JPS6238621A - デイジタル平衡回路を有するｐｃｍ符号復号器 - Google Patents
デイジタル平衡回路を有するｐｃｍ符号復号器Info
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- JPS6238621A JPS6238621A JP60177564A JP17756485A JPS6238621A JP S6238621 A JPS6238621 A JP S6238621A JP 60177564 A JP60177564 A JP 60177564A JP 17756485 A JP17756485 A JP 17756485A JP S6238621 A JPS6238621 A JP S6238621A
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- Japan
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- circuit
- converter
- digital
- signal
- balancing circuit
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04M—TELEPHONIC COMMUNICATION
- H04M3/00—Automatic or semi-automatic exchanges
- H04M3/005—Interface circuits for subscriber lines
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B3/00—Line transmission systems
- H04B3/02—Details
- H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
- H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
- Interface Circuits In Exchanges (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明はＰＣＭ符号復号器、更に詳しく言えば、電話音
声の交換伝送に使用される２線アナログと４ＪＩＩディ
ジタル信号との変換部で生じる反響信号を抑圧する回路
に係り、特にＬＳＩ化に好適なディジタル平衡回路を有
するＰＣＭ符号復号路に関する。
声の交換伝送に使用される２線アナログと４ＪＩＩディ
ジタル信号との変換部で生じる反響信号を抑圧する回路
に係り、特にＬＳＩ化に好適なディジタル平衡回路を有
するＰＣＭ符号復号路に関する。
従来の２線４線変換部で生じる反響信号を抑圧する回路
には１例えば、ザ・ベル・システム・テクニカル・ジャ
ーナル（Ｔｈｅ Ｂｅ１ｌ ５ｙｓｔａ＋ｍ Ｔｅｃｈ
ｎｉ、ｃａｌＪｏｕｒｎａｌ） 、 Ｖｏｌ、 ５０
、 Ｐ Ｐ 、 ７８５〜８１３ （Ｍａｒｃｈ１９７
１ ） 、特願昭５４−６０７０４ （特開昭５５−１
５１８２８）、等に記載のように、２線４線変換部以外
にその反響径路に含まれるＡ／Ｄ、Ｄ／Ａ変換器等の振
幅及び位相周波数特性を全て一括的に近似した特性を有
する回路が用いられている。このため、回路構成が複雑
増大となり、良好な反響抑圧特性の経済的実現性に問題
があった。
には１例えば、ザ・ベル・システム・テクニカル・ジャ
ーナル（Ｔｈｅ Ｂｅ１ｌ ５ｙｓｔａ＋ｍ Ｔｅｃｈ
ｎｉ、ｃａｌＪｏｕｒｎａｌ） 、 Ｖｏｌ、 ５０
、 Ｐ Ｐ 、 ７８５〜８１３ （Ｍａｒｃｈ１９７
１ ） 、特願昭５４−６０７０４ （特開昭５５−１
５１８２８）、等に記載のように、２線４線変換部以外
にその反響径路に含まれるＡ／Ｄ、Ｄ／Ａ変換器等の振
幅及び位相周波数特性を全て一括的に近似した特性を有
する回路が用いられている。このため、回路構成が複雑
増大となり、良好な反響抑圧特性の経済的実現性に問題
があった。
良好に実現するディジタル平衡回路を有するＰＣＭ符号
復号器を提供することである。
復号器を提供することである。
〔発明の概要〕
上記目的を達成するために、本発明では、反響信号径路
のうち、ＰＣＭ符号復号器を構成するＡ／Ｄ変換、Ｄ／
Ａ変換器等に対応した部分の特性を補正するための第１
平衡回路と、ＰＣＭ符号復号器から外部のすなわち、Ｄ
／Ａ変換器出力からＡ／Ｄ変換器入力端子までの２線４
線変換部を古賀的にその特性が可変である必要があるが
、第１平衡回路については、ＰＣＭ符号復号器の回路構
成及びその特性は交換伝送システムを構築する重要なデ
バイスとして一担設計開発されれば容易には変更されな
いという事実から可変である必要はないため、インパル
ス応答特性を近似した特性が個室されたフィルタ回路で
構成し、ハード規模の簡素化を図った。
のうち、ＰＣＭ符号復号器を構成するＡ／Ｄ変換、Ｄ／
Ａ変換器等に対応した部分の特性を補正するための第１
平衡回路と、ＰＣＭ符号復号器から外部のすなわち、Ｄ
／Ａ変換器出力からＡ／Ｄ変換器入力端子までの２線４
線変換部を古賀的にその特性が可変である必要があるが
、第１平衡回路については、ＰＣＭ符号復号器の回路構
成及びその特性は交換伝送システムを構築する重要なデ
バイスとして一担設計開発されれば容易には変更されな
いという事実から可変である必要はないため、インパル
ス応答特性を近似した特性が個室されたフィルタ回路で
構成し、ハード規模の簡素化を図った。
以下、本発明の一実施例を第１図〜第３図を用いて説明
する。
する。
第１図は本発明によるディジタル平衡回路を用いたＰＣ
Ｍ符号復号器の一実施例を示すものである。電話機１か
らの送話信号は２線伝送路（インピーダンスダンスＺ、
）２、等価回路で示した２線４線変換回路３（終端イン
ピーダンスＺ、）、バッファ増幅器４を通してＰＣＭ符
号復号器５のアナグ送信入力端子６に供給される。この
アナログ送信入力信号は、サンプリング折返し雑音防止
フィルタ等を含む前置アナログ回路７を通してＡ／Ｄ変
換器８でディジタル信号に変換される。さらに、得られ
たディジタル信号が種々のディジタル信号処理に便利な
ように、ディジタル回路９によりサンプリング周波数や
符号形式の変換が行なわれた後、４線ディジタル送信信
号として端子１１より出力される。
Ｍ符号復号器の一実施例を示すものである。電話機１か
らの送話信号は２線伝送路（インピーダンスダンスＺ、
）２、等価回路で示した２線４線変換回路３（終端イン
ピーダンスＺ、）、バッファ増幅器４を通してＰＣＭ符
号復号器５のアナグ送信入力端子６に供給される。この
アナログ送信入力信号は、サンプリング折返し雑音防止
フィルタ等を含む前置アナログ回路７を通してＡ／Ｄ変
換器８でディジタル信号に変換される。さらに、得られ
たディジタル信号が種々のディジタル信号処理に便利な
ように、ディジタル回路９によりサンプリング周波数や
符号形式の変換が行なわれた後、４線ディジタル送信信
号として端子１１より出力される。
一方、受信側では、端子１２より入力する４、ｉｉディ
ジタル受信信号は、ディジタル回路１３によって次段の
Ｄ／Ａ変換器１４の回路構成や特性実現に有利なように
サンプリング周波数や符号形式の変換が行なわれ、サン
プリング雑音除去フィルタを含む後置アナログ回路１５
を通して、アナログ受信出力端子１６より出力される。
ジタル受信信号は、ディジタル回路１３によって次段の
Ｄ／Ａ変換器１４の回路構成や特性実現に有利なように
サンプリング周波数や符号形式の変換が行なわれ、サン
プリング雑音除去フィルタを含む後置アナログ回路１５
を通して、アナログ受信出力端子１６より出力される。
このアナログ出力信号はバッファ増幅器１７，２線４線
変換回路３，２線伝送路２を通して電話機１に供給され
る。
変換回路３，２線伝送路２を通して電話機１に供給され
る。
このとき、上記した２線４線変換回路３を通してアナロ
グ受信信号の一部が送信側に回り込んで反響信号１８を
生じる。この反響信号１８は前記した電話機１からの送
話信号と加算され、再びＡ／Ｄ変換されてディジタル信
号に変換されるが、平衡回路１９によって作られる反響
信号のレプリカにより加算器２ｏで加算相殺することに
より、ディジタル送信出力端子１１への出力を抑圧する
ことができる。
グ受信信号の一部が送信側に回り込んで反響信号１８を
生じる。この反響信号１８は前記した電話機１からの送
話信号と加算され、再びＡ／Ｄ変換されてディジタル信
号に変換されるが、平衡回路１９によって作られる反響
信号のレプリカにより加算器２ｏで加算相殺することに
より、ディジタル送信出力端子１１への出力を抑圧する
ことができる。
この場合、良好な反響信号抑圧度を得ようとすると、平
衡回路１９によるレプリカ信号を反響信号に良く近似さ
せる必要がある。第１図から明らかな如く１反響イ３号
の特性は単に１８の径路部のみでなく、前述したＰＣＭ
符号復号器５の送信側、受信側回路７，８，９．及び１
３，１４．１５の全ての特性によって影響されるから、
平衡回路１９の特性もこれらを良く近似したものである
必要がある。
衡回路１９によるレプリカ信号を反響信号に良く近似さ
せる必要がある。第１図から明らかな如く１反響イ３号
の特性は単に１８の径路部のみでなく、前述したＰＣＭ
符号復号器５の送信側、受信側回路７，８，９．及び１
３，１４．１５の全ての特性によって影響されるから、
平衡回路１９の特性もこれらを良く近似したものである
必要がある。
本発明では、平衡回路１９を２つに分けて構成し、第１
図に示したように、一般的にＰＣＭ符号復号器内部の機
能として定義される回路部、すなわちＡ／Ｄ、Ｄ／Ａ変
換器等のみの特性を近似する第１の平衡回路１９ａと、
ＰＣＭ符号復号器外部すなわちＡ／Ｄ変換器の入力端子
６とＤ／Ａ変換器の出力端子１６との間に接続される回
路のみの特性を近似する第２の平衡回路１９ｂを縦続接
続して実現した。
図に示したように、一般的にＰＣＭ符号復号器内部の機
能として定義される回路部、すなわちＡ／Ｄ、Ｄ／Ａ変
換器等のみの特性を近似する第１の平衡回路１９ａと、
ＰＣＭ符号復号器外部すなわちＡ／Ｄ変換器の入力端子
６とＤ／Ａ変換器の出力端子１６との間に接続される回
路のみの特性を近似する第２の平衡回路１９ｂを縦続接
続して実現した。
すなわち、ＰＣＭ符号復号器５における送信側（入力６
から出力１ｏまで）、受信画（入力１２から出力１６ま
で）、及び２ＩｉＡ４ＩｓＩ変換回路を含む外部のそれ
ぞれの特性伝達関数をそれぞれＨ（Ｚ）？８． Ｈ（ｚ
） ｌＶｙ Ｈ（ｚ） ｔｘ とすると、平衡回路１９
の伝達関数Ｈ（Ｚ）□は Ｈ（Ｚ）□＝Ｈ（Ｚ）□・Ｈ（Ｚ）□・Ｈ（Ｚ）ア、・
・・（１）となる。そこで。
から出力１ｏまで）、受信画（入力１２から出力１６ま
で）、及び２ＩｉＡ４ＩｓＩ変換回路を含む外部のそれ
ぞれの特性伝達関数をそれぞれＨ（Ｚ）？８． Ｈ（ｚ
） ｌＶｙ Ｈ（ｚ） ｔｘ とすると、平衡回路１９
の伝達関数Ｈ（Ｚ）□は Ｈ（Ｚ）□＝Ｈ（Ｚ）□・Ｈ（Ｚ）□・Ｈ（Ｚ）ア、・
・・（１）となる。そこで。
Ｈ（Ｚ） 、、、＝Ｈ（Ｚ’） 、、 ・
Ｈ（Ｚ） ？Ｘ−（２）とした。ただし、Ｈ（Ｚ
） 、 Ｚ （Ｚ）はＺ変換表示、ａ及びｂは外部バッ
ファ増幅器４及び１７の電圧増幅度である。
Ｈ（Ｚ） ？Ｘ−（２）とした。ただし、Ｈ（Ｚ
） 、 Ｚ （Ｚ）はＺ変換表示、ａ及びｂは外部バッ
ファ増幅器４及び１７の電圧増幅度である。
ここで、第２平衡回路１９ｂの特性は（３）式に示した
ように２線伝送路のインピーダンスＺＬが線路の種類や
距離によって変化するのに対応して可変できるものでな
ければならない。この具体で提案済みのシフトレジスタ
、加算器１乗算器、及び特性を表わす伝達関数の係数を
記憶させたＲＯＭ等で構成された回路（特願昭５９−
［１６３２３）を用いて実現できる。
ように２線伝送路のインピーダンスＺＬが線路の種類や
距離によって変化するのに対応して可変できるものでな
ければならない。この具体で提案済みのシフトレジスタ
、加算器１乗算器、及び特性を表わす伝達関数の係数を
記憶させたＲＯＭ等で構成された回路（特願昭５９−
［１６３２３）を用いて実現できる。
一方、第１平衡回路１９ａの伝達特性Ｈ（ｚ ） Ｂ
Ｎ、は、式（２）が示すように、第１図において端子１
６と端子６とを短絡して得られる反響信号２１に対応し
たものであり、これは一度、交換機システムを構成する
ために十分な性能を有するよう設計されれば、その特性
が可変である必要はないから簡易な回路で実現できる。
Ｎ、は、式（２）が示すように、第１図において端子１
６と端子６とを短絡して得られる反響信号２１に対応し
たものであり、これは一度、交換機システムを構成する
ために十分な性能を有するよう設計されれば、その特性
が可変である必要はないから簡易な回路で実現できる。
オーバーサンプルリニア補間形Ａ／Ｄ変換器を、又Ｄ／
Ａ変換器にはＡ／Ｄ変換同様のオーバーサンプルリニア
補間形等を用い、ディジタル受信信号端子１２に１００
１、Ｏ，Ｏ，Ｏ，Ｏ，Ｏ，・・・なるインパルス信号を
入力して、加算器２０の入力端子に０，０゜前記（２）
式を と表わすことができる。したがって、この特性に対応し
た第１平衡回路は第２図の様に構成して実現することが
できる。第２図において、１９−１は第２平衡回路から
供給される信号の入力端子、１９−２は出力端子、１９
−３〜１９−６は遅延回路、１９−７〜１９−１０はそ
れぞれ乗算回路、１９−１１は加算回路である。
Ａ変換器にはＡ／Ｄ変換同様のオーバーサンプルリニア
補間形等を用い、ディジタル受信信号端子１２に１００
１、Ｏ，Ｏ，Ｏ，Ｏ，Ｏ，・・・なるインパルス信号を
入力して、加算器２０の入力端子に０，０゜前記（２）
式を と表わすことができる。したがって、この特性に対応し
た第１平衡回路は第２図の様に構成して実現することが
できる。第２図において、１９−１は第２平衡回路から
供給される信号の入力端子、１９−２は出力端子、１９
−３〜１９−６は遅延回路、１９−７〜１９−１０はそ
れぞれ乗算回路、１９−１１は加算回路である。
第３図は（４）式の第１平衡回路を乗算回路を用いずに
直列演算によって実施した回路例である。
直列演算によって実施した回路例である。
１３−３〜１３−６は第２図と同様の遅延回路にシフト
レジスタを用いたものである。
レジスタを用いたものである。
以上説明した如く本発明によれば、ＰＣＭ符号復号器の
内部と外部の反響信号抑圧のための平衡回路が独立して
設計でき、かつ内部特性補正の平衡回路は極めて簡易な
構成で実現できるから、良好な押圧特性を有した平衡回
路を経済的に実現する効果がある。
内部と外部の反響信号抑圧のための平衡回路が独立して
設計でき、かつ内部特性補正の平衡回路は極めて簡易な
構成で実現できるから、良好な押圧特性を有した平衡回
路を経済的に実現する効果がある。
第１図は本発明によるＰＣＭ符号復号器の一実施例の楕
成図、第２図は第１図の第一平衡回路１９の具体的実現
例を示す図、第３図は第１図の第一平衡回路の第２の具
体的実現例を示す図である。７・・・前置アナログ回路
、８・・・Ａ／Ｄ変換器、９・・・ディジタル回路、１
３・・・ディジタル回路、１４・・・Ｄ／Ａ変換回路、
】５・・・後置アナログ回路、１９ａ・・・第１の平衡
回路、１９ｂ・・・第２の平衡回路。 ￥２図 ／デα を３国
成図、第２図は第１図の第一平衡回路１９の具体的実現
例を示す図、第３図は第１図の第一平衡回路の第２の具
体的実現例を示す図である。７・・・前置アナログ回路
、８・・・Ａ／Ｄ変換器、９・・・ディジタル回路、１
３・・・ディジタル回路、１４・・・Ｄ／Ａ変換回路、
】５・・・後置アナログ回路、１９ａ・・・第１の平衡
回路、１９ｂ・・・第２の平衡回路。 ￥２図 ／デα を３国
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、入力ＰＣＭ信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変
換器と、入力アナログ信号をＰＣＭ信号に変換するＡ／
Ｄ変換器と、上記Ｄ／Ａ変換器の入力端子と上記Ａ／Ｄ
変換器の出力端子間に設けられたディジタル平衡回路を
持つＰＣＭ符号復号器において、 上記ディジタル平衡回路が、上記Ｄ／Ａ変換器の出力端
子と上記Ａ／Ｄ変換器の入力端子を短絡したとき、上記
ディジタル平衡回路側から上記Ｄ／Ａ変換器及びＡ／Ｄ
変換器側をみた伝達特性を近似する特性を有する第１の
平衡回路と、上記Ｄ／Ａ変換器の出力端子と上記Ａ／Ｄ
変換器との間にインピーダンス成分を有する回路を接続
したとき、上記Ｄ／Ａ変換器の出力が上記インピーダン
ス成分を有する回路を介して上記Ａ／Ｄ変換器の回り込
む信号特性と近似した特性を持つ第２の平衡回路とを縦
続接続して構成されたことを特徴とするディジタル平衡
回路を有するＰＣＭ符号復号器。 ２、第１項記載のＰＣＭ符号復号器において上記インピ
ーダンス成分を有する回路は上記ＰＣＭ符号復号器の外
部に設けられる２線４線変換回路又はそれを含む回路で
あることを特徴とするディジタル平衝回路を有するＰＣ
Ｍ符号復号器。 ３、第１項記載のＰＣＭ符号復腰器において、上記ディ
ジタル平衡回路が上記Ａ／Ｄ及びＤ／Ａ変換回路と一体
の半導体集積回路上に形成されたことを特徴とするディ
ジタル平衡回路を有するＰＣＭ符号復号器。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60177564A JPH0720070B2 (ja) | 1985-08-14 | 1985-08-14 | デイジタル平衡回路を有するｐｃｍ符号復号器 |
| US06/894,861 US4787080A (en) | 1985-08-14 | 1986-08-08 | PCM coder and decoder circuit having digital balancing network |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60177564A JPH0720070B2 (ja) | 1985-08-14 | 1985-08-14 | デイジタル平衡回路を有するｐｃｍ符号復号器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6238621A true JPS6238621A (ja) | 1987-02-19 |
| JPH0720070B2 JPH0720070B2 (ja) | 1995-03-06 |
Family
ID=16033165
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60177564A Expired - Lifetime JPH0720070B2 (ja) | 1985-08-14 | 1985-08-14 | デイジタル平衡回路を有するｐｃｍ符号復号器 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4787080A (ja) |
| JP (1) | JPH0720070B2 (ja) |
Families Citing this family (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2520770B2 (ja) * | 1990-07-06 | 1996-07-31 | 富士通株式会社 | ハイブリッド回路 |
| US5357569A (en) * | 1993-05-03 | 1994-10-18 | Teltrend Inc. | Trans-hybrid loss compensator for on hook transmission |
| US5422950A (en) * | 1993-05-03 | 1995-06-06 | Teltrend Inc. | Remote terminal channel unit for telephone transmission lines |
| US5347544A (en) * | 1993-05-03 | 1994-09-13 | Teltrend Inc. | Gain or loss compensation circuit for telephone lines |
| US5974137A (en) * | 1996-09-04 | 1999-10-26 | Teltrend, Inc. | AGC amplifier for two-wire line conditioner |
| US6111949A (en) * | 1996-09-04 | 2000-08-29 | Teltrend, Inc. | Method of rapid automatic hybrid balancing |
| US5963638A (en) | 1996-09-04 | 1999-10-05 | Teltrend, Inc. | Adjustable hybrid having improved biasing configuration |
| US5953412A (en) * | 1996-09-04 | 1999-09-14 | Teltrend, Inc. | Method and apparatus for controlling line conditioner equalizer |
| US5857167A (en) * | 1997-07-10 | 1999-01-05 | Coherant Communications Systems Corp. | Combined speech coder and echo canceler |
| DE10247208A1 (de) * | 2002-10-10 | 2004-04-22 | Infineon Technologies Ag | Brückenschaltung zur Echounterdrückung in Kommunikationseinrichtungen |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61242128A (ja) * | 1985-04-19 | 1986-10-28 | Fujitsu Ltd | エコ−キヤンセラ |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4072830A (en) * | 1976-10-04 | 1978-02-07 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Variable phase shifter for adaptive echo cancellers |
| JPS6046899B2 (ja) * | 1980-09-26 | 1985-10-18 | 日本電気株式会社 | 反響消去装置 |
| CA1180141A (en) * | 1980-11-15 | 1984-12-27 | Kenzo Takahashi | Echo canceller system |
| US4377793A (en) * | 1981-01-13 | 1983-03-22 | Communications Satellite Corporation | Digital adaptive finite impulse response filter with large number of coefficients |
| FR2538975A1 (fr) * | 1982-12-30 | 1984-07-06 | Trt Telecom Radio Electr | Procede utilise dans un dispositif d'annulation d'echo pour la mesure d'un retard d'echo et dispositif de mise en oeuvre de ce procede |
| EP0122594A3 (en) * | 1983-04-18 | 1986-09-10 | International Standard Electric Corporation | Line circuit with echo compensation |
| US4672665A (en) * | 1984-07-27 | 1987-06-09 | Matsushita Electric Industrial Co. Ltd. | Echo canceller |
| US4731834A (en) * | 1984-10-01 | 1988-03-15 | American Telephone And Telegraph Company, At&T Bell Laboratories | Adaptive filter including signal path compensation |
-
1985
- 1985-08-14 JP JP60177564A patent/JPH0720070B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1986
- 1986-08-08 US US06/894,861 patent/US4787080A/en not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61242128A (ja) * | 1985-04-19 | 1986-10-28 | Fujitsu Ltd | エコ−キヤンセラ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0720070B2 (ja) | 1995-03-06 |
| US4787080A (en) | 1988-11-22 |
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