JPS6221237B2 - - Google Patents
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- JPS6221237B2 JPS6221237B2 JP55002206A JP220680A JPS6221237B2 JP S6221237 B2 JPS6221237 B2 JP S6221237B2 JP 55002206 A JP55002206 A JP 55002206A JP 220680 A JP220680 A JP 220680A JP S6221237 B2 JPS6221237 B2 JP S6221237B2
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 14
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 claims description 11
- 238000010411 cooking Methods 0.000 claims description 9
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 claims description 9
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 5
- 238000010248 power generation Methods 0.000 claims 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000001965 increasing effect Effects 0.000 description 3
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 2
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000010438 heat treatment Methods 0.000 description 2
- 230000006698 induction Effects 0.000 description 2
- 239000000463 material Substances 0.000 description 2
- 229910052751 metal Inorganic materials 0.000 description 2
- 239000002184 metal Substances 0.000 description 2
- 239000010935 stainless steel Substances 0.000 description 2
- 229910001220 stainless steel Inorganic materials 0.000 description 2
- 239000004480 active ingredient Substances 0.000 description 1
- 239000000956 alloy Substances 0.000 description 1
- 229910045601 alloy Inorganic materials 0.000 description 1
- 229910052782 aluminium Inorganic materials 0.000 description 1
- XAGFODPZIPBFFR-UHFFFAOYSA-N aluminium Chemical compound [Al] XAGFODPZIPBFFR-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 239000002800 charge carrier Substances 0.000 description 1
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
- 230000001276 controlling effect Effects 0.000 description 1
- 238000013016 damping Methods 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 239000003302 ferromagnetic material Substances 0.000 description 1
- 230000005291 magnetic effect Effects 0.000 description 1
- 239000000696 magnetic material Substances 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 239000000203 mixture Substances 0.000 description 1
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 description 1
- 239000007787 solid Substances 0.000 description 1
- 230000002123 temporal effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
- H05B6/00—Heating by electric, magnetic or electromagnetic fields
- H05B6/02—Induction heating
- H05B6/06—Control, e.g. of temperature, of power
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/538—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a push-pull configuration
- H02M7/53803—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a push-pull configuration with automatic control of output voltage or current
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
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Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、並列振動回路が直列振動回路に対
して直列に矩形波電圧発生器に接続されておつ
て、負荷が該並列振動回路に結合可能でありそし
て該並列振動回路の共振周波数が実質的に上記矩
形波電圧発生器の基本周波数に等しくかつ上記直
列振動回路の共振周波数よりも小さく選ばれてい
る正弦波電力発生器に関する。
して直列に矩形波電圧発生器に接続されておつ
て、負荷が該並列振動回路に結合可能でありそし
て該並列振動回路の共振周波数が実質的に上記矩
形波電圧発生器の基本周波数に等しくかつ上記直
列振動回路の共振周波数よりも小さく選ばれてい
る正弦波電力発生器に関する。
このような正弦波電力発生器が、誘導加熱装置
において用いられることは例えば西独公開公報第
2648758号明細書から公知である。この誘導加熱
装置は、並列振動回路のコイルの交番磁界内に置
かれる導電性の被加熱物体に渦電流が発生される
という原理に基づいている。矩形波電圧発生器
は、並列振動回路および直列振動回路からなる直
列回路に矩形波電圧を印加し、そして発生器電流
の時間変化は振動回路によつて決定される。並列
振動回路は矩形波電圧の基本周波数に同調されて
おつて、電圧発生器の無負荷時には発生器電流の
基本周波数成分、従つてまたこの電流成分により
惹起される無負荷時損失を小さくするようにして
ある。
において用いられることは例えば西独公開公報第
2648758号明細書から公知である。この誘導加熱
装置は、並列振動回路のコイルの交番磁界内に置
かれる導電性の被加熱物体に渦電流が発生される
という原理に基づいている。矩形波電圧発生器
は、並列振動回路および直列振動回路からなる直
列回路に矩形波電圧を印加し、そして発生器電流
の時間変化は振動回路によつて決定される。並列
振動回路は矩形波電圧の基本周波数に同調されて
おつて、電圧発生器の無負荷時には発生器電流の
基本周波数成分、従つてまたこの電流成分により
惹起される無負荷時損失を小さくするようにして
ある。
しかしながら矩形波電圧は発生器電流の正弦波
基本成分に加えて多数の高調波を励振する。この
高調波電流に対しては並列振動回路のインピーダ
ンスは小さく、そのため周知の回路においては無
負荷時にも比較的高い損失が生ずる。高調波振動
に基づくこのような無負荷時損失をできるだけ小
さくするために、直列振動回路は並列振動回路の
共振周波数より若干高い周波数に同調されてい
る。このようにして発生器電流の基本周波数成分
はほとんど影響を及ぼされることなく、他方その
高調波、特に第３高調波は抑圧される。
基本成分に加えて多数の高調波を励振する。この
高調波電流に対しては並列振動回路のインピーダ
ンスは小さく、そのため周知の回路においては無
負荷時にも比較的高い損失が生ずる。高調波振動
に基づくこのような無負荷時損失をできるだけ小
さくするために、直列振動回路は並列振動回路の
共振周波数より若干高い周波数に同調されてい
る。このようにして発生器電流の基本周波数成分
はほとんど影響を及ぼされることなく、他方その
高調波、特に第３高調波は抑圧される。
周知の発生器の欠点は無負荷時損失を減少する
ことができるが、しかしながら矩形波電圧発生器
とそれに接続された両振動回路の直列回路との間
の不整合に起因して発生器の効率は小さくなり、
そして負荷時における矩形波電圧発生器の電力損
失は比較的高くなる。
ことができるが、しかしながら矩形波電圧発生器
とそれに接続された両振動回路の直列回路との間
の不整合に起因して発生器の効率は小さくなり、
そして負荷時における矩形波電圧発生器の電力損
失は比較的高くなる。
本発明の課題は無負荷時の損失をできるだけ小
さくするばかりでなく、負荷作動時においても切
換損失を相応に低くして、比較的高い効率を達成
することを可能にする手段を提示することにあ
る。
さくするばかりでなく、負荷作動時においても切
換損失を相応に低くして、比較的高い効率を達成
することを可能にする手段を提示することにあ
る。
この課題は、冒頭に述べた構成の正弦波電力発
生器から出発して、上記直列振動回路の共振周波
数を、上記矩形波電圧発生器の基本周波数の第３
高調波の周波数よりも小さく、上記並列振動回路
に結合される負荷が有効成分および無効成分から
なる複素インピーダンスを有しており、そして上
記振動回路および／または上記負荷のインピーダ
ンスを負荷時に上記矩形波電圧発生器の矩形波出
力電圧と出力電圧の基本周波数成分との間に約30
゜の移相が生ずるように選定することにより解決
される。
生器から出発して、上記直列振動回路の共振周波
数を、上記矩形波電圧発生器の基本周波数の第３
高調波の周波数よりも小さく、上記並列振動回路
に結合される負荷が有効成分および無効成分から
なる複素インピーダンスを有しており、そして上
記振動回路および／または上記負荷のインピーダ
ンスを負荷時に上記矩形波電圧発生器の矩形波出
力電圧と出力電圧の基本周波数成分との間に約30
゜の移相が生ずるように選定することにより解決
される。
直列振動回路の共振周波数は矩形波電圧発生器
の基本周波数の第３高調波の周波数よりも小さい
ので、直列振動回路のインピーダンスは無負荷時
にもまた負荷時にも同様に矩形波電圧発生器の出
力電流の第３高調波に対して誘導性であつて、90
゜の遅れ位相位置を有する。直列振動回路の共振
周波数はこの場合並列振動回路の共振周波数より
も1.4ないし2.2倍だけ大きくするのが好ましい。
特に約1.7倍にするのが適している。
の基本周波数の第３高調波の周波数よりも小さい
ので、直列振動回路のインピーダンスは無負荷時
にもまた負荷時にも同様に矩形波電圧発生器の出
力電流の第３高調波に対して誘導性であつて、90
゜の遅れ位相位置を有する。直列振動回路の共振
周波数はこの場合並列振動回路の共振周波数より
も1.4ないし2.2倍だけ大きくするのが好ましい。
特に約1.7倍にするのが適している。
負荷時には、並列振動回路は、負荷の複素イン
ピーダンスにより、矩形波電圧発生器の出力電流
の基本波成分が矩形波電圧に対し30゜遅れ方向に
移相されるように離調される。移相された基本周
波数成分および位相が一定の第３高調波成分の和
は、矩形波電圧に対して30゜だけ遅れた矩形波電
圧発生器のほぼ矩形の出力電流を生ぜしめる。即
ち負荷時には矩形波電圧発生器は近似的にオーム
抵抗で終端されて、振動回路に最大出力を発生す
る。30゜移相されているので、約0.86の力率が生
ずる。矩形波電圧発生器の出力電流の基本周波数
成分ならびに出力電流の第３高調波成分に対する
インピーダンスの大きさは等しくするのが好まし
い。
ピーダンスにより、矩形波電圧発生器の出力電流
の基本波成分が矩形波電圧に対し30゜遅れ方向に
移相されるように離調される。移相された基本周
波数成分および位相が一定の第３高調波成分の和
は、矩形波電圧に対して30゜だけ遅れた矩形波電
圧発生器のほぼ矩形の出力電流を生ぜしめる。即
ち負荷時には矩形波電圧発生器は近似的にオーム
抵抗で終端されて、振動回路に最大出力を発生す
る。30゜移相されているので、約0.86の力率が生
ずる。矩形波電圧発生器の出力電流の基本周波数
成分ならびに出力電流の第３高調波成分に対する
インピーダンスの大きさは等しくするのが好まし
い。
無負荷時には並列振動回路は矩形波電圧発生器
の基本周波数に同調され、それにより該発生器の
出力電流の基本周波数成分は実質的に消去して、
従つて位相位置は何の作用もしない。
の基本周波数に同調され、それにより該発生器の
出力電流の基本周波数成分は実質的に消去して、
従つて位相位置は何の作用もしない。
負荷によつて並列振動回路は減衰されるばかり
でなく、離調される。非減衰振動回路と減衰され
た振動回路のＱの比が小さい場合でも、力率の比
はその何倍にも大きくなり得ることが判つた。負
荷による並列振動回路の離調に起因して、並列振
動回路には電圧上昇が生じ、それに由り同程度に
単に減衰されただけの並列振動回路の出力の数
倍、例えば４ないし６倍の出力が可能となる。
でなく、離調される。非減衰振動回路と減衰され
た振動回路のＱの比が小さい場合でも、力率の比
はその何倍にも大きくなり得ることが判つた。負
荷による並列振動回路の離調に起因して、並列振
動回路には電圧上昇が生じ、それに由り同程度に
単に減衰されただけの並列振動回路の出力の数
倍、例えば４ないし６倍の出力が可能となる。
所望の移相を惹起する負荷の誘導性無効成分
は、例えば無負荷時に開かれるスイツチを介して
並列振動回路のコイルに並列接続されたコイルに
より実現することができる。正弦波電力発生器を
調理用装置に用いる場合には誘導性無効成分は並
列振動回路のコイルに変成器態様で結合された金
属調理器具の相互インダクタンスにより形成する
ことができる。従つて調理器具としては非磁性の
材料、特に合金組成で上記のような性質を有する
ステンレス・スチールから造られた器具が適して
いる。有効成分は調理器具の渦電流損失によつて
形成される。
は、例えば無負荷時に開かれるスイツチを介して
並列振動回路のコイルに並列接続されたコイルに
より実現することができる。正弦波電力発生器を
調理用装置に用いる場合には誘導性無効成分は並
列振動回路のコイルに変成器態様で結合された金
属調理器具の相互インダクタンスにより形成する
ことができる。従つて調理器具としては非磁性の
材料、特に合金組成で上記のような性質を有する
ステンレス・スチールから造られた器具が適して
いる。有効成分は調理器具の渦電流損失によつて
形成される。
矩形波電圧発生器は、切換動作をする終段を有
するのが好ましい。この場合スイツチは単に有限
の時間、阻止状態および導通状態に切り換えるこ
とができるトランジスタから通例の仕方で構成さ
れる。この時間中には定格電力の何倍ものピーク
電力損が現われて、トランジスタを破壊する可能
性がある。トランジスタにより形成されたスイツ
チにおけるこのようなピーク電力損は、これらス
イツチの各々をコンデンサにより橋絡することに
よつて実質的に減少することができる。このこと
は特にスイツチがプツシユ・プル動作するトラン
ジスタによつて形成されておつて、該トランジス
タのコレクタ−エミツタ路が直列に接続されてい
る場合に特に有効である。コンデンサはこの場合
トランジスタのコレクタ−エミツタ路に並列に接
続される。実質的に矩形の出力電力および矩形波
電圧の移相に由り、ターン・オフ損失ばかりでな
く、ターン・オン損失も低減される。コンデンサ
は矩形波電圧の過度に急峻な縁を緩和し、それに
よりトランジスタは実質的に損失を伴なわずに開
閉され、正弦波電力発生器の効率はさらに高揚す
る。
するのが好ましい。この場合スイツチは単に有限
の時間、阻止状態および導通状態に切り換えるこ
とができるトランジスタから通例の仕方で構成さ
れる。この時間中には定格電力の何倍ものピーク
電力損が現われて、トランジスタを破壊する可能
性がある。トランジスタにより形成されたスイツ
チにおけるこのようなピーク電力損は、これらス
イツチの各々をコンデンサにより橋絡することに
よつて実質的に減少することができる。このこと
は特にスイツチがプツシユ・プル動作するトラン
ジスタによつて形成されておつて、該トランジス
タのコレクタ−エミツタ路が直列に接続されてい
る場合に特に有効である。コンデンサはこの場合
トランジスタのコレクタ−エミツタ路に並列に接
続される。実質的に矩形の出力電力および矩形波
電圧の移相に由り、ターン・オフ損失ばかりでな
く、ターン・オン損失も低減される。コンデンサ
は矩形波電圧の過度に急峻な縁を緩和し、それに
よりトランジスタは実質的に損失を伴なわずに開
閉され、正弦波電力発生器の効率はさらに高揚す
る。
本発明による正弦波電力発生器の別の利点は次
の点にある。即ち、並列振動回路のコイルから取
り出される出力を単に矩形波電圧発生器の基本周
波数を僅かに変えることだけで制御できる点であ
る。基本周波数を低くすれば、矩形波電圧発生器
からより大きな電力を取り出すことができる。と
言うのは出力電流の基本周波数成分に対するイン
ピーダンスが低オームになり、基本周波数成分と
矩形波電圧との間の移相が小さくなるからであ
る。これに対して矩形波電圧発生器の基本周波数
を高くすると、基本周波数成分に対するインピー
ダンスが大きくなり、同時に出力電流の基本周波
数成分と矩形波電圧との間の移相量が誘導性方
向、即ち電流遅れ方向において大きくなる。
の点にある。即ち、並列振動回路のコイルから取
り出される出力を単に矩形波電圧発生器の基本周
波数を僅かに変えることだけで制御できる点であ
る。基本周波数を低くすれば、矩形波電圧発生器
からより大きな電力を取り出すことができる。と
言うのは出力電流の基本周波数成分に対するイン
ピーダンスが低オームになり、基本周波数成分と
矩形波電圧との間の移相が小さくなるからであ
る。これに対して矩形波電圧発生器の基本周波数
を高くすると、基本周波数成分に対するインピー
ダンスが大きくなり、同時に出力電流の基本周波
数成分と矩形波電圧との間の移相量が誘導性方
向、即ち電流遅れ方向において大きくなる。
しかしながらいずれの場合にも、矩形波電圧発
生器のほぼ矩形もしくは台形の出力電流にひずみ
が生ずる。負荷が受ける電力を調整するのに適し
た誤差信号を発生するために、矩形波電圧の予め
定められた位相角において、矩形波電圧発生器の
出力電流の振幅に応答する周波数発生段を設ける
ことができる。この予め定められた位相角におけ
る出力電流の振幅は電流変化のひずみに対する尺
度となり、従つてまた出力電流がその最適なほぼ
矩形状の変化からどの程度偏差しているかの尺度
となる。この周波数調整段は好ましくは矩形波電
圧の位相位置に対して約＋60゜もしくは180゜＋
60゜の位相角で出力電流の振幅を検知する。特に
矩形波電圧の側縁と予め定められた位相角との間
に最大値記憶デバイスを投入して、この角度範囲
で現われる出力電流の振幅の最大値を蓄積（記
憶）するようにするのが特に適している。そして
蓄積された内容は基本周波数の制御に直接利用す
ることができる。
生器のほぼ矩形もしくは台形の出力電流にひずみ
が生ずる。負荷が受ける電力を調整するのに適し
た誤差信号を発生するために、矩形波電圧の予め
定められた位相角において、矩形波電圧発生器の
出力電流の振幅に応答する周波数発生段を設ける
ことができる。この予め定められた位相角におけ
る出力電流の振幅は電流変化のひずみに対する尺
度となり、従つてまた出力電流がその最適なほぼ
矩形状の変化からどの程度偏差しているかの尺度
となる。この周波数調整段は好ましくは矩形波電
圧の位相位置に対して約＋60゜もしくは180゜＋
60゜の位相角で出力電流の振幅を検知する。特に
矩形波電圧の側縁と予め定められた位相角との間
に最大値記憶デバイスを投入して、この角度範囲
で現われる出力電流の振幅の最大値を蓄積（記
憶）するようにするのが特に適している。そして
蓄積された内容は基本周波数の制御に直接利用す
ることができる。
次に添付図面を参照して本発明の実施例につい
て詳細に説明する。
て詳細に説明する。
第１図は矩形波電圧発生器１の構成を略示する
ブロツクダイヤグラムであり、該矩形波発生器の
出力端３とアースとの間には直列振動回路５と並
列振動回路７の直列接続からなる回路９が接続さ
れている。直列振動回路５はコイル１１およびコ
ンデンサ１３を有しており、並列振動回路はコイ
ル１５およびコンデンサ１７から形成されておつ
て、アースに接続されている。調理装置でこの発
生器を使用する場合には、例えば皿とか調理用鍋
等が負荷１９としてコイル１５に誘導結合され、
該負荷１９の金属部分には渦電流が誘起される。
ブロツクダイヤグラムであり、該矩形波発生器の
出力端３とアースとの間には直列振動回路５と並
列振動回路７の直列接続からなる回路９が接続さ
れている。直列振動回路５はコイル１１およびコ
ンデンサ１３を有しており、並列振動回路はコイ
ル１５およびコンデンサ１７から形成されておつ
て、アースに接続されている。調理装置でこの発
生器を使用する場合には、例えば皿とか調理用鍋
等が負荷１９としてコイル１５に誘導結合され、
該負荷１９の金属部分には渦電流が誘起される。
矩形波電圧発生器１は自走矩形波制御発振器２
１を備えており、該矩形波制御発振器はプツシ
ユ・プル回路形態で動作するトランジスタ２３，
２５を、先に導通状態であつたトランジスタが再
び阻止状態もしくは不導通状態に達した時に初め
て他方のトランジスタが導通状態になるように、
交互に間隙をもつて制御する。これらトランジス
タのコレクタ−エミツタ路は正の駆動電源２７と
アースとの間に直列に接続されている。トランジ
スタ２３，２５のコレクタ−エミツタ路には並列
にそれぞれ阻止方向の極性、即ち逆並列関係で自
走ダイオード２９，３１ならびにコンデンサ３
３，３５が接続されている。コンデンサ３３，３
５の機能については次に詳細に説明する。
１を備えており、該矩形波制御発振器はプツシ
ユ・プル回路形態で動作するトランジスタ２３，
２５を、先に導通状態であつたトランジスタが再
び阻止状態もしくは不導通状態に達した時に初め
て他方のトランジスタが導通状態になるように、
交互に間隙をもつて制御する。これらトランジス
タのコレクタ−エミツタ路は正の駆動電源２７と
アースとの間に直列に接続されている。トランジ
スタ２３，２５のコレクタ−エミツタ路には並列
にそれぞれ阻止方向の極性、即ち逆並列関係で自
走ダイオード２９，３１ならびにコンデンサ３
３，３５が接続されている。コンデンサ３３，３
５の機能については次に詳細に説明する。
無負荷時、即ち負荷１９が結合されていない場
合には矩形波電圧発生器１の電力損失はできるだ
け小さくすべきである。また負荷時即ちコイル１
５に負荷１９が結合されている場合にはトランジ
スタ２３，２５のスイツチング損失を出来るだけ
小さくし、コイル１５に供給される電力を出来る
だけ大きくすべきである。矩形波電圧発生器１は
端子３とアースとの間に第２ａ図に示すように時
間ｔに依存して変化する矩形波電圧ＵGを発生す
る。回路９を流れる電流は第１図にＩGで示され
ている。この電流の時間的変化は回路９の周波数
依存複素インピーダンスＺに依存し、制御発振器
２１によつて定まる矩形波電圧ＵGの基本周波数
ｆGを有する基本周波数成分および基本周波数ｆG
の高調波電流成分から定まる。基本周波数成分に
加えて、特に基本周波数ｆGの第３高調波3fGの電
流成分が現われる。無負荷時に電流ＩGの基本周
波数成分をできるだけ小さく保持するために、無
負荷状態で、並列振動回路７は基本周波数ｆGに
同調されている。このようにして無負荷時損失は
本質的に第３高調波3fGに対する回路のインピー
ダンスによつて決定される。
合には矩形波電圧発生器１の電力損失はできるだ
け小さくすべきである。また負荷時即ちコイル１
５に負荷１９が結合されている場合にはトランジ
スタ２３，２５のスイツチング損失を出来るだけ
小さくし、コイル１５に供給される電力を出来る
だけ大きくすべきである。矩形波電圧発生器１は
端子３とアースとの間に第２ａ図に示すように時
間ｔに依存して変化する矩形波電圧ＵGを発生す
る。回路９を流れる電流は第１図にＩGで示され
ている。この電流の時間的変化は回路９の周波数
依存複素インピーダンスＺに依存し、制御発振器
２１によつて定まる矩形波電圧ＵGの基本周波数
ｆGを有する基本周波数成分および基本周波数ｆG
の高調波電流成分から定まる。基本周波数成分に
加えて、特に基本周波数ｆGの第３高調波3fGの電
流成分が現われる。無負荷時に電流ＩGの基本周
波数成分をできるだけ小さく保持するために、無
負荷状態で、並列振動回路７は基本周波数ｆGに
同調されている。このようにして無負荷時損失は
本質的に第３高調波3fGに対する回路のインピー
ダンスによつて決定される。
直列振動回路の共振周波数は基本周波数ｆGよ
りも大きく選ばれると共に、他方また該基本周波
数の第３高調波、即ち3fGよりも小さく選ばれ
る。従つて、回路９の複素インピーダンスＺの大
きさは、原理的には第３ａ図に無負荷時の場合に
ついて実線で示した曲線で表わされるように周波
数ｆに依存する。矩形波電圧発生器の基本周波数
ｆGにおけるインピーダンスの大きさは、並列振
動回路７の並列共振に起因して最大になる。最小
値はそれよりも小さい周波数ならびにまた大きい
周波数で現われる。並列共振周波数よりも低い周
波数で現われる最小値は、この周波数において容
量性となる並列振動回路７とこの周波数において
誘導性となる直列振動回路５の直列共振により発
生されるものである。並列共振周波数よりも高い
周波数領域で最小値が生ずる場合には、並列振動
回路７は容量性でそして直列振動回路５は誘導性
である。なお第３ａ図には直列振動回路５のイン
ピーダンスの値の変化だけが点鎖線３７で示され
ている。直列振動回路５を先に述べたように設計
することにより、回路９のインピーダンスＺの位
相φZは、第３ｂ図に無負荷時について周波数ｆ
の関数として実線で示すように、第３高調波即ち
3fGの周波数では常に90゜誘導性である（即ち、
電流は90゜遅れる）。関連の電流成分Ｉ3Fは第２
ｂ図に破線でされている。電流成分Ｉ3Fの位相位
置は周波数3fGでは回路９の位相位置が一定であ
るために矩形波電圧ＵGに対して一定である。
りも大きく選ばれると共に、他方また該基本周波
数の第３高調波、即ち3fGよりも小さく選ばれ
る。従つて、回路９の複素インピーダンスＺの大
きさは、原理的には第３ａ図に無負荷時の場合に
ついて実線で示した曲線で表わされるように周波
数ｆに依存する。矩形波電圧発生器の基本周波数
ｆGにおけるインピーダンスの大きさは、並列振
動回路７の並列共振に起因して最大になる。最小
値はそれよりも小さい周波数ならびにまた大きい
周波数で現われる。並列共振周波数よりも低い周
波数で現われる最小値は、この周波数において容
量性となる並列振動回路７とこの周波数において
誘導性となる直列振動回路５の直列共振により発
生されるものである。並列共振周波数よりも高い
周波数領域で最小値が生ずる場合には、並列振動
回路７は容量性でそして直列振動回路５は誘導性
である。なお第３ａ図には直列振動回路５のイン
ピーダンスの値の変化だけが点鎖線３７で示され
ている。直列振動回路５を先に述べたように設計
することにより、回路９のインピーダンスＺの位
相φZは、第３ｂ図に無負荷時について周波数ｆ
の関数として実線で示すように、第３高調波即ち
3fGの周波数では常に90゜誘導性である（即ち、
電流は90゜遅れる）。関連の電流成分Ｉ3Fは第２
ｂ図に破線でされている。電流成分Ｉ3Fの位相位
置は周波数3fGでは回路９の位相位置が一定であ
るために矩形波電圧ＵGに対して一定である。
矩形波電圧発生器１の効率は、インピーダンス
Ｚが本質的にオーム抵抗成分だけからなる時に、
即ち矩形波電圧ＵGが本質的に同相の矩形波電流
ＩGを発生する時に最大となる。
Ｚが本質的にオーム抵抗成分だけからなる時に、
即ち矩形波電圧ＵGが本質的に同相の矩形波電流
ＩGを発生する時に最大となる。
負荷時には、並列振動回路７が離調することに
より、発生器電流の基本成分ＩFは矩形波電圧ＵG
に対して位相角φ＝30゜だけ誘電的に、即ち遅れ
方向に移相される。この基本成分ＩFは第２ｂ図
に点鎖線で示されている。30゜移相されている電
流ＩFおよび電流Ｉ3Fの重畳により、短形波もし
くは台形波に近似した発生器電流ＩGが得られ、
この電流ＩGは全体的に矩形波電圧ＵGに対して30
゜だけ誘導的に即ち遅れ方向に位相ずれしてい
る。負荷１９による並列振動回路の離調に際し
て、回路９のインピーダンスＺの大きさおよび位
相に生ずる変化は第３ａ図および第３ｂ図に破線
で示されている。第３ａ図において矢印３９は並
列共振の最大値が可聴周波数に向つて変位する方
向を表わす。振動回路は、負荷１９による離調に
際して基本周波数ｆGで低周波数側の最小値が生
じ、それにより発生器電流ＩGの基本周波数成分
ＩFに対するインピーダンスが最大となるように
設計されている。これは共振のＱに対応する。
より、発生器電流の基本成分ＩFは矩形波電圧ＵG
に対して位相角φ＝30゜だけ誘電的に、即ち遅れ
方向に移相される。この基本成分ＩFは第２ｂ図
に点鎖線で示されている。30゜移相されている電
流ＩFおよび電流Ｉ3Fの重畳により、短形波もし
くは台形波に近似した発生器電流ＩGが得られ、
この電流ＩGは全体的に矩形波電圧ＵGに対して30
゜だけ誘導的に即ち遅れ方向に位相ずれしてい
る。負荷１９による並列振動回路の離調に際し
て、回路９のインピーダンスＺの大きさおよび位
相に生ずる変化は第３ａ図および第３ｂ図に破線
で示されている。第３ａ図において矢印３９は並
列共振の最大値が可聴周波数に向つて変位する方
向を表わす。振動回路は、負荷１９による離調に
際して基本周波数ｆGで低周波数側の最小値が生
じ、それにより発生器電流ＩGの基本周波数成分
ＩFに対するインピーダンスが最大となるように
設計されている。これは共振のＱに対応する。
並列振動回路７の離調を可能にするためには、
負荷はオーム素子、即ち純減衰性素子４１に加え
て誘導性の素子４３を有していなければならな
い。負荷インピーダンスの誘導性成分はコイル１
５に誘導結合される調理用容器の材料を適当に選
択することによつて設定される。しかしながらま
た追加の（図示せず）コイルをスイツチを用いて
コイル１５に並列に接続することもできる。調理
用容器の材料としては例えば強磁性を示さない材
料、特にステンレス・スチールおよびアルミニウ
ムが適している。
負荷はオーム素子、即ち純減衰性素子４１に加え
て誘導性の素子４３を有していなければならな
い。負荷インピーダンスの誘導性成分はコイル１
５に誘導結合される調理用容器の材料を適当に選
択することによつて設定される。しかしながらま
た追加の（図示せず）コイルをスイツチを用いて
コイル１５に並列に接続することもできる。調理
用容器の材料としては例えば強磁性を示さない材
料、特にステンレス・スチールおよびアルミニウ
ムが適している。
矩形波電圧ＵGを高いレベルに切り換える場合
には、トランジスタ２３，２５に比較的高い電流
ＩGが流れているとすると、切換過程中にトラン
ジスタ２３，２５に発生される電力損失は比較的
高くなり得る。電圧側縁に対する電流側縁の移相
により、コンデンサ３３および３５は、トランジ
スタの遮断時（ターン・オフ時）に発生する切換
損失ばかりでなく、投入時（ターン・オン時）に
生ずるトランジスタ損失をも減少する。遮断時に
は、コンデンサはトランジスタにおける過度に急
岐な電圧立上りを緩和するので、これらトランジ
スタにおいては低電圧領域で電荷キヤリヤの移動
が無くなる。従つて実際上感知し得る程の電力損
失も生じない。さらに加えて移相された電流は次
のような作用を及ぼす。即ち矩形波電圧を零電位
に戻すばかりでなく、コンデンサの無効電流によ
り反対側の電位に矩形波電圧をドライブするとい
う作用である。しかしながら零電位を超えての電
圧の過振動はダイオード２９，３１によつて阻止
される。
には、トランジスタ２３，２５に比較的高い電流
ＩGが流れているとすると、切換過程中にトラン
ジスタ２３，２５に発生される電力損失は比較的
高くなり得る。電圧側縁に対する電流側縁の移相
により、コンデンサ３３および３５は、トランジ
スタの遮断時（ターン・オフ時）に発生する切換
損失ばかりでなく、投入時（ターン・オン時）に
生ずるトランジスタ損失をも減少する。遮断時に
は、コンデンサはトランジスタにおける過度に急
岐な電圧立上りを緩和するので、これらトランジ
スタにおいては低電圧領域で電荷キヤリヤの移動
が無くなる。従つて実際上感知し得る程の電力損
失も生じない。さらに加えて移相された電流は次
のような作用を及ぼす。即ち矩形波電圧を零電位
に戻すばかりでなく、コンデンサの無効電流によ
り反対側の電位に矩形波電圧をドライブするとい
う作用である。しかしながら零電位を超えての電
圧の過振動はダイオード２９，３１によつて阻止
される。
コイル１５から取り出すことができる出力は、
矩形波電圧発生器２１の基本周波数ｆGを変える
ことにより調整することができる。このための制
御電圧を発生するために、並列振動回路７におけ
る電圧または負荷１９が受ける電力を検知するこ
とが考えられる。第１図の例では検知器４５によ
つて発生器電流ＩGの時間変化が検知されて、矩
形波電圧発生器２１の基本周波数ｆGの制御に利
用されている。第４ａ図ないし第４ｃ図は種々な
基本周波数ｆGに対する発生器電流ＩGの時間変化
を示す。第４ｂ図の例においては矩形波電圧発生
器２１は所望の台形状の電流時間変化が生じるよ
うな周波数に同調されている。第４ａ図および第
４ｃ図にはそれぞれ発生器周波数の減少および増
大で発生器電流ＩGが所望の時間変化から偏倚し
ている状態が示されている。制御電圧を発生する
ために、第３高調波の電流成分が最大値となる時
点で電流振幅が検知される。この電流成分には電
流の基本周波数成分が同極性で重畳されている。
このような事象は例えば矩形波電圧に対し電流を
60゜移相した場合に現われる。
矩形波電圧発生器２１の基本周波数ｆGを変える
ことにより調整することができる。このための制
御電圧を発生するために、並列振動回路７におけ
る電圧または負荷１９が受ける電力を検知するこ
とが考えられる。第１図の例では検知器４５によ
つて発生器電流ＩGの時間変化が検知されて、矩
形波電圧発生器２１の基本周波数ｆGの制御に利
用されている。第４ａ図ないし第４ｃ図は種々な
基本周波数ｆGに対する発生器電流ＩGの時間変化
を示す。第４ｂ図の例においては矩形波電圧発生
器２１は所望の台形状の電流時間変化が生じるよ
うな周波数に同調されている。第４ａ図および第
４ｃ図にはそれぞれ発生器周波数の減少および増
大で発生器電流ＩGが所望の時間変化から偏倚し
ている状態が示されている。制御電圧を発生する
ために、第３高調波の電流成分が最大値となる時
点で電流振幅が検知される。この電流成分には電
流の基本周波数成分が同極性で重畳されている。
このような事象は例えば矩形波電圧に対し電流を
60゜移相した場合に現われる。
第５図には出力制御に適した回路が示されてい
る。自走パルス発生器４７にはリング・カウンタ
４９が接続されており、その計数出力は論理回路
５１を制御する。この論理回路５１は３つの出力
を有しており、そのうち第１の出力は０゜ないし
60゜の位相範囲にある出力信号を発生して保持段
５３を制御する。他の２つの出力はそれぞれ位相
範囲０゜ないし120゜ならびに180゜ないし300゜
で有効となつて、トランジスタ２３，２５を間隙
をもつて制御する。この保持段５３には回路９に
流れる発生器電流に対して例えば変成器形態で結
合された電流感知器５５が接続されており、それ
により保持段５３は位相範囲０ないし60゜におい
て現われる発生器電流の最大振幅を蓄積もしくは
記憶する。保持段５３のこれら最大振幅に対応す
る出力信号誤差信号を形成し、この誤差信号は発
生器周波数の目標値もしくは所望値からの偏差に
対応するものであつて、周波数調整のためにパル
ス発生器４７に印加される。
る。自走パルス発生器４７にはリング・カウンタ
４９が接続されており、その計数出力は論理回路
５１を制御する。この論理回路５１は３つの出力
を有しており、そのうち第１の出力は０゜ないし
60゜の位相範囲にある出力信号を発生して保持段
５３を制御する。他の２つの出力はそれぞれ位相
範囲０゜ないし120゜ならびに180゜ないし300゜
で有効となつて、トランジスタ２３，２５を間隙
をもつて制御する。この保持段５３には回路９に
流れる発生器電流に対して例えば変成器形態で結
合された電流感知器５５が接続されており、それ
により保持段５３は位相範囲０ないし60゜におい
て現われる発生器電流の最大振幅を蓄積もしくは
記憶する。保持段５３のこれら最大振幅に対応す
る出力信号誤差信号を形成し、この誤差信号は発
生器周波数の目標値もしくは所望値からの偏差に
対応するものであつて、周波数調整のためにパル
ス発生器４７に印加される。
回路９の実際的な設計例においては、コイル１
１は77μＨ、コンデンサ１３は0.22μＦ、コイル
１５は160μＨ、コンデンサ１７は0.3μＦとする
ことができる。
１は77μＨ、コンデンサ１３は0.22μＦ、コイル
１５は160μＨ、コンデンサ１７は0.3μＦとする
ことができる。
第１図は調理用装置のための正弦波電力発生器
の構成を略示するブロツクダイヤグラム、第２ａ
図および第２ｂ図は第１図の回路の振動回路を励
振するのに用いられる矩形波電圧発生器の出力電
圧および出力電流の時間変化を示し、第３ａ図お
よび第３ｂ図は第１図に示した回路の振動回路部
分の入力インピーダンスの大きさおよび位相の周
波数依存変化を示し、第４ａ図ないし第4c図は第
１図に示した回路の矩形波電圧発生器の出力電圧
ならびに出力電流の基本周波数に対する種々な時
間変化を示し、そして第５図は正弦波電力発生器
の出力を制御するための周波数制御段を略示する
ブロツクダイヤグラムである。 １……矩形波電圧発生器、５……直列振動回
路、７……並列振動回路、９……５と７の直列回
路、１１，１５……コイル、１３，１７，３３，
３５……コンデンサ、２１……矩形波制御発振
器、２３，２５……トランジスタ、２９，３１…
…ダイオード、４５……検知器、４７……パルス
発生器、４９……リング・カウンタ、５１……論
理回路、５５……電流感知器、５３……保持回
路。
の構成を略示するブロツクダイヤグラム、第２ａ
図および第２ｂ図は第１図の回路の振動回路を励
振するのに用いられる矩形波電圧発生器の出力電
圧および出力電流の時間変化を示し、第３ａ図お
よび第３ｂ図は第１図に示した回路の振動回路部
分の入力インピーダンスの大きさおよび位相の周
波数依存変化を示し、第４ａ図ないし第4c図は第
１図に示した回路の矩形波電圧発生器の出力電圧
ならびに出力電流の基本周波数に対する種々な時
間変化を示し、そして第５図は正弦波電力発生器
の出力を制御するための周波数制御段を略示する
ブロツクダイヤグラムである。 １……矩形波電圧発生器、５……直列振動回
路、７……並列振動回路、９……５と７の直列回
路、１１，１５……コイル、１３，１７，３３，
３５……コンデンサ、２１……矩形波制御発振
器、２３，２５……トランジスタ、２９，３１…
…ダイオード、４５……検知器、４７……パルス
発生器、４９……リング・カウンタ、５１……論
理回路、５５……電流感知器、５３……保持回
路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 並列振動回路が直列振動回路に対して直列に
矩形波電圧発生器に接続されておつて、負荷が該
並列振動回路に結合可能であり、そして該並列振
動回路の共振周波数が前記矩形波電圧発生器の基
本周波数に実質的に等しくかつ前記直列振動回路
の共振周波数よりも小さく選ばれている正弦波電
力発生器において、前記直列振動回路５の共振周
波数が前記矩形波電圧発生器１の基本周波数の第
３高調波の周波数よりも小さく、前記並列振動回
路７に結合される負荷１９が有効成分４１および
無効成分４３からなる複素インピーダンスを有し
ており、そして前記振動回路５，７および／また
は前記負荷１９のインピーダンスは負荷時に前記
矩形波電圧発生器１の矩形波出力電圧と出力電圧
の基本周波数成分との間に約30゜の位相ずれが生
ずるように選定されていることを特徴とする正弦
波電力発生器。 ２ 直列振動回路５の共振周波数が並列振動回路
７の共振周波数よりも係数1.4ないし2.2だけ高い
特許請求の範囲第１項記載の正弦波電力発生器。 ３ 直列振動回路５の共振周波数が並列振動回路
７の共振周波数より約1.7の係数だけ高い特許請
求の範囲第２項記載の正弦波電力発生器。 ４ 直列振動回路５および並列振動回路７からな
る直列回路９は負荷時に矩形波電圧発生器１の出
力電流の基本周波数成分および第３高調波成分に
対し同じ値のインピーダンスを有するように設計
されている特許請求の範囲第１項記載の正弦波電
力発生器。 ５ 負荷１９のインピーダンスが誘導性無効成分
４３を有する特許請求の範囲第１項記載の正弦波
電力発生器。 ６ 負荷が渦電流調理器具であつて、誘導性無効
成分４３を発生するために並列振動回路７のコイ
ル１５に変成器形態で結合されている特許請求の
範囲第５項記載の正弦波電力発生器。 ７ 矩形波電圧発生器１がスイツチとして動作す
る終段を有しており、該終段のスイツチ２３，２
５はそれぞれコンデンサ３３，３５により橋絡さ
れている特許請求の範囲第１項記載の正弦波電力
発生器。 ８ 矩形波電圧発生器１が負荷１９が受ける電力
を調整するために、その出力電力またはその出力
電流または並列振動回路７の電圧に応答する周波
数調整段４９−５５を備えている特許請求の範囲
第１項記載の正弦波電力発生器。 ９ 周波数調整段が、誤差信号を発生するため
に、矩形波電圧の予め定められた位相角で投入さ
れて該位相角で矩形波電圧発生器の出力電流の振
幅に応答する電流感知段５３，５５を備えている
特許請求の範囲第８項記載の正弦波電力発生器。 １０ 電流感知段５３，５５が矩形波電圧の予め
定められた側縁と予め定められた位相角との間で
動作する最大値記憶装置５３を備えている特許請
求の範囲第９項記載の正弦波電力発生器。 １１ 矩形波電圧発生器１がパルス発生器４７な
らびに該パルス発生器４７のパルスを計数するリ
ング・カウンタ４９を備えており、該リング・カ
ウンタの計数出力端には論理回路５１が接続され
ており、該論理回路は前記リング・カウンタ４９
の計数内容に依存して、電流感知段５３，５５お
よびスイツチ２３，２５を制御する特許請求の範
囲第９項または第１０項に記載の正弦波電力発生
器。
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE19792901326 DE2901326A1 (de) | 1979-01-15 | 1979-01-15 | Sinusleistungsgenerator |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5596595A JPS5596595A (en) | 1980-07-22 |
| JPS6221237B2 true JPS6221237B2 (ja) | 1987-05-12 |
Family
ID=6060585
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP220680A Granted JPS5596595A (en) | 1979-01-15 | 1980-01-14 | Sine wave electric power generator |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4355243A (ja) |
| JP (1) | JPS5596595A (ja) |
| DE (1) | DE2901326A1 (ja) |
| FR (1) | FR2446557A1 (ja) |
| GB (1) | GB2042834B (ja) |
| IT (2) | IT1127974B (ja) |
Families Citing this family (22)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4484113A (en) * | 1981-02-16 | 1984-11-20 | Rca Corporation | Regulated deflection circuit |
| JPS5878386A (ja) * | 1981-11-04 | 1983-05-11 | 松下電器産業株式会社 | 誘導加熱用インバ−タ装置 |
| DE3427492A1 (de) * | 1984-07-26 | 1986-01-30 | Philips Patentverwaltung Gmbh, 2000 Hamburg | Schaltungsanordnung zum schalten des stromes in einer induktiven last |
| US4679129A (en) * | 1985-05-10 | 1987-07-07 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | Series resonant converter |
| DE3544412A1 (de) * | 1985-12-16 | 1987-06-25 | Werner Dipl Ing Gaertner | Selbsterregter frequenzgenerator im d-betrieb |
| FR2592747B1 (fr) * | 1986-01-08 | 1988-03-18 | Alsthom | Onduleur a double resonance |
| IT1228755B (it) * | 1989-03-28 | 1991-07-03 | Sgs Thomson Microelectronics | Circuito elettronico per la misura ed il controllo della corrente circolante su un carico elettrico induttivo. |
| FI87030C (fi) * | 1989-03-29 | 1992-11-10 | Nokia Mobira Oy | Analog pulsformare |
| US4903181A (en) * | 1989-05-16 | 1990-02-20 | American Telephone And Telegraph Company, At&T Bell Laboratories | Power converter having parallel power switching systems coupled by an impedance inversion network |
| US4967109A (en) * | 1989-12-08 | 1990-10-30 | General Electric Company | High efficiency gate driver circuit for a high frequency converter |
| US5157593A (en) * | 1990-12-13 | 1992-10-20 | Northern Telecom Limited | Constant frequency resonant dc/dc converter |
| US5208738A (en) * | 1990-12-13 | 1993-05-04 | Northern Telecom Limited | Constant frequency resonant DC/DC converter |
| US5159541A (en) * | 1991-10-31 | 1992-10-27 | Northern Telecom Limited | Asymmetrical pulse width modulated resonant DC/DC converter |
| US5438497A (en) * | 1993-05-13 | 1995-08-01 | Northern Telecom Limited | Tertiary side resonant DC/DC converter |
| JP4345294B2 (ja) * | 2002-12-09 | 2009-10-14 | 富士ゼロックス株式会社 | 電源装置及び画像形成装置 |
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- 1979-01-15 DE DE19792901326 patent/DE2901326A1/de active Granted
-
1980
- 1980-01-02 US US06/109,183 patent/US4355243A/en not_active Expired - Lifetime
- 1980-01-07 FR FR8000658A patent/FR2446557A1/fr active Granted
- 1980-01-10 GB GB8000864A patent/GB2042834B/en not_active Expired
- 1980-01-14 IT IT67045/80A patent/IT1127974B/it active
- 1980-01-14 IT IT8052830U patent/IT8052830V0/it unknown
- 1980-01-14 JP JP220680A patent/JPS5596595A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| IT8067045A0 (it) | 1980-01-14 |
| FR2446557B1 (ja) | 1983-04-08 |
| GB2042834A (en) | 1980-09-24 |
| DE2901326A1 (de) | 1980-07-24 |
| IT1127974B (it) | 1986-05-28 |
| DE2901326C2 (ja) | 1987-06-11 |
| JPS5596595A (en) | 1980-07-22 |
| IT8052830V0 (it) | 1980-01-14 |
| GB2042834B (en) | 1983-04-13 |
| US4355243A (en) | 1982-10-19 |
| FR2446557A1 (fr) | 1980-08-08 |
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