JPS6244746B2

JPS6244746B2 -

Info

Publication number: JPS6244746B2
Application number: JP54118711A
Authority: JP
Inventors: Takashi Ito
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1979-09-18
Filing date: 1979-09-18
Publication date: 1987-09-22
Also published as: JPS5643872A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は、水平励振トランスを使用しないテレ
ビジヨン受像機用の水平偏向励振回路に関する。

テレビジヨン受像機の偏向方式はほとんど電磁
偏向に限られ、偏向コイルに鋸歯状波電流を流す
ことにより動作する。そこで水平偏向回路として
は、この偏向コイルのインダクタンスを利用して
スイツチング方式により構成されるのがほとんど
である。

すなわち、水平同期がとられている水平発振器
からの水平励磁パルスをパルス増幅し、励振トラ
ンスを介して水平出力トランジスタをオン・オフ
駆動させ、コンデンサとダンパーダイオードの助
けにより偏向電流を偏向コイルに流して水平偏向
を行なわせているのがほとんどである。

この水平出力トランジスタの駆動に励振トラン
スを使用する方式は、回路構成が簡単であり、か
つインピーダンスを任意に選んで、水平出力トラ
ンジスタの駆動条件をかなり望ましい状態に保つ
ことができるので、動作が安定確実で故障が少な
いという利点があり、広く採用されていた。

しかしながら、受像機のトランジスタ化やIC
化が進むにつれて、励振トランスによるコストア
ツプや基板実装上の難点などがグローズアツプさ
れ、励振トランスを使用しない励振回路が提案さ
れた。

第１図にこのような励振トランスを使用しない
方式の水平偏向励振回路の一例を示す。

この第１図の回路は、いわゆる抵抗ドライブ方
式と呼ばれるものであり、１はベース入力インピ
ーダンスを所定値に保つための抵抗、２は水平励
振トランジスタ、３はコレクタ負荷抵抗、４は結
合用のコンデンサ、５は逆電圧保護用のダイオー
ド、６は水平出力トランジスタ、７はダンパーダ
イオード、８は水平出力端子で、図では省略され
ているが共振用コンデンサ、水平偏向コイル、フ
ライバツクトランスなどを介して電源に接続され
るものである。９は励振回路の電源、１０は電源
端子、１１は励振パルス入力端子である。

なお、抵抗３は水平出力トランジスタ６のベー
ス電流を所定値に制限する機能をはたし、ダイオ
ード５はコンデンサ４の放電路を形成する機能を
も持つている。

次にこの回路の動作について説明する。

入力端子１１には水平同期発振器から励振パル
スｖが供給されている。このパルスｖの波形は第
２図ａに示すようである。この励振パルスｖによ
りトランジスタ２は１水平偏向期間Ｔのうち、1/
３Ｔだけオンして、残りの2/3Ｔはオフとなる。そ
こで、このトランジスタ２のオン・オフによる電
源９からの電流ｉの波形は第２図ｂに示すように
なる。まず、トランジスタ２がオフ状態のとき、
すなわち期間2/3Ｔのときには、電源９からの電
流ｉは抵抗３からコンデンサ４を通つて出力トラ
ンジスタ６のベースに流れこむので、出力トラン
ジスタ６はオン状態となり、端子８からの電流を
アースに流して水平偏向コイルに鋸歯状波電流を
通す。このとき出力トランジスタ６のベースに流
れこむ電流ｉの電流値がI₂である。

次にトランジスタ２がオン状態となつたとき、
すなわち期間1/3Ｔのときには、電源９からの電
流ｉは抵抗３からトランジスタ２のコレクタ・エ
ミツタ間を通つてアースに流れてしまうので、出
力トランジスタ６のベースには電流が流れなくな
り、出力トランジスタ６はオフ状態にスイツチさ
れる。このときが水平帰線期間の始まりであり、
偏向コイルに流れている電流は共振用コンデンサ
に流れこみ、次の走査期間に入つてダンパーダイ
オード７により鋸歯状波電流となる。

このトランジスタ２がオンのときの電流ｉの値
がI₁である。これと同時に期間1/3Ｔのあいだ
に、コンデンサ４に充電されて電圧Vcに達して
いた電荷がトランジスタ２のコレクタ・エミツタ
間からアースを経てダイオード５を介する回路に
より放電され、出力トランジスタ６のベース・エ
ミツタ間をわずかに逆バイアスして、そのオフ状
態を確実にする。

このようにして、第１図に示した回路は水平偏
向励振動作を確実に行ない、端子８に接続された
水平偏向コイルに偏向電流を流すことができ、し
かもそのために励振トランスを使用する必要をな
くすことができる。

ところで、この第１図に示した回路では、第２
図の波形図から明らかなように、１水平走査期間
Ｔのうち約1/3Ｔの期間中も電源９からI₁なる値
の電流ｉが流れ出している（なお、１水平走査期
間Ｔに対してトランジスタ２がオンになつている
期間の割合は、この例のように必ずしも1/3でな
くてもよいが、実用上からは1/3位に広くとり、
動作マージンに余裕をもたせるのが通例であ
る）。そして、上記の動作説明から明らかなよう
に、この期間1/3Ｔにおける電流ｉはすべて抵抗
３からトランジスタ２のコレクタ・エミツタを通
つてアースに流れこんでいるだけであり、トラン
ジスタ６のオン・オフ動作にはなんの役にもたつ
ていない。しかも、その電流の値I₁はI₂よりも大
きく、したがつて無駄な電力を大きく消費してい
ることになる。

この消費電力を算出してみると、まず電流値
I₁，I₂は I₁＝Ｖ_ｃｃ−Ｖ_{ＣＥｓａｔ}／Ｒ ……(1) I₂＝Ｖｃｃ−Ｖｃ−Ｖ_ＢＥ／Ｒ ……(2) ここに Vcc：電源９の電圧Ｖ_CEsat：トランジスタ２のコレクタ・エミツタ間
飽和電圧Ｒ：抵抗３の抵抗値 Vc：コンデンサ４に充電された電荷による電圧Ｖ_BE：水平出力トランジスタ６ののベース・エミ
ツタ間飽和電圧で表わされる。

なお、電圧Vcは次のようになる。

Vc＝Ｖ_CEsat＋Vf ……(3) ここに Vf：ダイオード５の順方向電圧電源９から供給される電流ｉの平均値Ｉ_AV1は
I₁の期間が1/3、I₂の期間が2/3なので、Ｉ_AV1＝Ｉ_１＋２Ｉ_２／３ ……(4) となる。

上記(1)，(2)，(3)式をこの(4)式に代入すれば、Ｉ_AV1＝Ｖｃｃ−Ｖ_{ＣＥｓａｔ}／Ｒ−２／３・Ｖｆ＋Ｖ_ＢＥ／Ｒ……(5) となり、消費電力P₁は P₁＝Vcc・Ｉ_AV1＝Vcc（Ｖｃｃ−Ｖ_{ＣＥｓａｔ}／Ｒ −２／３・Ｖｆ＋Ｖ_ＢＥ／Ｒ） ……(6) となる。

実用上、Ｖ_CEsat，Vf，Ｖ_BEはVccに対して充分
に小さく、無視できるから、(6)式は次のように表
わせる。

この(7)式から明らかなように、第１図に示した
回路に電源９から供給されて消費される電力P₁
は、電源９に抵抗３を直接接続した場合に消費さ
れる電力にほぼ等しく、抵抗３には動作中ほぼ一
定の電流が流れていることが判る。ところが、既
に説明したように、この回路の動作に直接役立つ
ている電力は期間2/3Ｔの間に流れる電流I₂によ
る電力だけであり、約1/3は無駄に抵抗３で消費
されていることになる。

また、トランジスタ２は動作中ほぼI₂に等しい
電流値のコレクタ電流を流しうるものでなければ
ならないだけでなく、約1/3の期間中はコンデン
サ４に電圧Vcまで充電された電荷による放電電
流をもI₂に重畳して流しうるものでなければなら
ない。

したがつて、この第１図に示す従来例において
は、無駄な電力消費が多くて省エネルギー向きで
ないばかりか、不要な発熱を生じやすく、その
上、トランジスタ２として許容コレクタ電流の大
きなものが必要となり、かつ抵抗３にもワツト数
の大きなものが必要となるので、コスト面や小型
化の面で著しく不利であるという欠点があつた。

本発明の目的は、上記した従来技術の欠点を除
き、小型化が可能で、よりコストダウンを図るこ
とができ、かつ消費電力が少なくて済む抵抗ドラ
イブ方式の水平偏向励振回路を提供することにあ
る。

この目的を達成するため、本発明は、水平出力
スイツチング素子を構成するトランジスタがオフ
状態となる期間中は励振回路の第１のスイツチン
グ素子を構成する第１のトランジスタに対する電
源電圧の印加を止めるようにしたことを特徴とす
る。

以下、本発明を図示の実施例に基づいて詳細に
説明する。

ここで、実施例について説明する前に、まず、
第３図により本発明による水平偏向励振回路の動
作原理について説明する。

この第３図において、抵抗１、トランジスタ
２、抵抗３、コンデンサ４、ダイオード５、水平
出力トランジスタ６、ダンパーダイオード７、出
力端子８、電源９、端子１０，１１などは第１図
に示した従来例の回路と同じである。なお、この
ような回路では、水平励振トランジスタ２と水平
出力トランジスタ６がいずれもスイツチング動作
をしているので、トランジスタ２は第１のスイツ
チング素子、トランジスタ６は水平出力スイツチ
ング素子ということができる。

また１２は第２のスイツチング素子を構成する
スイツチで、トランジスタ２がオンのとき開き、
オフのとき閉じるように、すなわち、トランジス
タ２からなる第１のスイツチング素子と逆位相で
オン・オフするように電気的或いは機械的に構成
されたものである。

次にこの回路の動作について説明する。

入力端子１１に第２図ａで示すパルスｖが供給
されると、トランジスタ２は期間1/3Ｔだけオン
し、残りの期間2/3Ｔはオフ状態となる。また、
スイツチ１２はトランジスタ２と逆位相で開閉す
るから、期間1/3Ｔのときは開き、期間2/3Ｔのと
きだけ閉じて電流ｉを通す。

そこで、期間2/3Ｔのときには電源９から抵抗
３、閉じているスイツチ１２、コンデンサ４を経
て出力トランジスタ６のベースに電流ｉが流れこ
み、トランジスタ６はオン状態となる。これは第
１図の場合と同じである。

次に期間1/3Ｔにおいては、スイツチ１２が開
いてしまう。そこで電流ｉは零になり、出力トラ
ンジスタ６はオフ状態になる。また、このときに
は期間2/3Ｔの間に充電された電荷がコンデンサ
４からオン状態にスイツチされているトランジス
タ２に流れ、ダイオード５を通つて放電され、出
力トランジスタ６のベース・エミツタ間を軽く逆
バイアスしてオフ状態を確実にする。

したがつて、この第３図に示した本発明による
水平偏向励振回路も第１図の回路と全く同様に水
平出力トランジスタ６がオン・オフ動作し、端子
８に接続された水平偏向コイルに鋸歯状波の偏向
電流を流すことができる。

そして、期間1/3Ｔにおいてはスイツチ１２が
開いているため、電流ｉはこのときだけは流れる
ことができず、結局、この第３図の回路における
電流ｉが波形は第４図のようになり、期間1/3Ｔ
における電流値I₂の電流ｉが欠除したものとな
る。

そこで、この第３図における電流ｉの平均値を
Ｉ_AV2とすれば、Ｉ_AV2＝２／３I₂ ……(8) となる。これに上記(2)，(3)式を代入すれば、Ｉ_AV2＝２／３・Ｖｃｃ−Ｖ_{ＣＥｓａｔ}／Ｒ−２／３・
Ｖｆ＋Ｖ_ＢＥ／Ｒ……(9) となり、したがつて、この第３図に示した本発明
による水平偏向励振回路における消費電力P₂は P₂＝Vcc（２／３・Ｖｃｃ−Ｖ_{ＣＥｓａｔ}／Ｒ −２／３・Ｖｆ＋Ｖ_ＢＥ／Ｒ ……(10) として得られる。

そこで、この第３図における消費電力P₂と第１
図の場合の消費電力P₁の差をとると、(6)，(10)式か
ら P₁−P₂＝Ｖｃｃ（Ｖｃｃ−Ｖ_{ＣＥｓａｔ}／３Ｒ〓１／
３P₁……(11) が得られ、結局、第３図に示した本発明による水
平偏向励振回路では第１図の従来例より1/3も消
費電力が少なくなつていることが判る。

また、この第３図の本発明による水平偏向励振
回路では、トランジスタ２がオンとなつている1/
３Ｔ期間においては、スイツチ１２が開いていて
電力ｉが零になつているので、トランジスタ２に
はコンデンサ４からの放電電流しか流れない。し
たがつて、第１図の回路に比して許容コレクタ電
流が少なくかつ許容コレクタ損失も少ないトラン
ジスタで充分に間に合うことになる。

次に第５図に本発明の具体的な実施例に係る水
平偏向励振回路の結線図を示す。

第５図において、１３はバイアス電流供給用の
抵抗、１４は第２のスイツチング素子を構成する
第２のトランジスタ、１５はトランジスタ１４を
制御するための第２のダイオードである。つま
り、この第５図の実施例は、第３図に示した本発
明による水平偏向励振回路のスイツチ１２をトラ
ンジスタ１４によつて具体化したものであり、そ
の他の構成及び動作は第３図の場合と同様であ
る。

第２図ａおよび第４図を参照してこの回路の動
作の説明をすると、励振パルスｖによりトランジ
スタ２がオン状態にある期間1/3Ｔにおいては、
トランジスタ２のコレクタ電圧はほとんどアース
電位、つまり零となる。したがつて、トランジス
タ１４のベース電圧も零となる。一方、この期間
中はコンデンサ４から電圧Vcに充電されていた
電荷がダイオード１５、トランジスタ２のコレク
タ・エミツタ間、ダイオード５を経る回路で放電
されているので、トランジスタ１４のエミツタは
ダイオード１５の順方向電圧に相当する電圧だけ
そのベースに対して逆バイアスされることにな
り、結局、トランジスタ１４はオフ状態にされて
しまう。これは第３図におけるスイツチ１２が開
いたことに相当する。したがつて、この期間1/3
Ｔでは電流ｉは零となる。

また、励振パルスｖによりトランジスタ２がオ
フ状態となる期間2/3Ｔにおいては、このトラン
ジスタ２のコレクタがそのベースやエミツタから
電気的に切離された状態となり、電源９からの電
圧Vccが抵抗１４を経て印加されるようになる。
ところでトランジスタ１４のベースには電源９か
ら抵抗１３を経て電流が流れこみ、トランジスタ
１４はオン状態にスイツチされる。したがつて、
電源９からトランジスタ１４のコレクタ・エミツ
タ間を経て電流ｉが流れ、第３図のときと同様に
コンデンサ４から出力トランジスタ６のベースに
電流ｉが流れこむことになる。トランジスタ１４
がオン状態にスイツチされると、そのベース・エ
ミツタ間はベース電流によつて順方向電圧に保た
れ、ダイオード１５は軽く逆バイアス状態とな
り、出力トランジスタ６のオン動作に影響をおよ
ぼすことはない。

このようにして、この第５図に示した実施例で
は、期間1/3Ｔにおいて第１のトランジスタ２が
オン状態となつたときには、第２のトランジスタ
１４はオフ状態となり、期間2/3Ｔにおいてトラ
ンジスタ２がオフ状態となつたときには、トラン
ジスタ１４はオン状態になつて、結局、第３図に
おけるスイツチ１２と同じ動作が得られることに
なる。

なお、この第５図の実施例では、トランジスタ
２がオンのときには電源９から抵抗１３を通りト
ランジスタ２のコレクタ・エミツタ間を通つて電
流が流れるが、トランジスタ１４をオン状態に保
ち、そのコレクタ・エミツタ間に電流ｉを通すた
めに必要なベース電流は、電流ｉに比して実用上
は極めて少なく、したがつて抵抗１３の抵抗値と
しては抵抗３の抵抗値の数十倍にも達するものを
使用できるので、これによる電力消費はほとんど
無視できる。

以上説明したように、本発明によれば、電源９
から励振回路に供給される電流ｉは、ほとんで水
平出力トランジスタ６をスイツチングさせオン状
態に保つために使用される分だけであり、無駄に
消費される電力が少なくなるため、電圧消費が少
なくて済み、したがつて、ワツト数の大きな抵抗
を用いたり、発熱による温度上昇に対して配慮し
たりする必要がなくなり、従来技術における小形
化が困難でコストアツプを招きやすいなどの欠点
を除くことができる上、励振用の第１のトランジ
スタとして大容量のものを使用する必要がないの
で、IC化をより一層容易に行なうことができ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の励振トランスを使用しない水平
偏向励振回路の結線図、第２図ａ，ｂはその動作
説明用の波形図、第３図は本発明による水平偏向
励振回路の動作説明用の結線図、第４図はその動
作説明用の波形図、第５図は本発明の具体的な実
施例に係る水平偏向励振回路の結線図である。２……水平励振用の第１のトランジスタ、５…
…逆電圧保護用ダイオード、６……水平出力トラ
ンジスタ、７……ダンパーダイオード、８……水
平偏向コイルが接続される水平出力端子、９……
直流電源、１２……第２のスイツチング素子を構
成するスイツチ、１３……バイアス電流供給用抵
抗、１４……第２のトランジスタ、１５……第２
のダイオード。

Claims

【特許請求の範囲】

１入力励振パルスによりオン・オフする共通エ
ミツタ接続の第１のトランジスタと、この第１の
トランジスタのコレクタ出力によりオン・オフす
る共通エミツタ接続の水平出力トランジスタと、
上記第１のトランジスタのコレクタとコレクタ抵
抗との間にそのエミツタ・コレクタ間が直列に接
続された第２のトランジスタとを備えた水平偏向
励振回路において、上記第１のトランジスタのコ
レクタと上記第２のトランジスタのエミツタとの
間に挿入した第１のダイオードと、上記第２のト
ランジスタのエミツタと上記水平出力トランジス
タのベースとの間に挿入したコンデンサと、この
水平出力トランジスタのベース・エミツタ間に並
列に接続した第２のダイオードと、上記第２のト
ランジスタのベースと上記第１のトランジスタの
コレクタ電源との間に接続されたベース電流供給
用の抵抗と、上記第２のトランジスタのベースと
上記第１のトランジスタのコレクタとを結合する
接続路とを設け、上記第１のトランジスタがオン
されたとき、上記第２のトランジスタがオフされ
ると共に、上記第１と第２のダイオードにより上
記コンデンサの電荷放電路が形成されるように構
成したことを特徴とする水平偏向励振回路。