て旦はサンプリング周期である。(なお
、サンプリング周期に類似するものについても成り立つ。) 信号ヱにより発生
ずる曲線が出来るだけ雑音成分を含まないことを補償するためコンピューター5
はりレーフィートハックデザインのスイッチ入力後の信号安定に続いて、信号ヱ
のいくつかの周期の曲線の形状から平均値曲線を計算するのに便利なように設計
されている。更に信号出力の前に雑音フィルターを組込むと有利である。
例として値をm = 1 、又=2と選定した場合の想定されたプロセスモデル
の1のそれぞれの値に対して以下の等式が書かれる、即ち
A (z) =z”’ (z−a) (9)B (z) =b+ z+bz (
10)Q (z)=qo z+ql (11)ここにおいてd=i+2−1=i
+1である。これらの等式は等式(7)に代入され、a、 1)l + 1)2
r Qoの値か計算され、qlがOに等しくなる。例えばn=3の場合のa、
b+ + ’bz + qoの値が以下の等式から計算さく13)
これ等の等式はコンピュータ及びコントロールユニット5の中に記憶されている
。これ等の常数の値を計算する前にユニット5か分母を調べる。もし分母が零に
等しい場合には次に高い1に連続する。
分母が零てない場合、ユニット5は総ての常数の値を計算する。例としてパラメ
ータがa、b、及びb2に選定された上記の等式(b)によるモデルが、遅延時
間を有し、サンプリングされた連続的な最初の次数に対応するならばパラメータ
a、b、及びb2は正てなければならない。この条件は遅延時間が正しいか否か
を決定するために用いられる。従ってこれ等の常数のいずれかが負の場合にはコ
ンビニ・−夕及びコントロールユニット5は継続して順番に次の1に対する常数
を計算する。いずれも負でない場合にはユニットは継続して例えば以下の原理に
基づいてレギュレータ・モデルを計算する。次式によりフィードバックに対する
特性多項式を表わす。
226′″目P (z)=z”” (z2+P、Z+P2 )P+=2e−ζ”
coS(ζωh 1−ζ2)P2=e−zζωh
Pl及びPlは連続的なパラメータへの移行を提供し相対減衰率ζ、角周波数ω
の二次の応答に対応する。積分作用を有するレギュレータを提供する極配置構成
を得るためにはデオファンタス方程式を解く必要かある。
A(z)(z−1)R+(z)+B(z) S (z)= z””’P(z)
(17)n=3の場合に対して以下にi=o、1,2.に対するレギュレータを
得るための計算例を記載する。
i=0の場合、即ち第1の局部的ピーク値がまさに周期の初めに生じる場合の最
低次の解は
R(z)= (z−1)(z+γ□)
S (z)=So z2+sl z
レギュレータ2は以下のモデルに基づいて同調又は調節される。
u(t) = (So”S+)3’rer −5ay(t)−3+y(t−h)
”(1−γ+ )u(t−h) + γ+u (t−2h)1=1の場合の最
低次の解は
R1(Z ) = Z” + 7+ Z + γ2S (z)=So z” ’
+SIz”ここにおいて
レギュレータ2は以下のモデルに基づいて同調又は調節される。
u(t) = (So”S+)3’rer −5oy(t)−3+y(t−h)
”(1−y+ )u(t−h) + (γ+−’)’2)u (t−2h)+
γ=u(t−3h)
i=2の場合の最低次の解は
R1(Z)=Z’ + γHZ2+72 Z+7゜S (z)=So z’ +
s、z’
ここにおいて
レギュレータ2は以下のモデルに基づいて同調又は調節される。
u(t) = (So”S+)yrer −5ay(t)−3ty(t−h)
+(1−y+ )u(t−h) + (y+−y*)u (t−2h)+(γ*
−’)’ りu(t−3h) + y 2u(t−4h)上記の計算は単にいろ
いろな旦及び1の値のいろいろな組合せの適当な算定として述べたものである。
コンピュータ及びコントロールユニット5は旦に低い値を与えて計算し開始しく
例えば旦は3から開始しても充分であっても、最初は、2とすることが出来る。
)最初の半周期内においてt 1RaX後の総てのサンプリング点に対する適当
なモデルを連続的に順次計算し、総てのサンプリングに対する計算が設定条件を
満足出来なかった場合にはその前の旦に1を加えた新しい旦の値を設定して計算
を継続する様にプログラムされる。即ち最初の半周期内のt□。後の総てのサン
プリング点に対するモデルがこの新しい旦の値で計算される。ユニット5はこの
様にして計算が総て設定条件を満足するモデルを提供する迄継続して作動する。
即ちそのためにユニット5が構成されているプログラムはその中に旦及び1のそ
れぞれの組合せに対して行われる計算に共通な等式又は式並びに旦及び1の異な
る組合せに対して特有の等式又は式を記憶していてもよい。
この点に関してもっとも大切なことはユニット5が旦及び1のそれぞれの条件に
対して、その組合せで最適の制御を提供するモデルを計算することである。
信号条件が良好な制御に対して非常に重要である。デジタル制御の場合には特に
、制御信号が連続的でなく段階的に変化する場合に生じるのぞましくない作用を
相殺するよいフィルターを使用することが大切である。この様なフィルターがサ
ンプリング周期に関係するので1通常良好な選択をすることは元来困難なことで
ある。ここに述べた様な制御目的のためのモデルを構成する手続を行う場合サン
プリング周期は自動的に決定される。即ち旦に対して固定した値が初めから選定
される。この場合フィルターを特別な条件に適合させることも可能である。
サンプリング周、期がhの場合のナイクィストー周波数はπ/ h rad、/
Sである。ナイクィストー周波数において16の増幅度を減少させるために二
次のバッターウォースフィルターが用いられると想定すると、この際選択される
帯域幅はπ/(4ω)となる。
帯域幅が容易に調節出来るフィルターを得るために以下の手続が用いられる。高
いサンプリング周波数、即ち旦を比較的高く選定し適当なアナログ予備フィルタ
ー9をプロセス出力とそれぞれのユニット2,4.及び5の他の入力との間のフ
ィードバックラインの中に接続する。デジタルフィルター10を予備フィルター
9と直列に接続し所要の追加のフィルター作用を行なわしめ、このフィルターの
出力をへの周期でサンプリングする。これにより適当なフィルター作用が簡単か
つ効果的に得られる。それぞれのフィルターが特別なサンプリング周期へに適合
されている複数のデジタルフィルターを使用し、これ等のフィルターの中でもっ
とも適当なものを(図には示されていない)回路の中に接続するスイッチを組込
むことも可能である。第1図に示されている様にフィルター9及びlOは特に両
者共レギュレータ2及びリレー回路4のプロセスフィードバックループの中に接
続されている。又はフィルター9及び10は単にレギュレータの第2の入力に接
続されてもよい。(この回路は図には示されていない)
他に多くの変形が未発明の要旨を逸脱することなく可能である。
国際調査報告
Claims (11)
- 1.リレーフィードバック(4)がプロセスの制御フィードバック回路の中のレ ギュレータ(2)に選択的に接続され、該レギュレータを同調させるために系プ ロセス/リレーフィードバック回路を自己発振させる様にリレーフィードバック が接続されており、この発振がレギュレータの設定を計算するために用いられる プロセスレギュレータ(2)を自動的に同調させるための方法において、局部的 な信号のピーク値が最初に現われる時点tmaxを自己発振の一同期内で指示す ること;半周期内で得られた信号を時間間隔hjをもつ選択されたn個のサンプ リングの間隔に分割することtmax後のサンリング間隔から始まるプロセスの モデルを開始点とする発振周期の第1の半周期内のいろいろなサンプリング間隔 から連続して順次にレギュレータの制御設定を計算すること;計算の結果を適合 条件と比較すること及び連続順次計算を終了させて上記の適合条件を満足させる 計算に到達するとただちにレギュレータ(2)に対し計算された制御設定を適用 することを特徴とする方法。
- 2.半周期内のサンプリング回数nを少なくとも2に等しいnから始めて連続的 に順次選定すること;nの値の増加と共に連続して順次計算を行い設定された適 合条件を満足するモデルパラメータを提供する計算に到達する迄それぞれのnの 最初の半周期内のtmax後の総てのサンプリング間隔に対するモデルパラメー タを計算することを特徴とする請求の範囲の第1項に記載の方法。
- 3.z変換及び以下の形のプロセスモデルによって計算を行なうことを特徴とす る請求の範囲の第1項又は第2項に記載の方法 y(k+1)=aIy(h)+…+amy(k−m)+bIu(k−i)+…b l u(k−i) ここにおいてai〜am,bi〜bmはz変換によって計算された常数である。
- 4.プロセスモデルが、m=1及びl=2:m=2及びl=1;m=2及びl= 2のいずれかのm及びlの組合せを含むモデルであることを特徴とする請求の範 囲の第1項に記載の方法。
- 5.入力信号及び出力信号のz変換するための基礎としてサンプリング点におけ るリレーフィードバック有するプロセスの入力及び出力信号の値を用いること; 及び常数ai〜am,bi〜bmをz変換されたプロセスモデルから異なるサン プリング点における出力信号の合成サンプリング値y1を表わすように計算する ことを特徴とする請求の範囲の第4項に記載の方法。
- 6.下記の種類の特性多項式を用いることを特徴とする請求の範囲の第5項に記 載の方法 Z2(i+1)P(Z)=Z2(i+1)(Z2+P1Z+P2)ここにおいて P1及びP2は相対減衰率、系の周波数及びサンプリング周波数と一定の関係を 関係を有する常数であり:常数P1及びP2によって二次の制御モデルを計算し ;このモデルに従ってレギュレータ(2)を同調させる。
- 7.計算が行なわれる自己発振の周期の曲線の形がリレーフィードバックを介し て得られる自己発振のいくつかの周期にわたる平均値曲線を作ることにより得ら れることを特徴とする上記請求の範囲のいずれかに記載の方法。
- 8.リレーフィードバックによりセット・ポイント値yrefとプロセス出力信 号とが既知の方法で比較されること;及びプロセスヘの入力信号がセット・ポイ ント値より低い値からセット・ポイント値より高い値に切換えられ.プロセス出 力信号の値のセット・ポイント値yrefの通過に続く予備選択されたレベルに おいては逆に切換えられる即ち予備選択されたヒステリシスによる逆転が行なわ れることを特徴とする上記請求の範囲いずれかに記載の方法。
- 9.プロセス(1)のフィードバック回路の中のレギュレータ(2)に選択的に 接続されるリレーフィードバック(4)によりプロセスレギュレータを自動的に 同調させるための装置において、リレーフィドバックに接続される場合、 a)系の自己発振周期を有効に検知し、b)上記の周期を選定されたn個の数の サンプリング点における半周期に有効に分割し c)局部的な信号のビーク値が最初に生じる発信の1つの半周期内の時点tma xを有効な検知し、tmax後の最初の半周期の間のそれぞれのサンプリングの 瞬間に対するプロセスモデルを連続的に順次有効に計算し、かつ、 d)それぞれの計算を記憶されている適合条件と有効に比較し、選定された適合 条件を満足させる計算に到達するとただちにラインの中の次のサンプリング周期 に対するモデルの計算を有効に禁止し、レギュレータ(2)を制御することによ りレギュレータの中の制御のための計算されたモデルを有効に調節するコンピュ ータ及びコントロールユニット(5)を特徴とする装置。
- 10.コンピュータ及びコントロール手段(5)がマイクロプロセッサーを含み 、同マイクロプロセッサーの中に、リレーフィードバック(4)を用いる場合に 生じる自己発振信号の理論的に可能なサンプリング間隔分割に対するそれぞれ理 論的に可能なサンプリング間隔に対して特有な算定モデルの計算の順序が記憶さ れていることを特徴とする請求の範囲第9項に記載の装置。
- 11.それぞれ特別な計算プロセスに対し、個別に同調されうるアナログフィル ター(9)及びデジタルフィルター(10)が少なくともレギュレータが作動モ ードにある場合にレギュレータ/プロセスフィードバックループの中に組込まれ ることを特徴とする請求の範囲第9項又は第10項に記載の装置。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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SE8501665-7 | 1985-04-03 | ||
SE8501665A SE447608B (sv) | 1985-04-03 | 1985-04-03 | Forfarande och anordning for instellning av en digital regulator |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
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Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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