JPS6217308B2 - - Google Patents
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- JPS6217308B2 JPS6217308B2 JP7674177A JP7674177A JPS6217308B2 JP S6217308 B2 JPS6217308 B2 JP S6217308B2 JP 7674177 A JP7674177 A JP 7674177A JP 7674177 A JP7674177 A JP 7674177A JP S6217308 B2 JPS6217308 B2 JP S6217308B2
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- Japan
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- signal
- pulse
- circuit
- detection circuit
- demodulation
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- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 9
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims 7
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 3
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000003780 insertion Methods 0.000 description 1
- 230000037431 insertion Effects 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、符号化されたパルス時系列信号を
一定の規則に従つて変換（以下MFM変調と略称
する）したパルス信号からもとのパルス時系列信
号を復調する回路方式、すなわちMFM復調方式
に関するものである。
一定の規則に従つて変換（以下MFM変調と略称
する）したパルス信号からもとのパルス時系列信
号を復調する回路方式、すなわちMFM復調方式
に関するものである。
まず、MFM変調方式について、第１図により
説明する。ａはデイジタル信号（パルス時系列信
号）を示し、ｂにMFM変調方式の変調を受けた
変調信号を示す。MFM変調方式の変調信号の波
形は、原デイジタル信号が“１”のときビツト周
期T0の半分のところで極性反転する。そして、
デイジタル信号ａが“０”のとき極性反転は行わ
ない。ただし、“０”が２個つづくとき、例えば
ｔ＝（ｎ＋１）T0でも“０”の場合は、ｔ＝（ｎ
＋１）T0で極性反転を行う。次にこのような変
調信号を復調する原理を説明する。第１図のｃは
変調信号ｂの立上がりおよび立下がりのタイミン
グで発生するパルス信号（以下タイミングパルス
と記す。）を示し、ｄは前記タイミングパルスｃ
に同期し、その周期がビツト周期T0と同じクロ
ツクパルスである。復調は、タイミングパルスｃ
よりクロツクパルスｄを作成し、両信号ｃ，ｄを
アンド回路に入れることにより、第１図ｅに示す
情報パルスが得られる。
説明する。ａはデイジタル信号（パルス時系列信
号）を示し、ｂにMFM変調方式の変調を受けた
変調信号を示す。MFM変調方式の変調信号の波
形は、原デイジタル信号が“１”のときビツト周
期T0の半分のところで極性反転する。そして、
デイジタル信号ａが“０”のとき極性反転は行わ
ない。ただし、“０”が２個つづくとき、例えば
ｔ＝（ｎ＋１）T0でも“０”の場合は、ｔ＝（ｎ
＋１）T0で極性反転を行う。次にこのような変
調信号を復調する原理を説明する。第１図のｃは
変調信号ｂの立上がりおよび立下がりのタイミン
グで発生するパルス信号（以下タイミングパルス
と記す。）を示し、ｄは前記タイミングパルスｃ
に同期し、その周期がビツト周期T0と同じクロ
ツクパルスである。復調は、タイミングパルスｃ
よりクロツクパルスｄを作成し、両信号ｃ，ｄを
アンド回路に入れることにより、第１図ｅに示す
情報パルスが得られる。
上記説明より明らかなように、MFM復調にお
いては、クロツクパルスｄの周波数及び位相は、
タイミングパルスｃに対して所定の関係になけれ
ばならない。従来はクロツクパルスｄを作成する
ために、外部可変発振器出力と、タイミングパル
スｃとでパルス位相比較を行い、位相差出力によ
り、前記外部可変発振器の発振周波数を制御する
位相同期回路を用いている。しかし、タイミング
パルスｃの間隔がT0，1.5T0，2T0と等間隔でな
いので、位相比較器の構成が複雑になり、また原
信号であるデイジタル信号ａが“１”の続く場合
と“０”の続く場合では、前記位相同期回路の外
部可変発振器出力位相は、変調信号ｂに対して
T0／２の位相ずれを生ずることになる。この影
響を除去するために、変調信号ｂのはじめにすべ
て“１”なる信号（プリアンブル）を挿入し、位
相同期回路の外部可変発振器出力がタイミングパ
ルスｃに対し、所定の位相に同期するようになさ
れている。しかし、このような方式の場合、位相
同期回路の不安定、複雑化およびプリアンブル挿
入による定伝送時間における信号伝送量の低下を
生ずる。また一般に、タイミングパルスｃは、伝
送系において時間軸変動（例えば、変調信号が磁
気テープ上に記録されている場合には、再生時の
機械的ジツター、ワウ等）を受ける場合が多く、
そのため復調時の再生クロツクパルスは、位相同
期回路を使用した場合には、不安定になりやす
い。
いては、クロツクパルスｄの周波数及び位相は、
タイミングパルスｃに対して所定の関係になけれ
ばならない。従来はクロツクパルスｄを作成する
ために、外部可変発振器出力と、タイミングパル
スｃとでパルス位相比較を行い、位相差出力によ
り、前記外部可変発振器の発振周波数を制御する
位相同期回路を用いている。しかし、タイミング
パルスｃの間隔がT0，1.5T0，2T0と等間隔でな
いので、位相比較器の構成が複雑になり、また原
信号であるデイジタル信号ａが“１”の続く場合
と“０”の続く場合では、前記位相同期回路の外
部可変発振器出力位相は、変調信号ｂに対して
T0／２の位相ずれを生ずることになる。この影
響を除去するために、変調信号ｂのはじめにすべ
て“１”なる信号（プリアンブル）を挿入し、位
相同期回路の外部可変発振器出力がタイミングパ
ルスｃに対し、所定の位相に同期するようになさ
れている。しかし、このような方式の場合、位相
同期回路の不安定、複雑化およびプリアンブル挿
入による定伝送時間における信号伝送量の低下を
生ずる。また一般に、タイミングパルスｃは、伝
送系において時間軸変動（例えば、変調信号が磁
気テープ上に記録されている場合には、再生時の
機械的ジツター、ワウ等）を受ける場合が多く、
そのため復調時の再生クロツクパルスは、位相同
期回路を使用した場合には、不安定になりやす
い。
この発明は、上記従来のもののように位相同期
回路等を用いずに、比較的簡単な回路構成でクロ
ツクパルスを作成し、MFM復調を行うことを目
的とするものである。以下この発明について詳細
に説明する。
回路等を用いずに、比較的簡単な回路構成でクロ
ツクパルスを作成し、MFM復調を行うことを目
的とするものである。以下この発明について詳細
に説明する。
第２図は、この発明の装置の一実施例を示すブ
ロツク図である。第３図は、第２図の各部信号波
形を示している。第２図において、１は第１図の
信号ｃに相当するタイミングパルスｆの入力端
子、２は、時定数1.25T0のリトリガ方式のワンシ
ヨツトマルチ回路であり、３，４は、時定数
0.5T0のワンシヨツトマルチ回路である。タイミ
ングパルスｆは、ワンシヨツトマルチ回路２，
３，４を通り、遅延パルス信号ｇ，ｈ，ｉとな
る。一方、タイミングパルスｆは、遅延パルス信
号ｈ、とアンド回路７に入り、1.5T0間隔パルス
を抜き取つた信号ｉが得られる。またタイミング
パルスｆは、遅延パルス信号ｉとアンド回路６に
入り、2T0間隔パルスを抜きとつた信号ｋが得ら
れる。１１は、Ｔ型フリツプフロツプ回路であ
り、Ｔ入力点にパルスが入る度にＱ出力点の信号
ｍの電圧極性は反転する。2T0間隔のタイミング
パルスｆがない場合、アンド回路９の出力は低レ
ベルとなり、信号ｊは、オア回路１０を通りｌと
なつてＴ型フリツプフロツプ回路１１の出力極性
を交番反転させる。信号ｋが現われた時、Ｔ型フ
リツプフロツプ回路１１のＱ出力である信号ｍが
高レベルと仮定すると、アンド回路９の出力には
高レベルパルスが現われ、オア回路１０を通り、
Ｔ型フリツプフロツプ回路１１の入力パルスとな
り、１１の出力信号ｍは低レベルに変化する。こ
の時、Ｔ型フリツプフロツプ回路１１の出力が低
レベルと仮定すると、アンド回路９の出力は低レ
ベルとなり、１１の入力には、パルスが現われ
ず、１１の出力信号ｍは低レベルの継続となる。
このように、Ｔ型フリツプフロツプ回路１１の出
力である信号（判別信号）ｍは、信号ｊにより極
性が交番反転するが、常に信号ｋが生じる時の極
性は低レベルとなる。５は、遅延時間0.5T0の遅
延線である。タイミングパルスｆは遅延線５を通
り、第３図の信号ｎとなる。変調信号の0.5T0遅
延信号ｎは、判別信号ｍとアンド回路８に入り、
ｍが高レベルの時のみ、アンド回路８に出力が現
われる。一方、タイミングパルスｆは、判別信号
ｍの極性反転出力信号、１１の出力信号とアン
ド回路１２に入り、判別信号ｍが低レベルの時の
みアンド回路１２に出力が現われる。アンド回路
８と１２の出力は、オア回路１３に入り、タイミ
ングパルスｆにおいて判別信号ｍの高レベルの時
に、0.5T0遅延させたタイミングパルスに置換さ
せた信号（第１擬似クロツク信号）Ｏが得られ
る。第１擬似クロツク信号Ｏは、遅延時間0.5T0
の遅延線１４に入り、第１擬似クロツク信号の
0.5T0遅延信号Ｐ（第２擬似クロツク信号）とな
る。信号Ｐと信号Ｏはオア回路１５で加算され、
ｑ信号となる。一方、１７は、カウンターであ
り、高周波発振器２０の出力のパルス数をＮ個カ
ウントし（但し Ｎ＝ｃ／２０，０＝１／２Ｔ０
，ｃ： 高周波発振器発振周波数）アンド回路１８及び、
ノア回路１６を介して、リセツト端子に入力さ
れ、発振周期が、Ｎビツトの自走発振器を形成し
ている。一方、ノオア回路１６には、先述のｑ信
号が入力され、１６の出力信号ｒなる信号でカウ
ンター１７をリセツトする。このため、カウンタ
ー１７のＮビツト出力端子には、Ｓのパルス信号
が得られる。この信号と、第２擬似クロツク信号
ｐは、オア回路１９により加算され、復調クロツ
クｔとなり、出力端子２２に接続されると共に、
Ｄ型フリツプフロツプ２１のＴ入力端子に入力さ
れる。このＤ型フリツプフロツプ２１のＤ入力端
子には、先述の、に対し0.5T0遅延された変調
信号ｎが入力されており、Ｄ型フリツプフロツプ
２１の出力点Ｑには、復調データｕが得られ、出
力端子２３に接続される。
ロツク図である。第３図は、第２図の各部信号波
形を示している。第２図において、１は第１図の
信号ｃに相当するタイミングパルスｆの入力端
子、２は、時定数1.25T0のリトリガ方式のワンシ
ヨツトマルチ回路であり、３，４は、時定数
0.5T0のワンシヨツトマルチ回路である。タイミ
ングパルスｆは、ワンシヨツトマルチ回路２，
３，４を通り、遅延パルス信号ｇ，ｈ，ｉとな
る。一方、タイミングパルスｆは、遅延パルス信
号ｈ、とアンド回路７に入り、1.5T0間隔パルス
を抜き取つた信号ｉが得られる。またタイミング
パルスｆは、遅延パルス信号ｉとアンド回路６に
入り、2T0間隔パルスを抜きとつた信号ｋが得ら
れる。１１は、Ｔ型フリツプフロツプ回路であ
り、Ｔ入力点にパルスが入る度にＱ出力点の信号
ｍの電圧極性は反転する。2T0間隔のタイミング
パルスｆがない場合、アンド回路９の出力は低レ
ベルとなり、信号ｊは、オア回路１０を通りｌと
なつてＴ型フリツプフロツプ回路１１の出力極性
を交番反転させる。信号ｋが現われた時、Ｔ型フ
リツプフロツプ回路１１のＱ出力である信号ｍが
高レベルと仮定すると、アンド回路９の出力には
高レベルパルスが現われ、オア回路１０を通り、
Ｔ型フリツプフロツプ回路１１の入力パルスとな
り、１１の出力信号ｍは低レベルに変化する。こ
の時、Ｔ型フリツプフロツプ回路１１の出力が低
レベルと仮定すると、アンド回路９の出力は低レ
ベルとなり、１１の入力には、パルスが現われ
ず、１１の出力信号ｍは低レベルの継続となる。
このように、Ｔ型フリツプフロツプ回路１１の出
力である信号（判別信号）ｍは、信号ｊにより極
性が交番反転するが、常に信号ｋが生じる時の極
性は低レベルとなる。５は、遅延時間0.5T0の遅
延線である。タイミングパルスｆは遅延線５を通
り、第３図の信号ｎとなる。変調信号の0.5T0遅
延信号ｎは、判別信号ｍとアンド回路８に入り、
ｍが高レベルの時のみ、アンド回路８に出力が現
われる。一方、タイミングパルスｆは、判別信号
ｍの極性反転出力信号、１１の出力信号とアン
ド回路１２に入り、判別信号ｍが低レベルの時の
みアンド回路１２に出力が現われる。アンド回路
８と１２の出力は、オア回路１３に入り、タイミ
ングパルスｆにおいて判別信号ｍの高レベルの時
に、0.5T0遅延させたタイミングパルスに置換さ
せた信号（第１擬似クロツク信号）Ｏが得られ
る。第１擬似クロツク信号Ｏは、遅延時間0.5T0
の遅延線１４に入り、第１擬似クロツク信号の
0.5T0遅延信号Ｐ（第２擬似クロツク信号）とな
る。信号Ｐと信号Ｏはオア回路１５で加算され、
ｑ信号となる。一方、１７は、カウンターであ
り、高周波発振器２０の出力のパルス数をＮ個カ
ウントし（但し Ｎ＝ｃ／２０，０＝１／２Ｔ０
，ｃ： 高周波発振器発振周波数）アンド回路１８及び、
ノア回路１６を介して、リセツト端子に入力さ
れ、発振周期が、Ｎビツトの自走発振器を形成し
ている。一方、ノオア回路１６には、先述のｑ信
号が入力され、１６の出力信号ｒなる信号でカウ
ンター１７をリセツトする。このため、カウンタ
ー１７のＮビツト出力端子には、Ｓのパルス信号
が得られる。この信号と、第２擬似クロツク信号
ｐは、オア回路１９により加算され、復調クロツ
クｔとなり、出力端子２２に接続されると共に、
Ｄ型フリツプフロツプ２１のＴ入力端子に入力さ
れる。このＤ型フリツプフロツプ２１のＤ入力端
子には、先述の、に対し0.5T0遅延された変調
信号ｎが入力されており、Ｄ型フリツプフロツプ
２１の出力点Ｑには、復調データｕが得られ、出
力端子２３に接続される。
以上詳細に説明したように、本発明のMFM復
調方式によれば、従来の復調方式に比して、外部
発振器を伴う位相同期回路が不要であり、したが
つて、位相同期回路の位相を入力変調信号の位相
に同期させるためのプリアンブル等も不必要にな
り、磁気記録再生機等における記録密度が向上す
る。また、注目すべき利点として、再生復調時の
ドロツプアウト等に関して、正常再生すると直ち
に、データは復調され、前記位相同期回路使用に
よる同期ロツク時間は不必要となり、さらに、時
間軸変動を伴つた再生変調信号に対しても、再生
クロツクと復調データの位相は常に一致するとい
う利点をもつており、回路構成も簡単であり、そ
の利用価値はきわめて大なるものである。
調方式によれば、従来の復調方式に比して、外部
発振器を伴う位相同期回路が不要であり、したが
つて、位相同期回路の位相を入力変調信号の位相
に同期させるためのプリアンブル等も不必要にな
り、磁気記録再生機等における記録密度が向上す
る。また、注目すべき利点として、再生復調時の
ドロツプアウト等に関して、正常再生すると直ち
に、データは復調され、前記位相同期回路使用に
よる同期ロツク時間は不必要となり、さらに、時
間軸変動を伴つた再生変調信号に対しても、再生
クロツクと復調データの位相は常に一致するとい
う利点をもつており、回路構成も簡単であり、そ
の利用価値はきわめて大なるものである。
第１図は、MFM変調及び復調方式を説明する
ための信号波形図、第２図は、この発明の装置の
一実施例を示すブロツク図、第３図は、第２図の
各部の信号波形図である。 図中、１は入力端子、２，３，４はワンシヨツ
トマルチ回路、６，７，８，９，１２，１８はア
ンド回路、１０，１３，１９，１５はオア回路、
５，１４は遅延線、１１はＴ型フリツプフロツ
プ、１７はカウンター、１６はノオア回路、２０
は高周波発振器、２１はＤ型フリツプフロツプ、
２２，２３は出力端子である。なお、図中同一符
号は同一又は相当部分を示す。
ための信号波形図、第２図は、この発明の装置の
一実施例を示すブロツク図、第３図は、第２図の
各部の信号波形図である。 図中、１は入力端子、２，３，４はワンシヨツ
トマルチ回路、６，７，８，９，１２，１８はア
ンド回路、１０，１３，１９，１５はオア回路、
５，１４は遅延線、１１はＴ型フリツプフロツ
プ、１７はカウンター、１６はノオア回路、２０
は高周波発振器、２１はＤ型フリツプフロツプ、
２２，２３は出力端子である。なお、図中同一符
号は同一又は相当部分を示す。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ MFM方調方式で変調された変調信号をこの
変調信号の極性変化時に発生されるパルス信号に
基き復調クロツクを用いて復調を行う復調方式に
おいて、前記パルス信号の最小間隔をT0とする
とき、1.5T0間隔のパルス信号を第１の検出回路
で検出し、2T0間隔のパルス信号を第２の検出回
路で検出し、前記第１の検出回路の検出信号によ
り極性を反転し、前記第２の検出回路の検出信号
により極性がリセツトされる判別信号を得、この
判別信号の論理レベルに対応して上記パルス信号
と上記パルス信号を0.5T0遅延させた信号とを選
択して得られる第１擬似クロツク信号を作成し、
第１擬似クロツク信号を0.5T0時間遅延させた第
２擬似クロツク信号を作成し、第１及び第２擬似
クロツク信号の加算信号を、周波数が１／２Ｔ０に比し て十分高い高周波パルスをカウントし、T0周期
のパルスを作成している、該カウンターのリセツ
ト信号とし、該カウンター出力と第２擬似クロツ
ク信号との加算信号を、復調用クロツクとするこ
とを特徴とするMFM復調方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7674177A JPS5410709A (en) | 1977-06-27 | 1977-06-27 | Mfm demodulating system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7674177A JPS5410709A (en) | 1977-06-27 | 1977-06-27 | Mfm demodulating system |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5410709A JPS5410709A (en) | 1979-01-26 |
| JPS6217308B2 true JPS6217308B2 (ja) | 1987-04-16 |
Family
ID=13614019
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7674177A Granted JPS5410709A (en) | 1977-06-27 | 1977-06-27 | Mfm demodulating system |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5410709A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62201615A (ja) * | 1986-02-28 | 1987-09-05 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 風呂水浄化装置 |
-
1977
- 1977-06-27 JP JP7674177A patent/JPS5410709A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62201615A (ja) * | 1986-02-28 | 1987-09-05 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 風呂水浄化装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5410709A (en) | 1979-01-26 |
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