JPS6223635A

JPS6223635A - スペクトラム拡散電力線搬送における電源同期通信方法および装置

Info

Publication number: JPS6223635A
Application number: JP60163802A
Authority: JP
Inventors: Kaoru Endo; 馨遠藤
Original assignee: NEC Home Electronics Ltd; Nippon Electric Co Ltd
Current assignee: NEC Home Electronics Ltd; NEC Corp
Priority date: 1985-07-24
Filing date: 1985-07-24
Publication date: 1987-01-31
Also published as: JPH0312497B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、電力線を伝送路として利用するスペクトラム
拡散電力線搬送に関し、特に送信側と受信側の動作を同
期させるのに電源を利用する電源同期通信方法および装
置に関するものである。

〔従来技術〕

従来、電力線を利用して情報信号の伝送を行なう場合に
は、伝送路の種類によって種々の変調方式が用いられて
いる。例えば送電線伝送路の場合には、単側波帯変調方
式が用いられており、また配電線伝送路の場合には周波
数変調方式あるいは位相変調方式が用いられている。こ
こで、電力線は信号伝送を考慮して布設されているもの
ではないことから、情報信号の伝送を行なおうとすると
、種々の雑音が入ってきたり、あるいは負荷の状況によ
って伝送特性が大幅に変動する問題を有している。つま
り、電力線の高周波特性は、送電線および配電線を問わ
ずに、コロナ雑音および負荷雑音が大きく、かつ電力線
の負荷状態に応じて太き（変動する。従って、信鯨性の
高い信号伝送を行なうことは困難であり、特に高速デー
タ伝送は不可能であった。

ところで、最近スペクトラム拡散通信方式を各分野に於
いて積極的に活用しようとする研究が進められており、
その原理および適用分野の解説が電子通信学会誌の昭和
５７年９月号９６５頁および１０月号の１０５３頁に開
示されている。このスペクトラム拡散通信方式は、スペ
クトルの広帯域化、特殊符号の使用および相関信号を特
徴とするものであって、電力線を利用した情報信号の伝
送に用いると、雑音および伝送特性の影響が受けにくく
なることから、高速データ伝送を高信顧に行なうことが
可能になる。つまり、このスペクトラム拡散通信方式は
、狭帯域の情報信号を広帯域にわたって均等にそのスペ
クトルを拡散して伝送するものであることから、電力線
を負荷状態によって伝送特性に零点が生ずる状態となっ
てもほとんど影響を受けることが無くなり、また狭帯域
雑音が混入しても受信側に於いて相関をとることからＳ
／Ｎが大きくなるものである。

第４図は、スペクトラム拡散通信方式（以下ＳＳ通信方
式と称す）を電力線伝送に利用した場合の一例を示す全
体構成図であって、ＰＮ拡散あるいは直接拡散と称され
る疑似雑音信号を用いて変調するものであり、特に疑似
雑音信号としてＭ系列符号を用いている。そして、この
Ｍ系列符号はある段数のシフトレジスタと帰還回路とに
よって発生される線形符号系列のうちの最長のものであ
って、１周期内に各瞬間の値が準雑音状態で分布するよ
うに設定されている。図に於いて１，２は電力線３を介
して接続された送信装置と受信装置である。送信装置１
に於いて４は例えば周波数が２５０ＫＨｚのクロックパ
ルスＣＰを発生するクロック発振回路、５はゼロクロス
検出回路であって、電力線３を介して供給される交流電
源のゼロクロス点を検出する毎にゼロクロス検出信号２
を発生する。６は疑似雑音信号としてのＭ系列符号を発
生する送信用Ｍ系列符号を発生回路であって、第５図に
示す様に例えば３段のシフトレジスタ６ａと、このシフ
トレジスタ６ａに於ける第２段目と第３段目の出力に対
する排他的論理和を求めて入力側に戻す排他的論理和ゲ
ー）６ｂとによって構成されており、クロック発振回路
４から供給されるクロックパルスＣＰに応じて入力信号
を順次シフトすることにより、終段から最大符号長が２
・−１（ｎはシフト段数）のＭ系列符号を発生する。ま
た、この送信用Ｍ系列符号発生回路は、ゼロクロス検出
回路５からゼロクロス検出信号Ｚが供給されると、第５
図に示すシフトレジスタ６ａの各段を構成するフリップ
フロップ回路ＦＦＩ〜ＦＦ、をオール“１″にリセット
するようになっている。７はスペクトラム拡散変調回路
であって、送信用Ｍ系列符号発生回路６から供給される
Ｍ系列符号と送信データを乗積変調（排他的論理和を求
める）ことによって、前記送信データをスペクトラム拡
散変調された変調信号に変換している。８はトランス９
とコンデンサ１０ａ。

１０ｂとによって構成される結合回路であって、図示し
ない低周波成分を除去するフィルタおよび送信アンプを
介して前記スペクトラム拡散変調回路７から供給される
変調信号を電力線３に出力する。

一方、受信装置２に於いて１０は送信装置１のクロック
発振回路４と同一のクロックパルスＣＰを発生するクロ
ック発振回路、１１はゼロクロス検出回路であって、電
力線３を介して供給される交流電源のゼロクロスを検出
する毎にゼロクロス検出信号Ｚを発生する。１２は受信
用Ｍ系列符号発生回路であって、送信用Ｍ系列符号発生
回路６と同様に、第５図で示した構成となっている。

１３は送信機側から電力線３を介して送られて来るスペ
クトラム拡散された変調信号を取り出す結合器であツて
、トランス１４とコンデンサ１５ａ。

１５ｂとによって構成されている。１６はスペクトラム
拡散復調回路であって、受信用Ｍ系列符号発生回路１２
から供給されるＭ系列符号と結合器１３から図示しない
受信アンプおよび低周波成分を除去するフィルタを介し
て供給される変調信号を乗算することにより、相関検波
を行なって受信データの取り出しを行なう。

この様に構成されたＳＳ通信装置に於いて、電源スィッ
チが投入されると、送信装置ｌおよび受信装置２にそれ
ぞれ設けられているクロック発振回路４．１０が同一周
期のクロックパルスＣＰを送出する。また、送信装置ｌ
および受信装置２に設けられているゼロクロス検出回１
５．ｌＩｌ！−１電力線３を介して供給される交流電源
のゼロクロスをネ★出する毎にゼロクロス検出信号Ｚを
発生している。そして、このゼロクロス検出回路５．１
１は同一の電力線３に流れる交流電源に対するゼロクロ
ス検出を行なっていることから、両回路から発生される
ゼロクロス検出信号Ｚは同期していることになる。

ここで、送信用Ｍ系列符号発生回路６は、第５図に示す
ように構成されていることから、第６図（ｆ）の時点ｔ
、に於いてゼロクロス検出回路５からゼロクロス検出信
号２が発生されると、シフトレジスタ６ａはこのゼロク
ロス検出信号Ｚをリセット入力としていることから、フ
リップフロップ回路ＦＦ、　〜ＦＦ、の出力が第６図（
ａ）　、　（ｂ）　、　（ｃ）　。

に示すようにオール″１１の状態にリセットされる。従
って、排他的論理和ゲート６ｂの出力信号は第６図（ｄ
）に示すように“Ｏ″となる。次に、クロックパルスＣ
Ｐが第６図（ｅ）の時点ｔ２に示すように立ち上ると、
シフトレジスタ６ａは排他的論理和ゲート６ｂの出力信
号を読み込んでシフトすることから、各フリップフロッ
プ回路ＦＦ。

〜ＦＦ３の出力信号は′０″、′１″、“１”。

となる。次に、クロックパルスＣＰが第６図（ｅ）の時
点ｔ、に示す様に立ち上ると、排他的論理和ゲート６ｂ
の出力が“０”状態を続けていることからシフトレジス
タ６ａはこの″０″信号に取り込んでシフトするために
、各フリップフロップ回路ＦＦ、−ＦＦ３の出力信号は
Ｏ”、“０”。

“１”となる。ここで、排他的論理和ゲート６ｂは、フ
リップフロップ回路ＦＦ２．ＦＦ、の出力を入力として
いることから、その出力に不一致が生ずると“１”信号
を第６図（ｄ）に示す様に出力する。そして、この排他
的論理和ゲート６ｂの出力信号は、クロックパルスＣＰ
の次の立ち上り時にシフトレジスタ６ａに取り込まれる
ことになる。このような動作を順次行うことにより、最
終段のフリップフロップ回路ＦＦｓから、第６図（ｃ）
に示すように時点１．−１．間を周期Ｔ、とするＭ系列
符号が得られることになる。そして、このＭ系列符号は
、ゼロクロス検出信号２によってリセット処理が加えら
れながら発生されることから、電力線３に流れる交流電
源に同期したものとなっている。

このようにして、交流電源に同期して発生されるＭ系列
符号は、スペクトラム拡散変調回路７に於いて高周波の
クロックパルスＣＰに同期した送信データと乗積変調さ
れることにより、狭帯域の送信データが広帯域にわたっ
て一様にスペクトラム拡散された変調信号として出力さ
れることになる。変調信号は図示しないフィルタに於い
て低周波成分を除去した後、送信アンプにおいて所定の
レベルに増幅されて結合器８に供給されることにより電
力線３に送り出される。

一方、受信装置２に於いてもクロックパルス発振回路１
０から出力されるクロックパルスＣＰを基として、受信
用Ｍ系列符号発生回路１２が送信用Ｍ系列符号発生回路
６と同様に同一構成のＭ系列符号を発生している。そし
て、この受信用Ｍ系列符号発生回路１２は、電力線３を
流れる交流電力のゼロクロスを検出するゼロクロス検出
回路１１の出力信号Ｚによってリセット処理が加えられ
ていることから、発生されるＭ系列符号は交流電源に同
期、つまり送信用Ｍ系列符号発生回路６から出力される
Ｍ系列符号との同期が取られている。

結合器１３は電力線３を介して送信機１から送られて来
る変調信号を取り出しており、この変調信号は図示しな
い受信アンプに於いて増幅された後、フィルタに於いて
低周波数成分が除去されてスペクトラム逆拡散復調回路
１６に供給される。スペクトラム逆拡散復調回路１６は
、受信用Ｍ系列符号発生回路１２から供給されるＭ系列
符号とスペクトラム拡散されて送られて来る受信変調信
号とを乗積することによって受信データを取り出してい
る。

〔発明が解決しようとする問題点〕

しかしながら、上述したＳＳ通信方式は、伝送路として
利用する電力線に流れる交流電源のゼロクロス点を基準
として送信用Ｍ系列符号発生回路および受信用Ｍ系列符
号発生回路がＭ系列符号を発生することによって、両者
の同期を得ようとしているが、次に述べるような不都合
が生じている。

例えばクロックパルスの周波数が２５０ＫＨｚの場合に
於けるＭ系列符号の１チップ幅は１／２５０−４μｓｅ
ｃとなる。これに対して、送受信機に於いて変復調に使
用されるＭ系列符号は、相互の位相ずれが少なくとも±
０．５チップ以内でなければ正常な通信が行なえない。

ところが、ゼロクロス検出回路はその特性上から、ゼロ
クロスを検出するタイミングが約１０μｓｅｃ程度ずれ
ることから、発生されるＭ系列符号も１０μｓｅｃ程度
の位相ずれを有して正常な通信が行なえなくなる。また
、送受信機に於いてそれぞれ発生されるクロックパルス
は非同期であり、ゼロクロス検出のタイミングにずれが
無くとも、最大エクロンク分の位相ずれが生ずることか
ら、これに伴なってＭ系列符号の位相が±１チップずれ
て正常な通信が行なえなくなる。更に、ゼロクロス点に
同期させてＭ系列符号を発生させた場合には、Ｍ系列周
期と交流電源の周期が一致していないことから、ゼロク
ロス点の検出時に強制的にＭ系列符号の発生動作がリセ
ットされて中断され、これに伴なってこのゼロクロス検
出点が含まれるＭ系列符号の周期部分では正常な通信が
行なえなくなる。また、送信側と受信側が比較的離れて
いる場合等に於いては、電力線３の負荷変動に応じて送
受信間に於いて交流電源に位相差が生ずる場合があり、
これに伴なって交流電源のゼロクロス点に同期して発生
されるＭ系列符号が送受信の相互に於いてずれることか
ら、正常な通信が行なえなくなる問題点を有している。

〔問題点を解決するための手段〕

このような問題を解決するために本発明によるスペクト
ラム拡散電力線搬送における電源同期通信方法および装
置は、送信側および受信側におけるＭ系列符号発生回路
からのＭ系列符号の発生に際して、任意の整数をＫとし
、発生されるＭ系列符号の最大周期長をＮとした時、伝
送路として利用する電力線に流れる交流電源の位相に同
期し、かつＫＮ倍の周波数を有する第１のクロックパル
スと、前記交流電源に同期し、かつその周波数に対して
に／２倍の周波数を有する第２のクロックパルスとを発
生する電源同期クロック発生回路を設け、前記送信側お
よび受信側のＭ系列符号発生回路は前記第１のクロック
パルスを基本クロックとして、第２のクロックパルスに
位相が同期するＭ系列符号を発生させて送信情報の変調
および受信変調信号の復調を行なうものである。

〔作用〕

従って、この様にしてＭ系列符号を発生させた場合には
、Ｍ系列符号の周期が電送路として利用する電力線に流
れる交流電源に対して常に同期することから、この交流
電源に同期して発生される送信側および受信側のＭ系列
符号が完全に一致することになる。そして、この場合に
於ける交流電源に同期したＭ系列符号の発生は、従来の
様に交流電源のゼロクロスポイント検出時に強制的にリ
セット処理を加えて強制的に同期させるものではなく、
フェーズロックループによって交流電源に同期した基本
クロックとしての第１のクロック信号とこの第１のクロ
ック信号に対して１７２Ｎの周期を有する第２のクロッ
ク信号とを発生させ、この第１のクロック信号によるＭ
系列符号の発生周期を第２のクロック信号に同期させる
ものであることから、一度同期が確立すればその状態が
確保し続けられるように制御されて、発生されるＭ系列
符号の乱れが防止されるものである。

〔実施例〕第１図は、本発明によるスペクトラム拡散電力線＊送に
おける電源同期通信方法および装置の一実施例を示す全
体構成図であって、第４図と同一部分は同一記号を用い
てその詳細説明を省略しである。同図に於いて１７は電
源同期クロック発生回路であって、電力線３を介して供
給される交流電源に同期し、かつ使用するＭ系列符号の
最大周期長をＮ、任意の整数をＫとした時に交流電源周
波数に対してに／２Ｘ２Ｎ倍の周波数を有するクロック
パルスＣＰｌと、交流電源に同期し、かつその周波数に
対して２Ｎ倍の周波数を有するクロックパルスＣＰｔと
を発生するように構成されている。１８は電源同期クロ
ック発生回路１７から出力されるクロックパルスＣＰ、
を基本クロックとしてＭ系列符号を発生する送信用Ｍ系
列符号発生回路、１９はスペクトラム拡散変調回路７か
ら出力されるスペクトラム拡散された変調信号を増幅し
て結合回路８に供給する送信アンプ、２０゜２１は受信
装置２に設けられた電源同期クロック発生回路と受信用
Ｍ系列符号発生回路であって、送信装置１に設けられて
いる電源同期クロック発主回路１７および送信用Ｍ系列
符号発生回路１８と同一の構成をなしている。２２は結
合器１３から出力される変調信号を増幅してスペクトラ
ム逆拡散復調回路１６に供給する受信アンプである。

第２図は、第１図に示す電源同期クロック発生回路１７
．２０および送・受信用Ｍ系列°符号発生回路１８．２
１の具体例を示す回路図である。同図に於いて２３は電
力線３を介して供給される交流電源（ＡＣｌｏｏＶ）と
後述する分周器２７の出力信号との位相を比較し、その
位相差に応じたレベルの信号を出力する位相比較器、２
４は位相比較器２３の出力を平滑化するローパスフィル
タ、２５はローパスフィルタ２４の出力を制御入力とす
る電圧制御可変周波数発振器（以下ＶＣＯと称す）であ
って、クロックパルスＣＰ、を発生する。

２６は分周器であって、送・受信用Ｍ系列符号発生回路
１８．２１から発生されるＭ系列符号の最大周期長をＮ
とした時、クロックパルスＣＰ、を１／２Ｎに分周した
クロックパルスＣＰ２を発生する。

２７は分周器２６から出力されるクロックパルスＣＰ２
を２／Ｋ　　（Ｋは任意の整数）に分周して位相比較器
２３に供給する分周器である。そして、ここれら位相比
較器２３．ローパスフィルタ２４゜ＶＣＯ２５，分周器
２６．２７はフェーズロックループ（Ｐ　Ｌ　Ｌ）回路
を構成することにより、交流電源に同期しかつその周波
数に対してＮＸＫ倍の周波数を有するクロックパルスＣ
Ｐ、と交流電源に同期しかつその周波数に対して２Ｎ倍
のクロックパルスＣＰ２を発生させていることになる。

次に、送・受信用Ｍ系列符号発生回路１８．２１は第５
図に於いて説明したと同様にフリップフロップ回路ＦＦ
、〜ＦＦ、が直列に接続されたシフトレジスタ６ａとフ
リップフロップ回路ＦＦ、。

ＦＦ、の出力信号に対する排他的論理和を求めて入力側
に帰還させる排他的論理和ゲー１−６ｂとによって、シ
フトレジスタ６ａの段数をｎとした時、２　”　−１の
最大符号長を有するＭ系列符号を発生している。２８は
シフトレジスタ６ａの全段出力に対する一致を求めるア
ンドゲート、２９はアンドゲート２８の出力を１／２に
分周する分周器、３０は分周器２９の出力信号とクロッ
クパルスＣＰ２との不一致を求める排他的論理和ゲート
、３１は排他的論理和ゲート３０の出力信号とクロック
パルスＣＰ、を入力とするオアゲートであって、その出
力信号はシフトレジスタ６ａのクロック入力端ＣＫに供
給される。そして、これらアントゲ−と２８２分周器２
９．排他的論理和ゲート３０およびオアゲート３１は、
シフトレジスタ７ａから発生されるＭ系列符号を交流電
源に同期させるための同期制御を行なっている。

この様に構成されたスペクトラム拡散電力線搬送通信シ
ステムにおいて、送信袋２１および受信装置２に電源が
供給されると、まず電源同期クロック発生回路１７．２
０が電力線３を介して供給される交流電源（ＡＣｌｏｏ
Ｖ）に同期したクロックパルスｃｐ、、ＣＰ２を発生す
る。つまり、第２図に於いて、ＶＣＯ２５から発生され
るクロックパルスＣＰ、が分周器２６．２７に於いて順
次分周された後に位相比較器２３に供給される。

位相比較器２３は分周器２７の出力信号と交流型′ａ（
ＡＣｌｏｏＶ）との位相を比較し、その位相差のずれ方
向を極性で表わし、かつ位相差をレベルによって表わす
制御信号を出力する。この制御信号は、ローパスフィル
タ２４に於いて平滑された後にＶＣＯ２５の制御信号入
力端に供給されることにより、位相比較器２３から出力
される制御信号の値が小さくなるように制御される。こ
のような制御が繰り返されることにより、つまりフェー
ズロックループ（Ｐ　Ｌ　Ｌ）制御が行なわれるここと
により、ＶＣＯ２５から出力される第３図（′ｂ）に示
すクロックパルスＣＰＩの位相が第３図＋ａｌに示す交
流電源ＡＣ１００Ｖの位相にロックされることになる。

そして、この場合に於けるクロックパルスＣＰ、は、フ
ェーズロックループに分周器２６．２７が設けられてい
ることから、交流電源の周波数が両分周器の分周値の積
として表わされるＮＫ倍の周波数を有することになる。

また、分周器２６からは、クロックパルスＣＰＩが１７
２Ｎに分周されたクロックパルスＣＰ２が第３図（ｆ）
に示すように出力される。そして、このクロックパルス
ＣＰ２は、クロックパルスＣＰ、を基にして作られてい
ることから、交流電源（ＡＣｌｏｏＶ）に同期している
とともに、分周器２６の分周値が２Ｎであることから、
このシステムに於いて使用されるＭ系列符号の１周期長
と一致する期間毎に“Ｈ”、“Ｌ”に反転する信号、つ
まり第３図（ｆ）に示すように第３図（ａ）に示す交流
電源（ＡＣ１００■）に同期し、かつ周波数が２倍の信
号となる。

この様にして電源同期クロック発生回路１７から発生さ
れるクロックパルスＣＰＩ　、ｃｐｚは、送信用Ｍ系列
符号発生回路１８へ供給される。第２図に於いて、クロ
ックパルスＣＰ１はオアゲート３１を介してシフトレジ
スタ６ａのクロック入力端ＣＫに供給されることから、
シフトレジスタ６ａは排他的論理和ゲート６ｂの出力信
号を順次シフトして、各フリップフロップＦＦ＋””Ｆ
Ｆ＊の出力は第３図（Ｃ）〜（６）に示すようになり、
シフトレジスタ６ａの出力、つまりフリップフロップＦ
Ｆ、の出力が排他的論理和ゲー）６ｂの入力条件によっ
て定まるパターンを有するＭ系列符号として出力される
。

ここで、電源投入時に於けるイニシャライズ時あるいは
リセットモードに於いて、例えば第３図に示す時点ｔ２
に於いてシフトレジスタ６ａがクリアされると、フリッ
プフロップＦ　Ｆ　ｒ　〜ＦＦ。

の出力信号は第３図（Ｃ）〜（ｅ）に示すようにオール
“１”にセットされる。そして、このフリップフロップ
ＦＦ、−ＦＦ３の出力がオール“１″になる毎にアンド
ゲート２８の出力信号Ａが第３図（Ｊ）に示すように“
Ｈ”となり、分周器２９に於いて２分周された後に第３
図（幻に示す出力信号Ｂとして排他的論理和ゲート３０
に供給される。つまり、分周器２９から出力される信号
Ｂは、通常時に於いてはＭ系列符号の１周期毎に“Ｈ”
、“Ｌ”に反転する信号となる。この様にして発生され
る出力信号Ｂは、排他的論理和ゲート３０に於いてクロ
ックパルスＣＰｔと比較され、両者が一致していれば発
生されるＭ系列符号が交流電源（ＡＣｌｏｏＶ）に同期
していることになる。しかし、時点ｔ、に於いてクロッ
クパルスＣＰ、が“Ｈ”から“Ｌ”に反転すると、分周
器２９の出力信号ＢとクロックパルスＣＰｔが不一致と
なることから、排他的論理和ゲート３０の出力信号が第
３図（ｈｌに示すように“Ｈ”となる。ここで、出力信
号Ｃが“Ｈ″になると、オアゲート３１はクロックパル
スＣＰ　＋が供給されているにもかかわらず、その出力
信号りを第３図（１）に示すように“Ｈ”に固定する。

つまり、実際に発生されるＭ系列符号の周期を示す分周
回路２９の出力信号Ｂと交流電源に同期したＭ系列符号
の発生周期を示すクロックパルスＣＰ、との不一致期間
に於いては、排他的論理和ゲート３０から出力される第
３図（ｈｌに示す信号Ｃが“Ｈ”となることから、この
信号Ｃの“Ｈ”部分がオアゲート３工を通過するクロッ
クパルスＣＰ、をＨ”状態に固定することによってカッ
トすることになる。従って、シフトレジスタ６ａには、
第３図（１）に示すように、■〜■で示すクロックパル
スＤが供給された状態のままで保持される。次に時点ｔ
４に於いてクロックパルスＣＰ　ｚが”Ｈ”に反転する
と、第３図（ｇｌに示す分周器２９の出力信号Ｂと第３
図（ｆｌに示すクロックパルスＣＰＩが一致することか
ら、排他的論理和ゲート３０の出力信号Ｃが第３図（ｈ
）に示すように“Ｌ″となる。この結果、オアゲート３
１からはクロックパルスＣＰＩが第３図（１）に示すク
ロックパルスＤとしてシフトレジスタ６ａに再び供給す
ることになる。そして、第３図（１）に時点１Ｓに於い
て■で示すクロックパルスＤが発生された後に、時点ｔ
６に於いて■で示すクロックパルスＤが立ち上がると、
フリップフロップＦＦ。

〜ＦＦ、の出力が第３図（Ｃ）〜ｔｅ＋に示す様にオー
ル“Ｈ”となることから、アンドゲート２８の出力信号
Ａが第３図Ｕ）に示す様に時ｔ、に於いて“Ｈ”に反転
する。そして、この出力信号Ａの６Ｈ１゛反転は、時点
ｔｔから２回目となることから、これに伴なって分周器
２９の出力信号Ｂが“Ｌ”に反転する。出力信号Ｂが“
Ｌｌになると、クロックパルスＣＰ　ｚとの間に不一致
が生ずることから、排他的論理和ゲー）３０の出力信号
Ｃが“Ｈ”となって、シフトレジスタ６ａへのクロック
パルスＤの供給を阻止する。

次に、時点ｔ、に於いてクロックパルスＣＰ　ｚが“Ｌ
”に反転すると、これに伴って排他的論理和ゲート３０
の出力信号Ｃも“Ｌ″に反転することから、オアゲート
３１からクロックパルスＤが第３図（１）に時点ｉ　Ｉ
　＋　　９　＊　　ｔ１０’−−−−−’−−−−−に
■、■。

■−−−−−−−とじて示すように出力されてシフトレ
ジスタ６ａに供給されることになる。そして、この時点
１．以後に於いては、シフトレジスタ６ａに供給される
クロックパルスＤの時点ｔ２からＭ系列符号の最大符号
長毎に繰り返して計数した第３図（１）に示す番号■、
■、■−−−−−−−−−−−と、交流電源ＡＣ１００
ｖに同期して発生されるクロックパルスＣＰ、を交流電
源の零クロス時点からＭ系列符号の最大符号長毎に繰り
返して計数した第３図山）に示すクロックパルスＣＰＩ
の番号２，３，４．〜・とが一致することになる。つま
り、シフトレジスタ６ａから発生されるＭ系列符号の１
周期毎に“Ｈ”、“Ｌ”に反転する分周器２９の出力信
号Ｂが、交流電源ＡＣ１００Ｖに同期してＭ系列符号が
発生された場合に於ける周期を示す（１周期毎に“Ｉ（
”、′Ｌ”に反転する）クロックパルスＣＰｔに同期す
るように、シフトレジスタ６ａに供給されるクロックパ
ルスＤが間引きされることになる。この様にして、シフ
トレジスタ６ａから発生されるＭ系列符号が交流電源Ａ
Ｃ１００Ｖに一度同期するとこの状態がロックされ、以
後は電源同期クロック発生回路１７が交流電源ＡＣ１０
０■に完全同期したクロックパルスＣＰ’＋　、ＣＰｚ
を発生し続けることから、交流電源の位相が何かの原因
によって多少変動したとしても、発生されるＭ系列符号
は常に交流電源に同期したものとなる。そして、この動
作は電源の投入と同時に瞬時に行なわれる。

この様にして、送信用Ｍ系列符号発生回路１８から発生
される交流電源に同期したＭ系列符号は、スペクトラム
拡散変調回路７に於いて送信データと乗積変調されるこ
とによって、狭帯域の送信データが広帯域にわたって一
様にスペクトラム拡散された変調信号として出力される
。この様にして発生された変調信号は、送信アンプ１９
に於いて増幅された後に、結合器８を介して電力線３に
送り出される。

一方、受信装置２における電源同期クロック発生回路２
０および受信用Ｍ系列符号発生回路２１は、第２図で示
した様に受信装置１に於°ける電源同期クロック発生回
路１７および送信用Ｍ系列符号発生回路１８と同一構成
となっているために、上述した送信装置ｌに於ける場合
と同様に、電源スィッチの投入時から瞬時に交流電源に
同期したクロックパルスＣＰ　ｒ　、　ＣＰ　ｔが発生
されることに伴なって、交流電源に同期したＭ系列符号
が受信用Ｍ系列符号発生回路２１から発生されることに
なる。結合器１３は電力線３を介して送信装置工から供
給されるスペクトラム拡散された変調信号のみを取り出
す、そして、この変調信号は、受信アンプ２２に於いて
増幅された後にスペクトラム逆拡散復調回路１６に供給
されるスペクトラム逆拡散復調回路１６は、受信用Ｍ系
列符号発生回路２１から供給されるＭ系列符号と受信ア
ンプ２２から供給される変調信号を乗積復調することに
よって受信データを出力する。

ここで、送信用Ｍ系列符号発生回路１８から出力される
Ｍ系列符号および受信用Ｍ系列符号発生回路２１から出
力されるＭ系列符号は、共交流電源に同期して発生され
ていることから、両者は完全に同期したものとなる。従
って、スペクトラム逆拡散復調回路１６は、変調時と同
一のＭ系列符号を用いて受信変調信号を乗積復調するこ
とから、送信データと同一の受信データを確実に取り出
すことが可能になる。また、交流電源の位相が何かの原
因によって多少変動したとしても、これに応じてクロッ
クパルスＣＰＩ　、ｅｐｚの位相が変化することから、
送信装置１および受信装置２において発生されるＭ系列
符号は常に交流電源に同期したものとなる。

〔発明の効果〕

以上説明した様に、この発明によるスペクトラム拡散電
力線搬送における電源同期通信方法および装置は、送信
側に於いて発生されるＭ系列符号と送信データを乗積復
調することによりスペクトラム拡散された変調信号を発
生して電力線に供給し、受信側に於いては送信時と同一
のＭ系列符号をもちいて受信変調信号を乗積復調するこ
とにより、受信データを取り出すスペクトラム拡散電力
線搬送において、Ｍ系列符号の最大周期長をＮ、任意の
整数をＫとした時、伝送路として利用する電力線に流れ
る交流電源と位相が同期し、かつそのＫ・Ｎ倍の周波数
を有する第１のクロックパルスと、交流電源に位相が同
期し、かつそのに／２倍の周波数を有する第２のクロッ
クパルスとを送信側および受信側に於いてそれぞれ発生
させ、前記第１のクロックパルスを基本クロックとして
前記第２のクロックパルスに位相を同期させてＭ系列符
号の発生を行ない、このＭ系列符号を用いて送信データ
のスペクトラム変調およびスペクトラム逆拡散復調を行
なうものである。このために、送信側および受信側に於
いて使用するＭ系列符号が常に電力線に流れる交流電力
に同期したものとなることから、両者が常に一致したも
のとなって確実な復調が行なえることになる。また、こ
の発明に於いては、従来の様に交流電源のゼロクロス時
点に強制的にリセットを加えて同期を得るものではなく
、交流電源に位相が同期した第１のクロックパルスと、
交流電源に位相が同期し、かつ発生されるＭ系列符号の
各周期を示す第２のクロックパルスを用いてＭ系列符号
を発生させるものであることから、従来の様にＭ系列符
号の発生途中に於いてリセットが加えられて中断するこ
とにより通信が行なえなくなる問題が解消される。また
、電力線を流れる交流電源の位相が何かの原因によって
送受信間に於いてわずかにすれたとしてもも、これに応
じて発生されるＭ系列符号の周期が可変されることから
、常に受信変調信号を確実に復調して受信データの取り
出しが行なえる等の種々優れた効果を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明によるスペクトラム拡散電力線伝送にお
ける電源同期通信方法および装置の一実施例を説明する
ための全体構成図、第２図は第１図に示す電源同期クロ
ック発生回路および送・受信用Ｍ系列発生回路の具体例
を示す回路図、第３図（ａ）〜０）は第２図に示す回路
の動作を説明するための各部動作波形図、第４図は従来
のスペクトラム拡散電力線伝送通信システムの一例を示
すブロック図、第５図は第４図に示す送・受信用Ｍ系列
符号発生回路の一例を示す回路図、第６図（ａ）〜（ｆ
）は第５図に示す回路の各部動作波形図である。１・・・送信装置、２・・・受信装置、３・・・電力線
、６ａ・・・シフトレジスタ、６ｂ・・・排他的論理和
ゲート、７・・・スペクトラム拡散変調回路、８，１３
・・・結合器、１６・・・スペクトラム逆拡散復調回路
、１７．２０・・・電源同期クロック発生回路、１８・
・・送信用Ｍ系列符号発生回路、１９・・・送信アンプ
、２１・・・受信用Ｍ系列符号発生回路、２２・・・受
信アンプ、２３・・・位相比Ｍ器、２４・・・ローパス
フィルタ、２５・・・電圧制御可変周波数発信器（ＶＣ
Ｏ）、２６．２７・・・分周器、２８・・・アンドゲー
ト、２９・・・　分周器、３０・・・排他的論理和ゲー
ト、３工・・・オアゲート。第５図第６図

Claims

【特許請求の範囲】

（１）送信側に於いて発生されるＭ系列符号と送信デー
タとを乗積変調することにより送信データがスペクトラ
ム拡散された変調信号を発生して電力線に供給し、受信
側に於いては送信時と同一のＭ系列符号と電力線を介し
て受信した変調信号とを用いて受信データを乗積復調す
るスペクトラム拡散電力線搬送通信方法において、前期
Ｍ系列符号の最大周期をＮ、任意の整数をＫとした時、
伝送路として利用する電力線に流れる交流電源と位相が
同期し、かつそのＫ・Ｎ倍の周波数を有する第１のクロ
ックパルスと、前記交流電源に位相が同期し、かつその
Ｋ／２倍の周波数を有する第２のクロックパルスとを送
信側および受信側に於いて発生させ、前記第１のクロッ
クパルスを基本クロックとしてその発生周期が前記第２
のクロックパルスの“Ｈ”、“Ｌ”期間にそれぞれ一致
するＭ系列符号を発生させ、この電源に同期したＭ系列
符号を用いて送信データのスペクトラム拡散変調および
受信変調信号に対するスペクトラム逆拡散復調を行なう
ことを特徴とするスペクトラム拡散電力線搬送における
電源同期通信方法。
（２）伝送路として利用する電力線に流れる交流電源に
位相が同期し、かつ利用するＭ系列符号の最大周期長を
Ｎ、任意の整数をＫとした時に、交流電源の周波数に対
してＮＫ倍の周波数を有する第１のクロックパルスと交
流電源に位相が同期し、かつＭ系列符号の発生周期を“
Ｈ”、“Ｌ”に変化して示す第２のクロックパルスとを
発生す電源同期クロック発生回路と、前記第１のクロッ
クパルスを基本クロックとして前記第２のクロックパル
スの“Ｈ”、“Ｌ”変化に発生周期が同期したＭ系列符
号を発生するＭ系列符号発生回路と、このＭ系列符号発
生回路から発生されるＭ系列符号を用いて送信データを
乗積変調することにより、送信データが広帯域にスペク
トラム拡散された変調信号を出力するスペクトラム拡散
変調回路と、このスペクトラム拡散変調回路から出力さ
れる変調信号を前記電力線に供給する結合回路とによっ
て送信装置を構成し、前記送信装置に設けられているも
のと同一構成による電源同期クロック発生回路およびＭ
系列符号発生回路と、前記電力線を介して前記送信装置
から送られて来る変調信号を取り出す結合回路と、前記
Ｍ系列符号発生回路から出力されるＭ系列符号を用いて
前記結合回路から出力される変調信号をスペクトラム逆
拡散復調することにより受信データを取り出すスペクト
ラム逆拡散復調回路とによって受信装置を構成したこと
を特徴とするスペクトラム拡散電力線搬送における電源
同期通信装置。
（３）送信側および受信側の電源同期クロック発生回路
を第１のクロックパルスを発生する電圧制御可変周波数
発振器と、この第１のクロックパルスを１／２Ｎに分周
することにより第２のクロックパルスを発生する第１の
分周器と、この第２のクロックパルスを２／Ｋに分周す
る第２の分周器と、この第２の分周器出力と電力線に流
れる交流電源の位相を比較してその位相差に応じた出力
を発生する位相比較器と、この位相比較器の出力信号を
平滑して前記電圧制御可変周波数発振器に制御信号とし
て供給するローパスフィルタとによって構成することを
特徴とする特許請求の範囲第２項記載のスペクトラム拡
散電力線搬送における電源同期通信装置。
（４）送信側および受信側のＭ系列符号発生回路は、シ
フトレジスタと、このシフトレジスタの複数段出力に対
する排他的論理和を求めてその出力を前記シフトレジス
タの入力端に戻すことによりＭ系列符号を発生させる排
他的論理和ゲートと、前記シフトレジスタの全段出力に
対する一致を求めるアンドゲートと、このアンドゲート
の出力信号を２分周する分周器と、この分周器の出力信
号と前記電源同期クロック発生回路から供給される第２
のクロックパルスとを入力とする排他的論理和ゲートと
、この排他的論理和ゲートの出力信号と前記電源同期ク
ロック発生回路から供給される第１のクロックパルスと
を入力とし、その出力信号を基本クロックとして前記シ
フトレジスタに供給するオアゲートとによって構成され
ることを特徴とする特許請求の範囲第２項記載のスペク
トラム拡散電力線搬送における電源同期通信装置。