JPS62194503A - 電磁作動器駆動装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 １１匹１１ ［産業上の利用分野］ 本発明は所定のデユーティ比を有するパルス指令信号に
応じて′Ｆｉ磁力で作動する電磁作動器（以下、単に電
磁作動器と呼ぶ。）を制御することのできる電磁作動器
駆動装置に関し、例えば電磁作動器としてリニアソレノ
イドを用いた電磁弁により、内燃機関における気化器の
補助空気量や燃料供給量を制御したり、或いは、内燃機
関の排気系への空気量や吸気系への補助空気量の制御を
効果的に達成可能にする電磁作動器駆動装置に関するも
のである。

［従来の技術１ 従来より電磁作動器駆動装置として発明・提案されてい
るものとしては、例えば、特開昭５７−１２１７０３号
の［電磁作動器駆動回路Ｊに示されているように、電磁
作動器として使用されるすニアソレノイドに流れる電流
を演口増幅器を用いて増幅し、この増幅された電流とり
ニアソレノイドに供給する電流の目標値を指示するアナ
ログ電圧との差を（偏差積分し、この偏差積分の出力と
鋸状波発生回路による鋸状波とを比較器により比較し、
この比較器の出力によりリニアソレノイドをオン・オフ
駆動してリニアソレノイドに流れる電流を制御するもの
等が知られている。更に、近年マイクロコンピュータ等
の進歩により、マイクロコンピュータを用いてリニアソ
レノイドに供給する電流の目標値を指示するものが大半
を占めている。

［発明が解決しようとする問題点］ しかしながら、従来から提案等されている電磁作動器駆
動装はは、電磁作動器に流れる電流をマイクロコンピュ
ータ等で指示される目標値に近づける様、緻密に制御で
きるという優れたものであるが、以下の様な問題があっ
た。即ち、（ａ　）リニアツレメイドに流れる電流を増
幅する演算増幅器には、所謂ゼロドリフト電圧が存在す
るため、入力信号が零の時でも出力信号を零とせずリニ
アソレノイドに流れる電流がほぼ零となる点の近傍では
、リニアソレノイドに流れる電流を正確に検出すること
が困難であった。この結実、リニアソレノイドに流れる
電流が零となる点の近傍では、リニアソレノイドを目標
値に制ｉｏすることが困難となるという問題を府政する
。

（ｂ）鋸状波発生回路等を構成する素子が必要とされ、
構成素子が多くなる。

＜Ｃ＞リニアソレノイド等の電磁作動器に供給する目標
電流値を表わす信号がアナログ信号であるため、マイク
ロコンピュータ等によるｌ　Ｑ　Ｉ＋。

゛″１゛ゝ１゛ゝ信号ル信号には不向であって、デジタ
ル信号をアナログ信号に変換するデジタル−アナログ変
換器（以下、単にＤ／Ａ変換器と呼ぶ。

）等の素子が必要とされる。

（ｄ　）マイクロコンピュータ等による目標電流値は複
数ビット、例えば、８ビツトの信号として出力されるの
で、信号線が８本必要とされ、回路が複雑になる。

といった問題等があって、回路を簡単にした精度のよい
マイクロコンピュータ用の電磁作動器部ａ装置が望まれ
ていた。

１１と佐誠工 ［問題点を解決するための手段］ 上記の問題点を解決するために本発明の電磁作動器駆動
装置のとった構成は次の如くである。

本発明の電磁作動器駆動装置は、 Ｔｊ磁力で作動する電磁作ｖＪ器を駆動するスイッチン
グ素子と、 該Ｔｉ電磁作動器流れる電流を演算増幅器を用いて検出
する電流検出手段と、 上記電流検出手段の上記演ｑ増幅器に所定値のオフセッ
ト電圧を与えるオフセット回路と、所定のデコーティ比
を有し上記電磁作動器の駆動を指示するパルス信号を、
外部から受信する駆動信号受信手段と、 上記電流検出手段により検出された電流と上記駆動信号
受信手段の受信する上記パルス信号とに基づいて作動し
、その時定数が上記パルス信号の周＋１１Ｉより犬であ
る抵抗とコンデンサとからなる偏差積分回路と、 該コンデンサの充電電圧の極性に応じて上記スイッチン
グ素子をオン・オフ制御するスイッチング素子制御手段
と、 を備えて構成されている。

ここで、スイッチング素子とは、スイッチングすること
により電磁作動器に流れる電流を制御するものであって
、応答性の高いＩ！電器やトランジスタ、あるいは、サ
イリスタやＦＥＴ、ダイオード等の素子が考えられる。

電流検出手段とは、゛電磁作動器に流れる＋Ｉｉ流を演
算増幅器を用いて検出するものであって、電磁作動器に
流れる電流を抵抗器やコンデンサを用いて検出しそれを
演算増幅器を用いて増幅する構成等が考えられる。

オフセット回路とは、電流検出手段に用いられる演の増
幅器に所定値のオフセット電圧を与える回路であって、
演算増幅器への入力が零の場合に出力される所謂ゼロド
リフト電圧よりも絶対値が大きい所定の電圧を演算増幅
器の入力に与えるものである。このオフセット回路とし
ては、演算増幅器の入力に所定の電圧を有する電源を接
続して構成してもよいし、あるいは、演算増幅器の入力
に抵抗器やツェナダイオードを用いて所定の電圧を供給
するよう構成してもよい。

駆動信号受信手段とは、マイクロコンピュータ等からの
電磁作動器の駆動を指示するパルス信号を受信する手段
であって、パルス信号を反映した形で受信すればよく、
受信すべぎパルス信号をそのまま受信してもよいし、何
等かの形に変換して受信してもよい。

偏差積分回路とは、抵抗器とコンデンサの直列接続によ
り構成されたものであり、電流検出手段により検出され
た検出信号と駆動信号受信手段の受信するパルス信号と
に基づいて作動するものであって、その有する時定数は
駆動信号受信手段の受信する周期よりも大きいことを特
徴としている。

スイッチング素子制御手段とは、電磁作動器を駆動する
スイッチング素子を制御する手段であって、偏差積分回
路のコンデンサの充電電圧の極性の変化に従ってスイッ
チング素子をオン・オフ制御するものである。

［作用］ 上記の構成を有する本発明の電磁作動器駆動装置は次の
如く作用する。

演算増幅器を用いた電流検出手段により検出された電磁
作動器に流れるＮ流と駆動信号受信手段により受信され
た電磁作ｖＪ器の駆動指示信号であるパルス信号とに基
づいて、抵抗とコンデンサとからなる偏差積分回路は作
動し、この偏差積分回路のコンデンサの充電電圧極性に
応じて、スイッチング素子制御手段は電磁作動器を駆動
するスイッチング素子をオン・オフ制御することにより
電動作動器を駆動する。しかも、本発明の電磁作動器駆
動装置は、オフセット回路により、電流検出手段の演算
増幅器に所定のオフセット電圧を与えているので電流検
出手段の演算増幅器は零点の近傍で作動することがなく
、電磁作動器に流れる電流を精度よく検出する。これに
より、電磁作動器駆動装置は、電磁作動器の駆動指示信
号であるパルス信号に従って電磁作動器を駆動制御する
よう働く。

［実施例］ 次に本発明の実施例について詳細に説明する。

第１図は本発明一実施例の電磁作動器駆動装置を表わす
回路図であり、第２図は本実施例に使用される偏差積分
回路を表わした回路図である。

本実施例の電磁作動器駆動装置１は、大きくは、リニア
ソレノイド等の電磁作動器を駆動するスイッチング回路
２．電磁作動器に流れる電流を検出する電流検出回路３
．電流検出回路３に用いられるオペアンプＯＰ１の出力
をオフセットするオフセット回路３ａ、マイクロコンピ
ュータ等から電磁作動器の駆動を指示するパルス信号を
受信する駆動信号受信回路４．電流検出回路３の検出す
る電流と駆動信号受信回路４の受信するパルス信号とに
基づいて作動する偏差積分回路５．偏差積分回路５の動
作に応じてスイッチング回路２をオン・オフ制御するス
イッチング制御回路６とから構成されている。尚、本実
施例では、電磁作動器として内燃機関における気化器の
補助空気量を制御するりニアソレノイドＳＬ、　リニア
ソレノイドＳＬの駆動を指示するパルス信号を供給する
ものとして制御コンピュータＣＰを用いている。リニア
ソレノイドＳＬに電源を供給するものとしては、スイッ
チＳＷを介してバッテリＢＴが接続されている。

スイッチング回路２は、トランジスタＴｒ１゜Ｔｒ２及
び抵抗器Ｒ１より構成されていて、トランジスタＴｒ　
１のエミッタは電源Ｖｃｃに、ベースはスイッチング制
御回路６に、コレクタは抵抗器Ｒ１を介してトランジス
タＴｒ２のベースに、各々、接続されている。また、ト
ランジスタＴｒ２のコレクタはリニアソレノイドＳ］−
の一端に、エミッタは電流検出回路３に、各々、接続さ
れている。従って、スイッチング制御回路６の出力信号
によってトランジスタＴｒ’ｌはオン・オフされると、
トランジスタＴｒ２はオン・オフされてりニアソレノイ
ドＳＬはオン・オフ信号のデューティ比によって駆動さ
れる。

電流検出回路３は、抵抗器Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４゜Ｒ５，Ｒ
６，Ｒ７，Ｒ８及びＲ１０、ダイオードＤ１．オペアン
プＯＰ１より構成されている。抵抗器Ｒ２の一端は、ス
イッチング回路２のトランジスタ下ｒ２のコレクタに接
続され、他端は抵抗器Ｒ４を介してオペアンプＯＰ１の
入力マイナス側に接続されている。抵抗器Ｒ３の一端は
、１〜ランジスタＴｒ　２のコレクタに接続され、他端
はオペアンプＯＰ１の入カブラス側に接続されている。

抵抗器Ｒ５の一端はトランジスタＴｒ２のエミッタに接
続され、他端はオペアンプＯＰ１の入カブラス側に接続
され、同じく、抵に器Ｒ７の一端は、トランジスタＴｒ
２のエミッタに接続され、他端は接地されている。オペ
アンプＯＰ１の入力マイナス側は、抵抗器Ｒ８を介して
接地され、入カブラス側は抵抗器Ｒ６を介してオフセッ
ト回路３ａに接続されている。また、オペアンプＯＰＩ
の出力側と入力マイナス側とは抵抗ｌＲ１０を介して１
妄続されている。一方、上述の抵抗器Ｒ２とＲ４の接続
点は、ダイオードＤ１を介してスイッチＳＷの一端に接
続されている。この電流検出回路３における抵抗器Ｒ７
は、リニアソレノイドＳＬのオン′ｒｉ流を検出するた
めの抵抗器であり、抵抗器Ｒ２は、リニアソレノイドＳ
Ｌに生じる逆起電力、により生じるサージ電流を検出す
るための抵抗器である。また、抵抗’；ａ　Ｒ３、Ｒ４
、Ｒ５、Ｒ８４，ｔオペアンプＯＰ１の入力抵抗器であ
り、抵抗器Ｒ６、Ｒ１０はオブアンブＯＰ１の増幅率を
決定するための抵抗器である。これにより、電流検出回
路３は、リニアソレノイドＳＬに流れる電流をサージ電
流を含めてオペアンプＯＰ１の出力端子に電圧Ｖｉ　　
（ｔ）信号として取り出すことができる。

尚、ダイオードＤ１は、トランジスタＴｒ２がオフとな
った場合に生じるサージ電流を抵抗器Ｒ２を介して流す
ためのものである。

オフセット回路３ａは、所定電圧ＶＯを出力する基準電
源Ｖｉａとして構成されていてそのプラス側は抵抗器Ｒ
６を介してオペアンプ○Ｐ１の入カブラス側に接続され
、マイナス側は接地されている。このオフセット回路３
ａがオペアンプＯＰ１の入カブラス側に供給する電圧Ｖ
ｏは、オペアンプＯＰＩの入カブラス側の入力電圧を零
にした場合に出力される所謂ゼロドリフト電圧ｖＯＦＦ
よりも大きい値にしている。これによりリニアソレノイ
ドＳ　Ｌに流れる電流が零の場合でもオペアンプＯＰ１
からは所定電圧Ｖｏを出力することになる。

一般にオペアンプＯＰ１は、入力段のトランジスタやＦ
ＥＴの特性の不揃いに起因して、入力信号を零近傍にし
た時、出力は完全に零にならず必ずいくらかの誤差を生
じる。従って入力信号が零近傍になった時には正確な出
力値を（９ることができない。第３図に示す鎖線９のグ
ラフはこの時の状ｆ＆を示している。このため本実施例
ではオペアンプＯＰ１の入カブラス側にオフセット回路
３ａを接続し、オペアンプＯＰ１の出力側から正確な出
力１直を出力するようにしている。

駆動信号受信回路４ば、トランジスタＴｒ３゜抵抗器Ｒ
１２，Ｒ１３より構成されている。トランジスＴｒ３の
ベースは制υ１１コンピュータＣＰに接続され、エミッ
タは接地されている。また、トランジスタＴｒ３のコレ
クタは、抵抗器Ｒ１２を介して電源Ｖｃｃに接続され、
抵抗器Ｒ１３を介して接地されている。これにより、ト
ランジスタ下ｒ３は、ベースに制御コンピュータＣＰか
らのパルス信号を受けてオン・オフする。この時、トラ
ンジスタＴｒ３のコレクタに表れる電圧ＶＤ（ｔ）は、
トランジスタＴｒ３がオンした時は、コレクタとエミッ
タどの飽和電圧で決まり、トランジスタ下ｒ３がオフし
た時は、抵抗器Ｒ１２とＲ１３による電源ｖＣＣの分圧
値によって決まる。従って、制御コンピュータＣＰより
与えられる所定のデユーティ比を有するパルス信号を用
いてトランジスタ下ｒ３を駆動すれば、パルス信号と反
転した波形のパルス出力をコレクタに電圧信号ＶＤ（ｔ
）として出力する。これにより、制御コンピュータＣＰ
からのパルス信号のデユーティ比に応じて、トランジス
タＴ「３のデユーティ比を反映したコレクタ電圧の平均
値ＶＤａｖｅは、パルス信号の周期を王とすれば、 として表わされ、デユーティ比に応じて線形的に変化す
る。この平均値をリニアツレノドＳＬの駆動指示の目標
値とする。この目標値の最大値は、トランジスタ丁ｒ３
のオフ電位であって、リニアソレノイドＳＬに供給すべ
き最大電流値に応じた電圧値Ｖｉ　　（ｔ）より大きく
設定し、目標値の最小値は、リニアソレノイドに供給す
べき最小電流値に応じた電圧値ＶＯより小さく設定して
いる。

偏差積分回路５は、抵抗器Ｒ１４（Ｒ１４＞Ｒ１２、Ｒ
１３）とコンデンサＣ１の直列接続より構成されていて
、抵抗器Ｒ１４の一端は、駆動信号受信回路４のトラン
ジスタＴｒ３のコレクタに接続され、他端はコンデンサ
Ｃ１を介して電流検出回路３のオペアンプＯＰ１の出力
側に接続されている。これにより、偏差積分回路５は、
駆動信号受信回路４のトランジスタＴｒ３のコレクタ電
圧ＶＤ（ｔ）と電流検出回路３のオペアンプ○Ｐ１の出
力電圧Ｖｉ　　（ｔ）の差の応じて動作することになる
。

スイッチング制御回路６は、比較器であるオペアンプＯ
Ｐ２と抵抗器Ｒ１５とから構成されていて、オペアンプ
ＯＰ２の入カブラス側は、コンデンサＣ１と電流検出回
路のオペアンプ○Ｐ１との間に接続され、入力マイナス
側は、コンデンサＣ１と抵抗器Ｒ１４との間に接続され
ている。また、オペアンプＯＰ２の出力側は、上述した
ように、抵抗器Ｒ１５を介してスイッチング回路２のト
ランジスタＴｒ１のベースに接続されている。これによ
り、スイッチング制卸回路６は、偏差積分回路５のコン
デンサＣ１の充電電圧の極性に従ってオペアンプＯＰ２
の出力側をオン・オフして、スイッチング回路２のトラ
ンジスタＴｒ　１をオン・オフする。尚、抵抗器Ｒ１５
は電流マツチング用抵抗器である。

次に、本実施例の電磁作動器駆動装置１の動作を、偏差
積分回路５を中心にして説明することにする。

第２図は、偏差積分回路５を抜き出して書いたものであ
る。図に示す様にコンデンサＣ１に蓄積される充電電荷
をＱ　（ｔ）とすると、ＶＤ（ｔ＞−Ｒ１４ＸｄＱ（ｔ
）／ｄｔ＋Ｑ　（ｔ）／ＣＩ＋Ｖｉ　　（ｔ　）・　（
１）（但し、コンデンサＣ１の容量をＣ１，抵抗器Ｒ１
４の抵抗値をＲ１４とする。） ここで、オペアンプＯＰ１の出力電圧Ｖｉ（ｔ）は、リ
ニアソレノイドＳＬに流れる電流を（Ｓｌとすると、オ
フセット回路３ａにより所定電圧Ｖ。

＜Ｖｏ≧ＶＯＦＦ）を供給されているので、Ｖｉ　　（
ｔ　）　＝ａ　Ｘ　ＩＳｌ＋Ｖｏ　　（ａは定数）とし
て表わされ、第３図の実線Ｇのグラフに示す様にリニア
ソレノイドＳＬに流れる電流（ｓｌとリニアな関係とな
る。これにより、オペアンプＯＰ１の出力電圧Ｖｉ（ｔ
）は、リニアソレノイドＳＬに流れる電流が零近傍であ
っても正確な電圧値ｖｉ（ｔ）を出力することになる。

尚、第３図の鎖線りのグラフは、オフセット回路３ａに
よりオペアンプＯＰ１の入カブラス側に所定電圧Ｖａを
供給しない時のオペアンプＯＰ１の出力電圧Ｖｉ　（［
）とりニアソレノイドに流れる電流）Ｓｌとの関係を表
わしている。

上記（１）式により、 ＥＸＰ　（−ｔ／Ａ）ｄｔ］　　・・・（２）となる（
但し、Ａ−Ｃ１ＸＲ１４）。このコンデンサＣ１に蓄積
される充電電荷Ｑ（ｔ）の平均値は、パルス信号の周期
Ｔにおいて零となる。これは以下の理由による。［尚、
以下において、充ｒ８Ｎ荷Ｑ（ｔ）を表わす上記（２）
式を充電電荷（２）式と呼ぶ。］ リニアソレノイド８ｍに流れる電流値を示すオペアンプ
ＯＰ１の出力Ｖｉ　　（ｔ）（以下、単に現電流値と呼
ぶ。〉がリニアソレノイドＳＬに流す目標電流値を示す
トランジスタＴｒ３のコレクタ電圧ＶＤ（ｔ）（以下、
単に目標値と呼ぶ。）より小なら、コンデンサＣ１の充
電電圧極性は、リニアソレノイドＳＬのインダクタンス
負荷分と偏差積分回路５の時定数とによる遅延時間後に
、オペアンプＯＰ２の入力マイナス側が入カブラス側よ
り大きな（直となる。これにより、ＡベアンプＯＰ２の
出力はｌ−”レベルとなって、トランジスタ丁ｒ　１．
　Ｔｒ　２は各々オンとなりリニアソレノイドＳＬに流
れる電流は増加し現電流値Ｖｉ　　（ｔ）も増加する。

現電流値Ｖｉ　　（ｔ）が増加して目標値ＶＤ（ｔ）よ
り大きくなれば、コンデンサＣ１の充？Ｂ　？Ｔ３圧極
性は、リニアソレノイドＳＬのインダクタンス負荷分と
偏差積分回路５の時定数とによるｍｔ時間後に、オペア
ンプＯＰ２の入力マイナス側が入カブラス側より小さい
値となる。これにより、オペアンプＯＰ２の出力は゛′
Ｈ″レベルとなって、トランジスタＴｒ　１．Ｔｒ　２
は各々オフとなりリニアソレノイドに流れる電流は減少
し現電流値Ｖｉ　　（ｔ）も減少する。従って、所定の
ｉＩｌ！延時間を伴って、現電流値Ｖｉ　　（ｔ）は目
標値ＶＤ（ｔ）に追従するよう電磁作動器駆動装置１は
動作するので、目標値ＶＤ（ｔ）のデユーティ比が一定
の場合の定常状態において、コンデンサＣ１に蓄積され
る充電電荷Ｑ（ｔ）の平均値は、周期下において零とな
る。尚、上記遅延時間は、リニアソレノイドＳＬのイン
ダクタンス負荷によるリニアソレノイドＳＬの応答遅れ
と偏差積分回路５の時定数とによる。この遅延時間の遅
れを伴って、目標値ＶＤ（ｔ＞と現電流値Ｖｉ　　（ｔ
）とは同一の周波数で変化する。従って、偏差積分回路
５のコンデンサＣ１の充電電荷Ｑ（ｔ）は目標値ＶＤ（
ｔ＞と同一の周波数にて交流変化することになる。

上述したように、コンデンサＣ１に蓄積される充電電荷
Ｑ（ｔ）の平均値は、パルス信号の周期Ｔにおいて零と
なるため、充電電荷（２）式は以ＥＸＰ　（−ｔ／Ａ）
ｄ　ｔ　　　　・・・〈３）「以下、上記（３）式を充
電電荷（３）式と呼ぶ訂ここで、（ｇ差積分回路５の抵
抗器Ｒ１４とコンデンサＣ１によって決まる口、一定数
Ａ＝Ｃ１ＸＲ１４が目標値ＶＤ（ｔ）のパルス信号の周
期下よりはるかに大きければ、つまり、Ｃ１ＸＲ１４＞
Ｔであれば、ＥＸＰ（−ｔ／△）：（０＜ｔ＜Ｔ）は近
似的に１″と見なすことができる。従って、・・・（４
） この　（４）式は、目標値ＶＤ（ｔ）と現電流値Ｖ＋　
　（１＞とは、１周期下の平均値としてその値が等しく
なることを表わしている。しかも、上述したように、目
標値ＶＤ（ｔ）と現電流値Ｖｉ　　（Ｔ）とは同一周波
数で動作している。これにより、コンデンサＣ１の充電
電荷Ｑ（ｔ）は、目標値ＶＤ（１）と同一周波数で充放
電を繰り返し、その充ｆｆ［正極付を反転させ、この結
果、オペアンプＯＰ２は、目標値ＶＤ（ｔ）と同一周波
数でリニアソレノイドＳＬをオン・オフ制御するこにな
る。

また、この目標値ＶＤ（ｔ）のデユーティ比を変えると
、Ｉ（１１電流Ｖｉ　　（ｔ）の１周期丁における平均
値は１」標ＩＭ′１ＶＤ（ｔ）の１周期下における平均
値と一致することになるので、目標値ＶＤｏｔ）のデユ
ーティ比とりニアソレノイドＳＬに流れる負荷電流とは
、第４図のグラフに示すようにリニアな関係となる。従
って、目標値ＶＤ（ｔ＞のデユーティ比を制御コンピュ
ータＣＰによって制御するこにより、リニアソレノイド
ＳＬに流れる負荷電流を制御することができる。

以上、電気作動器駆動装置１の動作を偏差積分回路５の
動作を中心として説明したが、上記動作をより具体的に
示すのが第５図のタイミングチャートである。

第５図のタイミングチャートにおいては、ｆｆ、１ｊ　
ｔｉｌｌ用コンピュータＣＰからのパルス信号をデユー
ティ比５０％として与えている。従って、トランジスタ
Ｔｒ３のコレクタ電圧である目標１直ＶＤ（ｔ）は５０
％のデユーティ比を持つリニアソレノイドＳＬ駆動振動
となる［第５図目標値ＶＤ（ｔ）］。

一方、オペアンプＯＰ１の出力電圧ぐある現電流Ｖｉ（
ｔ）＋、ｔ、目標値ＶＤ（ｔ）と１周期下の平均値とし
てその値は等しくなり、しがも、同一周波数で動作する
［第５図現電流値Ｖｉ（ｔ）］。

従って、偏差積分回路５によりトランジスタＴｒ３のコ
レクタ電圧ＶＤ（ｔ）の変化は積分されることと、現電
流値Ｖｉ　　（ｔ）が周期Ｔで変化することから、コン
デンサＣ１の充電電圧Ｖｐは、オペアンプ○Ｐ２のマイ
ナス入力側を零点として、第５図にコンデンサＣ１充電
電圧として示寸ように周期Ｔで変化する［第５図コンデ
ンサＣ１充電電圧］、従って、オペアンプＯＰ２の出力
は、コンデンサＣ１の充電電圧の極性の変化に応じてオ
ン・オフし［第５図オペアンプＯＰ２出力］、トランジ
スタＴｒ　２をオン・オフして［第５図トランジスタＴ
ｒ２コレクタ電圧］リニアソレノイドＳＬを制御するこ
とになる。

本実施例の電磁作動器駆動装置１によると、制御コンピ
ュータＣＰからのパルス信号を直接電磁作動器駆動装置
１に受番プて、リニアソレノイドＳＬを駆動することが
できるので、制御コンピュータＣＰからのパルス信号を
アナログ信号に変換する高価なり／Ａ変換器等を必要と
しなく、制御コンピュータＣＰから直接信号線を１本接
続するだけで済む。しかも、従来使われていた鋸状波発
生回路も必要としなく、非常に簡単な構成でリニアソレ
ノイドＳＬを駆動させることができる。これにより、製
造工程を簡略化することができ、部品点数も少なくして
コストダウンを図ることができるという効果も生じる。

また、電流検出回路３のオペアンプＯＰ１の入カブラス
側にはオフセット回路３ａを接続しているのでリニアソ
レノイドＳＬに流れる電流がほとんど零となった場合で
も電流値を正確に検出することができ、正確な出力電圧
Ｖｉ（ｔ）を得ることができる。これにより一層リニア
ソレノイドＳＬの駆動の精度を向上させている。

尚、本実施例のＭ磁作動器駆動装置１のオフセット回路
３ａは第６図（ａ　＞に示す様に抵抗器Ｒ２０、Ｒ２１
を用いて構成することもできるし、あるいは、第６図（
ｂ）に示す様にツェナーダイオードＺＤを用いて構成し
てもよい。

１１匹１１ 本発明の電磁作動器駆動装置によると、部品点数を少な
くして非常に簡単な構成で電磁作動器を駆動することが
できると共に、電磁作動器の駆動指示信号であるパルス
信号を、直接マイクロコンピュータ等から受信して用い
ることができる。これにより、製造工程を簡略化するこ
ともでき、コストダウンを図ることができるという効果
も生じる。しかも、電流検出手段に用いられる演算増幅
器にはオフセット回路により所定値のオフセット電圧を
与えているので、電磁作動器に流れる電流がほぼ零とな
った場合でも電磁作動器を精度よく駆動することができ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明一実施例の電磁作動器駆動装置を示す回
路図、第２図は同じく電磁作動器駆動装置内の偏差積分
回路を表ねず図、第３図は同じくリニアソレノイドＳＬ
に流れる電流ＩｓｌとオペアンプＯＰ１の出力電圧Ｖｉ
（ｔ）との関係を示すグラフ、第４図は同じく電磁作動
器駆動装置が受信するパルス信号のデユーティ比とりニ
アソレノイドＳＬに流れる負荷電流との関係を示すグラ
フ、第５図は同じく電磁作動器駆動装置の各部の動作を
示ずタイミングチャート、第６図（ａ）、（ｂ）は各々
オフセット回路３ａの構成例を示す回路図、である。 １・・・電磁作動器駆動装置 ２・・・スイッチング回路 ３・・・電流検出回路 ３ａ・・・オフセット回路 ４・・・駆動信号受信回路 ５・・・偏差積分回路 ６・・・スイッチング制御回路 ＢＴ・・・バッテリ ＣＰ・・・制御コンピュータ ＳＬ・・・リニアソレノイド ＳＷ・・・スイッチ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 電磁力で作動する電磁作動器を駆動するスイッチング素
   子と、 該電磁作動器に流れる電流を演算増幅器を用いて検出す
   る電流検出手段と、 上記電流検出手段の上記演算増幅器に所定値のオフセッ
   ト電圧を与えるオフセット回路と、所定のデューティ比
   を有し上記電磁作動器の駆動を指示するパルス信号を、
   外部から受信する駆動信号受信手段と、 上記電流検出手段により検出された電流と上記駆動信号
   受信手段の受信する上記パルス信号とに基づいて作動し
   、その時定数が上記パルス信号の周期より大である抵抗
   とコンデンサとからなる偏差積分回路と、 該コンデンサの充電電圧の極性に応じて上記スイッチン
   グ素子をオン・オフ制御するスイッチング素子制御手段
   と、 を備えた電磁作動器駆動装置。