JPS62187210A - パルス分配型位置検出装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、パルス分配型位置検出装置に関し、特にＮＣ
等の移動する作業機械あるいはロボットの腕等の移動位
置を高分解能に検出するパルス型位置検出装置に関する
。

従来の技術 従来より、この秤の位置検出器は、空間的に９０度の位
相差を持った２相の正弦波信号（以下に説明するように
これらをＶａ及びｖｂとする）を利用して位置検出を行
っており、通常この種の位置検出器をエンコーダと称し
ている。

そして、在来のエンコーダは、例えば発光ダイオードか
らの射出光を、その回転位置が検出されるべき所定の回
転軸に取（−１けられた回転コード板（通常類回転コー
ド板の周囲には所定間隔をＪ３いて多数の（例えば２０
００個の）スリットが設けられる）に当て、該回転コー
ド板及び該回転コード板と対向する固定板に設けられた
スリン１−を通過した光をフォトダイオード等の受光素
子で受光して電圧に変換し、それによって該回転コード
板の回転に応じて該回転コード板に設けられた相隣接す
るスリット間隔（１ピツチ）を１畑期とする正弦波信号
Ｖａ　、　Ｖｂ　＠得る。

なお、この場合、該２つの正弦波信号Ｖａ。

ｖｂについて空間的に９０度の位相差を持たせるために
、該固定スリット・板に、該回転コード板に設けられた
スリン１−間隔（１ピツチ）の整数倍から１／４ピツチ
だけずれた２個のスリットを設け、それらの各スリット
とそれぞれ対向して設けられた各受光素子によって受光
されて生じた電気信号によって該２つの正弦波信号Ｖａ
　、Ｖｂを得るようにしている（第６図（ａ）参照）。

次いで、これらの各正弦波信ＳＶａ　、Ｖｂをそれぞれ
コンパレータに入力してその出力側からは該正弦波信号
の正・負の値に応じてそれぞれハイレベル及びロウレベ
ルとなる出力信号ＡＰ及びＢＰを作り、■該当力信号Ａ
Ｐの立上り時に出力信号ＢＰがハイレベルとなっている
とぎ、■類比力信号ＢＰの立下り時に出力信号ＡＰがハ
イレベルとなっているとき、■該当力信号ＡＰの立下り
時に出力信号ＢＰがロウレベルとなっているとき、■該
当力信号ＢＰの立上り時に出力信号ＡＰがロウレベルと
なっているとき（第６図（ｂ）参照）にはアップダウン
カウンタを逐次カウントアツプさせる所謂プラスパルス
を生じさｔ！（このことは該回転コード板が一方向例え
ば時計方向に回転していることを意味する）、一方、■
該当力信号ＡＰの立上り時に出力信号ＢＰがロウレベル
となっているとき、■類比力信号ＢＰの立下り時に出力
信号ＡＰがロウレベルとなっているとき、■該当力信号
ＡＰの立下り時に出力信号ＢＰがハイレベルとなってい
るとき、■該当力信号ＢＰの立上り時に出力信号ＡＰが
ハイレベルとなっているとき（第６図（Ｃ）参照）には
、該アップダウンカウンタを逐次カウントダウンさせる
所謂マイナスパルスを生じさせ（このことは該回転コー
ド板が反対方向例えば反時計方向に回転していることを
意味する）、これによって、該回転コード板の回転角度
、従って該回転コード板が取付けられた回転軸の回転位
置を検出（場合によっては該回転コード板の回転角度を
直線状に展開することによって直線状に移動する移動体
の移動位置を検出）するようにしている。

しかしながら、かかる従来の位置検出方法においては、
上述したように回転コード板の回転に応じて該出力信号
ＡＰまたはＢＰの１サイクル（回転コード板に設けられ
た相隣接するスリット間隔１ビツヂに相当）中に、その
回転角度を３１数するアップダウンカウンタをカウント
させるパルス（上記プラスパルスまたはマイナスパルス
）を４回発生させ得るにすぎず、仮りに回転コード板の
周囲に２０００個のスリットが設けられているとすれば
、その回転角度検出についての分解能は１／２０００Ｘ
４＝１／８０００回転にすぎず、要するに回転コード板
が回転するとき該スリットによる１回転あたりの分割数
の４倍以上の高い検出分解能が得られないという問題点
があった。そこで、本出願人は、上述したような従来形
の移動位置検出方法に比較して格段に高い検出分解能（
例えば１／２０００Ｘ１０００回転）で、回転体さらに
一般的にいえば移動体の移動位置を、その初期位置から
の移動量（変位量）によって検出する位置検出方法及び
装置を提案したく特願昭５９−２３１３５３号）。

発明が解決しようとする問題点 本発明は、本願出願人がすでに提案した（特願昭５９−
２３１３５３号）高分解能な位置検出器をさらに改良し
、位置検出器から出力される正弦波信号の１サイクル内
を内挿補間して高分解能に位置を検出し、検出した位置
の変化量に応じてパルス数を出力できるようにしたパル
ス分配型位置検出装置を提供することにある。

問題点を解決するための手段 本発明は、移動体の移動に応じて空間的に９０度の位相
差を有する２相の正弦波信号を発生させる手段と、一定
寸ンプリング周期で上記２相の正弦波信号の各電圧値Ｖ
ａ　、Ｖｂをサンプルホールドする手段と、該サンプル
ホールドされた２相の正弦波信号の各電圧値■ａ、Ｖｂ
をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、該Ａ／Ｄ変
換器からの２相の正弦波信号のデジタル信号値■ａ、ｖ
ｂを入力し、Ｖ−Ｖ　ａ　’　ＣＯ３αＶ　ｂ　＃Ｓ！
ｎαの値をＯにするαの１直と前回の周期で求めたαの
値との差Δαを算出する演算手段と、該差Δαをパルス
数として出力するパルス発生器とを設けることによって
上記問題点を解決した。

作　　用 本発明は、上記２相の正弦波信号を発生させる手段から
の正弦波信号の各電圧値ｖａ　、ｖｂを一定サンプリン
グ周期で上記サンプルホールドする手段でサンプルホー
ルドし、各電圧値をＡ／Ｄ変換器でデジタル信号に変換
し、この変換されたデジタル信号の各正弦波信号の値Ｖ
ａ　、Ｖｂより上記演算手段は、各ザンブル周期毎に Ｖ＝Ｖａ−ｃｏｓａ−Ｖｂ−ｓｉｎａ の値をＯにするαの値を算出する。

これは、 Ｖａ＝ＶＯ−３ｉｎθ、Ｖｂ＝ＶＯ−ｃｏｓａ（ただし
θはそのときの回転角） であることから、結局 Ｖ＝ＶＯ（ｓｉｎａ−ＱＯ３（Ｚ　−ｃｏｓａ−５ｉｎ
α）−ＶＯ５ｉｎ（θ−α） の姶を０にするαの値を節用することとなり、その解は α＝θ±２ｎπ（ただしｎは整数） となる。

したがってθが変化した場合、θの変化速度に比較して
短い周期（具体的には上記正弦波信号がπだけ変化する
時間より短い周期）で順次αを求め、次に前回の周期で
求めた上記αの値α０と今回求めたαとの差Δα＝α−
α０を求めることにより。

Δα＝α−α０ ＝　（θ　±　２　ｎ　π　）−（θ〇　二七　２　ｎ
　π　）＝θ−θ０ ＝Δθ となり、回転角（回転位置）θの変化ｍΔθを求め、こ
の演１３からのΔα−Δθの出力をパルス発生回路によ
りパルス数として次の周期に出力することにより、正弦
波の１サイクル内を所定の分割数で直線状に補間分割し
て、その変化量Δα＝Δθをパルス数として出力し高分
解能な位置を検出することができる。

なお、この際、上記■の値をＯにするαの値は、検出誤
差の大きな原因となるｖＯの値（このｖＯの１直は回転
コード板が回転するにつれて固定スリット板との間のギ
ャップが変動すること等のために回転板が１回転する間
においても変動し、さらに発光ダイオードの発光潰の時
間的変動等によっても変動する）とは無関係に上記した
α＝θ±２ｎπの関係を満たしており、結局類αの値に
より、該正弦波１サイクル（回転コード板上のスリット
の１ピッチ間隔に相当する）内を、所要の分割数（例え
ば１０００）で直線状に補間分割（等分割）し、それに
よって、回転コード板の変位最（一般的には移動体の移
１１を従来例のものより飛躍的に高い分解能（例えば回
転コード板上のスリット数を２０００とし上記補間分割
数を１０００とすれば、１／２０００ｘ１０００回転）
で検出することができる。

実施例 第１図は、本発明の一実施例のブロック図で、第２図は
同実施例におけるタイミングヂャートであり、第３図は
第１図におけるパルス発生器の詳細ブロック図である。

まず、本発明のパルス分配型位置検出回路の動作原理を
説明すると、先の出願で述べたように、回転コード板の
回転角度（一般的には移動体の移動位置）に応じて上記
従来技術で説明したようにして出力される２相の正弦波
信号の電圧値ｖａ。

ｖｂを一定周ｌ１ｌ（例えば５０マイクロ秒）毎に読取
り、次式すなわち Ｖ＝ＶａＯｃｏｓα−Ｖｂ＃５ｉｎｃｚをＯにするαを
求め、このようにして求めたαを、該正弦波１ナイクル
（すなわち回転コード板上における相隣接するスリット
間隔に対応する）内を所定の分割数で直線的に補間分割
（当分υ１）した位置情報（この場合は回転角度を表わ
す情報）を得て、一定周期毎のこの位置情報の変化Φを
パルス数に変換して高分解能の位置を検出するものであ
る。このような方法によって位置情報を求める理由を詳
述すれば、上式 Ｖ＝ｖａ　　−ｃｏｓａ−Ｖｌｒ　　−ｓｉｎα　　−
”・　＜　　１＞において、 Ｖａ　＝ＶＯ−ｓｉｎ／７．　Ｖｂ　−ＶＯ−ａｏｓａ
（ただしＶＯは２相の正弦波信号の振幅、θは回転コー
ド板の回転位置（回転角）） であるから、これらを上記第（１）式に代入すれば、 Ｖ＝ＶＯ（ｓｉｎθ−ａｏｓａ−ａｏｓａ・ｓｉｎα）
＝ＶＯ５ｉｎ（θ−ａ　）　　　　　−−−−−−（２
）どなり、 したがって、該■の値をＯとするαの値は、α＝θ±２
ｎπ（ただしｎは整数） となる。

なお、上記■の値がＯとなるαの値は正弦波であるから
、α＝θ±ｎπとなるが、Ｖａ　、Ｖｂの符号とｓｉｎ
α、　　ＣＯＳαの符号が各々等しいことを考口するこ
とによりα＝θ±２ｎπとしたちので、またｎの値も、
何波長目かを限定するためのもので一疾固定するとその
値を使用して順次求めるものである。

したがって、回転コード板が回転してθが変化した場合
、該θの変化速度に比較して所定の７．０いサンプル周
期で（具体的には回転コード板の回転に伴って上記正弦
波信号がπだけ変化する時間より短い周期で）上記αを
求めてい（）ば、該αの変化Δαによりθすなわち回転
角の変位置−Δθ（その初期位置からの移動１）を正し
く検出することができる。すなわち、今回回転位置θが
θ１と仮定すると、そのとき得られた上記αの値α１は
α１＝θ１±２ｎπである。そして、次のサンプル周期
で得られたαの値をα２とηると、α２＝０２±２ｎπ
であり、該αの変化量Δαは次式に示すように、 Δα＝α２−α１ ＝（θ２±２ｎπ）−（θ１±２ｎπ）＝θ２−０１ ＝Δθ　　　　　　　　　　・・・・・・（３）となり
、上記αの変化量が１サンプル周期間の回転位置θの変
化ｍΔθを意味することとなる。

そこで、このαの変化量Δαを求めることによって回転
位置θの変化量Δθが求められ、初期位置からの移動ａ
が求められることとなる。このことは回転コード板が回
転するにつれて固定スリット板との間のギャップが変動
することや、発光ダイオードの発光量の時間的変動、さ
らには電源電圧の変動等によって変動する上記正弦波信
号■ａ。

ｖｂの振幅ｖＯに影響されることなく回転位置が検出さ
れることとなるから、これらによる検出誤差をなくし、
高分解能の回転位置を検出することができることとなる
。

そこで、上記第（２）式の方程式を先の出願で述べたよ
うにニュートン・オイラー法等の適当な数値解法を使っ
て解くが、一定サンプル周期毎に正弦波信号Ｖａ　、Ｖ
ｂを入力し、上記αの値を求め、−周期内の位冒の変化
が小さければ前回求めたαの値を次回の初期値として使
用し数値解法を行うことにより位胃の変化量Δθ（＝Δ
α＝αｎ−αｎ−１）を求める。そして、本発明は、該
変化ｍΔθをパルス数として出力する。

第１図は、本発明を実施する一実施例のブロック図で、
１は第２図に示すような各種指令のタイミングパルスａ
〜ｅを出力するタイミング制御回路、２，３は各々上記
正弦波信号Ｖａ　、Ｖｂを上記タイミング制御回路１か
らの一定周期毎の正弦波信号Ｖａ　、Ｖｂのホールド指
令ａにより上記正弦波信号■ａ、ｖｂをサンプルホール
ドするサンプルホールド回路、４はサンプルホールド回
路２゜３にサンプルホールドされた各周期の正弦波信号
Ｖａ　、Ｖｂの値をタイミングυ制御回路１からのマル
チプレクサ選択指令すにより切換えてＡ／Ｄ変換器５に
入力させるマルチプレクサ、５はＡ／Ｄ変換指令Ｃによ
って各正弦波信号Ｖａ　、Ｖｂの値をデジタル信号に変
換して演σ器６に入力づるＡ／Ｄ変換器、６は数値解法
演樟指令ｄにより上記した第（２）式の方程式を数値解
法によって解き、上記αの変化量Δαを求め、これによ
り回転位置の変化量Δ０を求める演算器、７は演停器６
によって求められた回転位置の変化固へ〇をパルス発生
開始指令ｅにより次の周期間にパルス数として出力する
パルス発生器である。

次に、本実施例の動作を説明する。

タイミング制御回路１から第２図に示すような正弦波信
号Ｖａ　、Ｖｂのホールド指令ａが出力され、サンプル
ホールド回路２，３は各々上記正弦波１５号Ｖａ　、Ｖ
ｂをサンプルホールドする。一方、タイミング制御回路
１からのマルチプレクサ選択指令すによってマルチプレ
クサ４は前半にサンプルホールド回路２の出力（サンプ
ルホールドされた正弦波信号Ｖａ　）を選択し、Ａ／Ｄ
変換器５に出力し、Ａ／Ｄ変換器５はＡ／Ｄ変換指令Ｃ
に基づき、デジタル信号にして演算器６に出力する。

また、タイミング制御回路１からの切換えられたマルチ
プレクサ選択指令すによってマルチプレクサ４はサンプ
ルホールド回路３の出力（正弦波信号Ｖｂ）を選択し、
Ａ／Ｄ変換器５に出力し、Ａ／′Ｄ変換器５はＡ／Ｄ変
換指令Ｃでデジタル信号に変換して演０器６に出力する
。そこで、演算器６はタイミング制御回路１からの数値
解法演算指令ｄによって演算を開始する。そこで、演算
器６はＡ／Ｄ変換器５から入力されたデジタル信号の正
弦波信号Ｖａ　、Ｖｂをもとにして、上記αに関する第
（１）式の非線形方式 ｖ＝ｖａ　”　　ｃｏｓａ−Ｖｂ　−ｓｉｎα＝０を先
の出願（特願昭５９−２３１３５３号）で述べたように
前回求めたαの値を初期値として適当な数値解法で解き
新しいαの値を求め、前回と今回のαの値の差を求めて
位置の変化量として出力するものである。

例えばニュートン・オイラー法で解くとすると、Ｖ　（
（２）　＝Ｖａ　−ｃｏｓａ−Ｖｂ　−ｓｉｎαとする
と、そのαについての微分値Ｖ’　　（α）は、 Ｖ’　　　（α　）＝−Ｖａ　　　−５ｉｎｃｒ−Ｖｂ
　　　−ｃｏｓｃｘとなり、該非線形方程式の近似解は
次の反復によって求められる。

今、ある検出周期における位置情報αｉを求めようとす
るときには、まず、その１周期前に求めた位置情報αｉ
−１をもとにして、これを該αｉの最初の近似値（第０
近似という意味でαｉ−１−α１０とする）とし、 α１１＝α１０×Δα１０ ただし、 Δαｉ０＝　−（Ｖ　（αｉｄ）　／Ｖ’　　（αｉｏ
＞　）Ｖａ　−ｃｏｓα１Ｏ−Ｖｂ　−ｓｉｎαｉ。

を求め、該α１０を該αｉの第１近似とする。

以下、この演咋過程を繰り返し、その第ｎ近似をα１ｎ
とすると、第（ｎ＋１）近似は、αｉ　　（ｎ＋ｉ）＝
αｉｎ＋Δα１ｎ（ｎ　＝０．１．２・・・） ただし、 Δａ：ｎ＝　−（Ｖ　（αｉｎ）　／Ｖ’　　（αｉｎ
）　）Ｖａ　−ｃｏｓα１ｎ−Ｖｂ　−ｓｉｎα１ｎＶ
ａ　−５ｉｎｃｚｉｎ＋Ｖｂ　−ｃｏｓａｉｎとなる。

そして、該Δαｉｎの絶対１ａｌΔαｉｎｌがｌΔαｉ
ｎｌ＜ε（ただしεは要求精度に応じた所定の微小量）
となったとき上記反復を止め、該近似解αｔ（ｎ＋１）
を該検出周期における位置情報αｉとし、１周期前に求
めた位置情報αｉ−１との差（α１−α１−１）＝Δα
＝Δθを回転位置の変化量として出力するものである。

こうして、演算器６から出力されたΔα＝Δθと該Δα
の符号はパルス発生器７に入力され、タイミング制御回
路１からのパルス発生開始指令ｅに基づき、パルス発生
器７からは次の周期時に回転位置の変化量Δθに対応す
るパルス数と、そのときの符号を出力し高分解能の位置
情報を得ることができる。この分解能は上記Ａ／Ｄ変換
器５のビット数に応じて決まるもので、正弦波信号ｖａ
　、ｖｂの電圧値を所定ビットのＡ／Ｄ変換器を用いる
ことにより高精度に読取ることによって、該Ａ／Ｄ変換
器５のビット数に応じて該正弦波１サイクル（回転コー
ド根土の相隣接するスリット間のピッチに相当）を所要
の分割数〈例えば１０００）で直線状に補間分割した高
分解能の位置情報を得るものである。

第３図は上記パルス発生器の例として、ＤＤＡ方式のパ
ルス発生器のブロック図を示すもので、演算器６から出
力された回転位置の変化量の絶対値１Δα１がレジスタ
８に記憶され、また、該Δαの符号はレジスタ１２に記
憶される。そして、タイミング制御回路１からのパルス
発生開始指令ｅにより、各レジスタ８．１２に記憶され
た値は各々レジスタ９，１３に記憶され、レジスタ９゜
１１及び加算器１０のアキュームレータの桁数を０桁と
し、１周期間に加えられるクロックパルス数を２０とす
るとくなお、タイミング制御回路１から発生する各パル
スはクロックパルスを１／２ｎに分周して各々出力され
るもので、１周期は２ｎのパルスで構成されているもの
である。）、レジスタ９に記憶された上記Δαの値はク
ロックパルス１回毎にレジスタ１１の値に加算され、再
びレジスタ１１に加専されていき、クロックパルスの数
２ｎ回加算されると、加算器１０からオーバーフローす
る数はレジスタ９に設定されたΔαの数となる（２ｎ×
Δα／２ｎ＝Δα）。その結果、回転位置の変位量Δα
＝Δθはパルス数として出力されることとなる。また、
上記Δαの符号はレジスタ１３から出力されるので、プ
ラス。

マイナスの方向をともなった回転位置の変化同士Δα＝
±Δθが出力されることとなる。例えば、回転コード板
の相隣接するスリット間隔（１ピツチ）を補間分割する
数をＬ（例えば１０００）とすると、スリット１サイク
ルのθの値は２πラジアンであるから、２π／Ｌ（＝２
π／１０００）単位で補間分割され、回転位置の変化ｍ
Δα＝Δθは高分解能に検出されることとなる。

第４図は、上記演算器６にコンピュータを用いるときの
一実施例のブロック図で、該コンピュータ内のマイクロ
プロセッサ２０はタイミング制御回路１から一定周期毎
に入力されるタイミング信号に基づいてその一定周期毎
に各サンプルホールド回路２，３（該サンプルホールド
回路２．３にはそれぞれ上記正弦波信号Ｖａ　、Ｖｂが
入力される）にマイクロプロセッサ２０を介してホール
ド指令ａを出力して各正弦波信号Ｖａ　、Ｖｂの値をタ
ンブルホールドし、サンプルホールド回路２及び３にそ
れぞれサンプルホールドされた出力を、該マイクロプロ
セッサ２０を介してマルチプレクサ４に入力されるタイ
ミング制御回路１からのマルチプレクサ選択指令すによ
り各周期の途中で切換えて共通のＡ／Ｄ変換器５に順次
入力させ、該変換器５のデジタル出力を順次マイクロプ
ロセッサ２０に入力させるようにしている。

そして、これらのデジタル入力を上記第（１）式の■ａ
及びｖｂの値として、各周期毎に該マイクロプロセッサ
２０において該第（１）式すなわちＶの値をＯとするα
の値を演算する。なお、その各周期毎の演算結果、すな
わち、該周期毎の位置情報αは逐次コンピュータのメモ
リに記憶すると共に、前回のサンプル周期で求めた位置
情報αとの差±Δαをパルス発生器７に出力している。

第５図は、マイクロプロセッサ２０が上記ニュートン・
オイラー法によって演算処理を行う場合のフローチャー
トを示すもので、タイミング制御回路１から一定周期で
タイミング信号が発生し、それにより、該マイクロプロ
セッサ２０は該タイミング信号が入力される毎に次の処
理を始める。

すなわち、ステップＳ１でスタート後、ステップＳ２で
サンプルホールド回路２，３にホールド指令ａを出し、
その時点での２つの正弦波信号Ｖａ　、Ｖｂの値をサン
プルホールドし、ステップＳ３でマルチプレクサ選択指
令すを出すことにより、サンプルホールドされた正弦波
信号Ｖａ。

ｖｂの各々のｆｆ１（アナログ値）をＡ／Ｄ変換器５に
通して所定の精度のデジタル値Ｖａ、Ｖｂを読取る。

次に、ステップＳ４において、その１周期前に求められ
た検出値（位置情報）α０を取り出しこれをαｎとする
。

そして、ステップＳ５において、 及び　αΩ＋１＝αｎ＋Δαｎ （ただしｎ　＝０．１．２．・・・とじ、最初はｎ＝ｏ
からスタートする）を計算する。

次いで、ステップＳ６において、１Δα０１がε（ただ
しεは検出精度誤差を規定する吊で予め与えられている
とする）より小か否かを判断し、小になっていなければ
該αｎ＋１を新たなαｎとして（ステップＳ７）、同様
の演障を繰り返し、該１Δαｎ１が該εより小となれば
ステップｓ８において該αｎ＋１をその周期における新
しい検出位置情報αとして前回の検出位置情報α０との
差Δα−α−α０の絶対値１Δα１と該Δαの符号をパ
ルス発生器７の各々のレジスタ８，１２に出力し、ステ
ップＳ９で新しい検出位置情報αをコンピュータ内のメ
モリに記憶すると共にホールド指令ａを解除し、その周
期に４３ける演口処理を終了する（ステップ５１０）。

そして、次の周期の処理を再び開始するが、この間パル
ス発生器７はタイミング制御回路１がらのパルス発生指
令ｅにより、前述したように回転位置の変化値Δα−Δ
θがパルス数として出力され、回転コード板の相隣接す
るスリット間隔を補間分割した高分解能の位置が出力さ
れることとなる。

発明の効果 以上述べたように、本発明は、従来型の位置検出方法と
比較して格段に高い分解能でかつパルス数として出力す
るから、移動体における移動量を高分解能で正確に検出
することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例のブロック図、第２図は同実
施例におけるタイミング−チャート、第３図は第１図に
おけるパルス発生器の詳細ブロック図、第４図は演算器
にコンピュータを用いたときの一実施例のブロック図、
第５図は同動作フローチャート、第６図（ａ）、（ｂ）
、（ｃ）は従来技術におけるこの種の位置検出方法を説
明するための波形図である。 １・・・タイミング制御回路、２．３・・・サンプルホ
ールド回路、６・・・演算器、７・・・パルス発生器。 第１図 第２図 第３図 第４図 第５図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 移動体の移動に応じて空間的に９０度の位相差を有する
   ２相の正弦波信号を発生させる手段と、一定サンプリン
   グ周期で上記２相の正弦波信号の各電圧値Ｖａ、Ｖｂを
   サンプルホールドする手段と、該サンプルホールドされ
   た２相の正弦波信号の各電圧値Ｖａ、Ｖｂをデジタル信
   号に変換するＡ／Ｄ変換器と、該Ａ／Ｄ変換器からの２
   相の正弦波信号のデジタル信号値Ｖａ、Ｖｂを入力しＶ
   ＝Ｖａ・ｃｏｓα−Ｖｂ・ｓｉｎαの値を０にするαの
   値と前回の周期で求めたαの値との差Δαを算出する演
   算手段と、該差Δαをパルス数として出力するパルス発
   生器とを有することを特徴とするパルス分配型位置検出
   装置。