JPS6216043B2 - - Google Patents
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- JPS6216043B2 JPS6216043B2 JP5098078A JP5098078A JPS6216043B2 JP S6216043 B2 JPS6216043 B2 JP S6216043B2 JP 5098078 A JP5098078 A JP 5098078A JP 5098078 A JP5098078 A JP 5098078A JP S6216043 B2 JPS6216043 B2 JP S6216043B2
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- circuit
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- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 24
- 239000013078 crystal Substances 0.000 claims description 22
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 13
- 239000000758 substrate Substances 0.000 claims description 11
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 claims 1
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 13
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 4
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 4
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 4
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 2
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/30—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator
- H03B5/32—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator
- H03B5/36—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/364—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator active element in amplifier being semiconductor device the amplifier comprising field effect transistors
Landscapes
- Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、低消費電力を目的としたCMOS水
晶発振回路に関するものである。
晶発振回路に関するものである。
電子腕時計等の時間基準として用いられる水晶
発振回路は、発振周波数が安定であることはもち
ろんであるが、小容量の電池を使用するため、極
めて低消費電力であることが要求される。
発振回路は、発振周波数が安定であることはもち
ろんであるが、小容量の電池を使用するため、極
めて低消費電力であることが要求される。
従来の水晶発振回路として第１図に示すものが
あり、図において、１はＰチヤンネル型電界効果
トランジスタ、２は、Ｎチヤンネル型電界効果ト
ランジスタ、３は、このトランジスタ１，２で構
成されるCMOSインバータを増幅器として動作さ
せる為のバイアス抵抗、４はCMOS増幅器の出力
に接続された緩衝抵抗、５は水晶振動子、６，７
は、水晶振動子の共振コンデンサである。
あり、図において、１はＰチヤンネル型電界効果
トランジスタ、２は、Ｎチヤンネル型電界効果ト
ランジスタ、３は、このトランジスタ１，２で構
成されるCMOSインバータを増幅器として動作さ
せる為のバイアス抵抗、４はCMOS増幅器の出力
に接続された緩衝抵抗、５は水晶振動子、６，７
は、水晶振動子の共振コンデンサである。
第１図の水晶発振回路は、水晶振動子５とコン
デンサ６，７が、トランジスタ１，２及び抵抗３
で構成される増幅器に対して、帰環回路を構成
し、低電圧で安定な発振を行なうことができる。
第１図の水晶発振回路の消費電流特性の一例を第
４図に示す。第４図に示すように、消費電流はＰ
チヤンネル型電界効果トランジスタ１のしきい電
圧とＮチヤンネル型電界効果トランジスタ２のし
きい電圧の和の値によつて、大きく変化するので
消費電流をできるだけ減らすために、しきい電圧
の和を高く設定する方法が、従来行なわれてい
た。
デンサ６，７が、トランジスタ１，２及び抵抗３
で構成される増幅器に対して、帰環回路を構成
し、低電圧で安定な発振を行なうことができる。
第１図の水晶発振回路の消費電流特性の一例を第
４図に示す。第４図に示すように、消費電流はＰ
チヤンネル型電界効果トランジスタ１のしきい電
圧とＮチヤンネル型電界効果トランジスタ２のし
きい電圧の和の値によつて、大きく変化するので
消費電流をできるだけ減らすために、しきい電圧
の和を高く設定する方法が、従来行なわれてい
た。
ところが、この従来の方法では、しきい電圧の
和を高くすることによつて、水晶発振回路の最低
動作電圧が、高くなり、所定の電源電圧（通常
1.5V）においても発振しないことがあるという
ような欠点をもつていた。また第１図の水晶発振
回路の最低動作電圧特性の一例を第４図中に示す
ように最低動作電圧はしきい電圧の和にほぼ比例
して上昇するので消費電流を減らすために、しき
い電圧の和を高く設定すると、最低動作電圧が高
くなつて、発振起動特性が悪くなるという欠点が
あつた。
和を高くすることによつて、水晶発振回路の最低
動作電圧が、高くなり、所定の電源電圧（通常
1.5V）においても発振しないことがあるという
ような欠点をもつていた。また第１図の水晶発振
回路の最低動作電圧特性の一例を第４図中に示す
ように最低動作電圧はしきい電圧の和にほぼ比例
して上昇するので消費電流を減らすために、しき
い電圧の和を高く設定すると、最低動作電圧が高
くなつて、発振起動特性が悪くなるという欠点が
あつた。
この発明は、上記欠点に鑑みてなされたもの
で、消費電流が小さく、かつ、最低動作電圧が低
く発振起動特性の良い水晶発振回路を提供するこ
とを目的としている。
で、消費電流が小さく、かつ、最低動作電圧が低
く発振起動特性の良い水晶発振回路を提供するこ
とを目的としている。
この発明は、発振起動前と発振起動後のトラン
ジスタのしきい電圧を、それぞれの場合の最適値
に設定するものである。
ジスタのしきい電圧を、それぞれの場合の最適値
に設定するものである。
以下、この発明の一実施例を第２図に従つて説
明する。
明する。
第２図において、第１図と同一符号は同一のも
のを示し、８は水晶発振器によつて駆動される複
数段の１／２分周回路、９は１／２分周回路８に
よつて駆動される負電圧発生器であり、負電圧発
生器９の出力は、Ｎチヤンネル型電界効果トラン
ジスタの基板に接続される。
のを示し、８は水晶発振器によつて駆動される複
数段の１／２分周回路、９は１／２分周回路８に
よつて駆動される負電圧発生器であり、負電圧発
生器９の出力は、Ｎチヤンネル型電界効果トラン
ジスタの基板に接続される。
次に第２図の回路の動作について説明する。
この発明を有効に利用するためには、Ｐチヤン
ネル型電界効果トランジスタ１のしきい電圧と、
Ｎチヤンネル型電界効果トランジスタ２のしきい
電圧の和は、低く設定されることが望ましい。
ネル型電界効果トランジスタ１のしきい電圧と、
Ｎチヤンネル型電界効果トランジスタ２のしきい
電圧の和は、低く設定されることが望ましい。
発振起動時には、１／２分周回路８はまだ動作
していないから、負電圧発生器９は負電圧を発生
せず、Ｎチヤンネル型電界効果トランジスタ２の
基板はソースと同じグランド電位にある。この時
の最低動作電圧特性は、第１図の水晶発振回路の
最低動作電圧特性と同じで、第４図に示されしき
い電圧の和を低く設定したため、最低動作電圧は
低く、良好な発振起動特性を示す。
していないから、負電圧発生器９は負電圧を発生
せず、Ｎチヤンネル型電界効果トランジスタ２の
基板はソースと同じグランド電位にある。この時
の最低動作電圧特性は、第１図の水晶発振回路の
最低動作電圧特性と同じで、第４図に示されしき
い電圧の和を低く設定したため、最低動作電圧は
低く、良好な発振起動特性を示す。
発振起動後は、１／２分周回路８が動作し、こ
れによつて負電圧発生器９は、Ｎチヤンネル型電
界効果トランジスタ２の基板に負電圧を発生す
る。
れによつて負電圧発生器９は、Ｎチヤンネル型電
界効果トランジスタ２の基板に負電圧を発生す
る。
ソース・基板間のＰ―Ｎ接合を逆方向にバイア
スすると、トランジスタのしきい電圧ＶTは、逆
方向バイアス電圧ＶBGによつて、次式のように変
化することが知られている。
スすると、トランジスタのしきい電圧ＶTは、逆
方向バイアス電圧ＶBGによつて、次式のように変
化することが知られている。
ＶT＝ＶFB＋kN２F＋BG−２φF
但し、ＶFB＝フラツトバンド電圧、φF＝フエ
ルミポテンシヤル、ｋは基板濃度に依存する定数
である。
ルミポテンシヤル、ｋは基板濃度に依存する定数
である。
Ｎチヤンネル型電界効果トランジスタ２のしき
い電圧のソース・基板間逆方向バイアス電圧依存
性の一例を第５図に示す。
い電圧のソース・基板間逆方向バイアス電圧依存
性の一例を第５図に示す。
基板に負電圧を印加すると、Ｎチヤンネル型電
界効果トランジスタ２のソース・基板間は、逆方
向にバイアスされ、図より例えば0.5の負電圧に
よつて、Ｎチヤンネル型電界効果トランジスタ２
のしきい電圧は、約0.4V増大することがわか
る。
界効果トランジスタ２のソース・基板間は、逆方
向にバイアスされ、図より例えば0.5の負電圧に
よつて、Ｎチヤンネル型電界効果トランジスタ２
のしきい電圧は、約0.4V増大することがわか
る。
これによつて、発振起動後のしきい電圧の和
は、最初、設定した値により高くなり、この時の
消費電流特性は、第４図に示されるようにしきい
電圧の和が高いため低消費電流となる。
は、最初、設定した値により高くなり、この時の
消費電流特性は、第４図に示されるようにしきい
電圧の和が高いため低消費電流となる。
一例を示すと、しきい電圧の和を1.0Vに設定
した場合、最低動作電圧は第４図より1.0Vであ
るから、1.0Vの低電圧で、発振起動し、又、
0.5Vの負電圧を発生する負電圧発生器が動作し
始めると、電源電圧1.5Vでの消費電流として
は、しきい電圧の和が第５図より約．4V上昇し
て1.4Vになるため、第４図より0.2μＡという小
さな値を得ることができる。この特性は、腕時計
用の水晶発振回路として、すぐれたものであり、
従来の水晶発振回路では実現が困難であつたもの
である。
した場合、最低動作電圧は第４図より1.0Vであ
るから、1.0Vの低電圧で、発振起動し、又、
0.5Vの負電圧を発生する負電圧発生器が動作し
始めると、電源電圧1.5Vでの消費電流として
は、しきい電圧の和が第５図より約．4V上昇し
て1.4Vになるため、第４図より0.2μＡという小
さな値を得ることができる。この特性は、腕時計
用の水晶発振回路として、すぐれたものであり、
従来の水晶発振回路では実現が困難であつたもの
である。
次に、第２図に実施例に用いられる負電圧回路
を第３図によつて説明する。
を第３図によつて説明する。
第３図において、１０，１１は、CMOSインバ
ータ、１２，１３はＰチヤンネル型電界効果トラ
ンジスタ、１４〜１７はＮチヤンネル型電界効果
トランジスタ、１８，１９は、チツプに内蔵され
るコンデンサである。
ータ、１２，１３はＰチヤンネル型電界効果トラ
ンジスタ、１４〜１７はＮチヤンネル型電界効果
トランジスタ、１８，１９は、チツプに内蔵され
るコンデンサである。
第３図の回路の動作は、まず入力INが“低レ
ベル”すなわち“GNDレベル”の時、Ｐチヤン
ネル型トランジスタ１２が導通し、Ｎチヤンネル
型トランジスタ１６，１７のゲートを“高レベ
ル”すなわち“＋ＶDDレベル”にする。その結
果、Ｎチヤンネル型トランジスタ１７が導通し
て、ノードＡをグランド電位に保つ。又、Ｎチヤ
ンネル型トランジスタ１６が導通することによ
り、Ｎチヤンネル型トランジスタ１４，１５のゲ
ートとソース間電位差はなくなり、共に非導通状
態となる。また、この時、結合コンデンサ１８に
ついてノードＡと反対側の端子はインバータ１０
の出力であり、“ＶDDレベル”である。すなわち
結合コンデンサ１８は充電されたことになる。
ベル”すなわち“GNDレベル”の時、Ｐチヤン
ネル型トランジスタ１２が導通し、Ｎチヤンネル
型トランジスタ１６，１７のゲートを“高レベ
ル”すなわち“＋ＶDDレベル”にする。その結
果、Ｎチヤンネル型トランジスタ１７が導通し
て、ノードＡをグランド電位に保つ。又、Ｎチヤ
ンネル型トランジスタ１６が導通することによ
り、Ｎチヤンネル型トランジスタ１４，１５のゲ
ートとソース間電位差はなくなり、共に非導通状
態となる。また、この時、結合コンデンサ１８に
ついてノードＡと反対側の端子はインバータ１０
の出力であり、“ＶDDレベル”である。すなわち
結合コンデンサ１８は充電されたことになる。
次に、INが“高レベル”すなわち“＋ＶDDレ
ベル”になると、インバータ１１の出力が“ND
レベルとなるため、Ｐチヤンネル型トランジスタ
１３が導通し、Ｎチヤンネル型トランジスタ１
４，１５のゲートを“＋ＶDDレベル”にする。そ
の結果、Ｎチヤンネル型トランジスタ１５は導通
し、ノードＡと出力OUT端子とは導通状態とな
る。但し、この時、すでにINが“低レベル”状
態に於いて充電され両端子間が＋ＶDDの電位差を
持つ結合コンデンサ１８の電位が高い方の端子、
すなわちインバータ１０の出力側が、INが“高
レベル”になるに伴ない、“＋ＶDDレベル”から
GNDレベル”に変化するため、ノードＡは一時
的に“−ＶDDレベル”となり、そして、導通状態
であるトランジスタ１５を介して結合コンデンサ
１８が放電し始め、逆にコンデンサ１９は逆極性
に充電され、OUT端子に負電圧が生じる。又、
Ｎチヤンネル型トランジスタ１４が導通すること
により、Ｎチヤンネル型トランジスタ１６，１７
がゲートとソース間電位差はなくなり、共に非導
通状態となり、ノードＡの電位がトランジスタ１
７を介してGNDに放電されることはない。適当
な周波数のパルスを入力INに与え、これらのこ
とを繰り返すことにより出力OUT端子に、理想
的にはGND電位より電源電圧＋ＶDDだけ低い負
電圧、すなわち、−ＶDDを得ることができる。さ
らに、もし、小さな負電位が必要ならば、コンデ
ンサ１９を適当な２個の直列接続コンデンサと
し、その両コンデンサ間の接続点をOUT端子と
すればよい。
ベル”になると、インバータ１１の出力が“ND
レベルとなるため、Ｐチヤンネル型トランジスタ
１３が導通し、Ｎチヤンネル型トランジスタ１
４，１５のゲートを“＋ＶDDレベル”にする。そ
の結果、Ｎチヤンネル型トランジスタ１５は導通
し、ノードＡと出力OUT端子とは導通状態とな
る。但し、この時、すでにINが“低レベル”状
態に於いて充電され両端子間が＋ＶDDの電位差を
持つ結合コンデンサ１８の電位が高い方の端子、
すなわちインバータ１０の出力側が、INが“高
レベル”になるに伴ない、“＋ＶDDレベル”から
GNDレベル”に変化するため、ノードＡは一時
的に“−ＶDDレベル”となり、そして、導通状態
であるトランジスタ１５を介して結合コンデンサ
１８が放電し始め、逆にコンデンサ１９は逆極性
に充電され、OUT端子に負電圧が生じる。又、
Ｎチヤンネル型トランジスタ１４が導通すること
により、Ｎチヤンネル型トランジスタ１６，１７
がゲートとソース間電位差はなくなり、共に非導
通状態となり、ノードＡの電位がトランジスタ１
７を介してGNDに放電されることはない。適当
な周波数のパルスを入力INに与え、これらのこ
とを繰り返すことにより出力OUT端子に、理想
的にはGND電位より電源電圧＋ＶDDだけ低い負
電圧、すなわち、−ＶDDを得ることができる。さ
らに、もし、小さな負電位が必要ならば、コンデ
ンサ１９を適当な２個の直列接続コンデンサと
し、その両コンデンサ間の接続点をOUT端子と
すればよい。
以上説明した負電圧発生回路は、すべてチツプ
上でつくれ、外付けの端子や部品は必要なく、
又、この負電圧発生回路が占めるチツプ面積も、
大きいものではない。又、第２図の実施例に用い
られる複数段の１／２分周回路８は、腕時計用の
ICでは、もとから存在するもので、新らたに設
けるものではない。
上でつくれ、外付けの端子や部品は必要なく、
又、この負電圧発生回路が占めるチツプ面積も、
大きいものではない。又、第２図の実施例に用い
られる複数段の１／２分周回路８は、腕時計用の
ICでは、もとから存在するもので、新らたに設
けるものではない。
以上に説明したように、この発明によれば、発
振状態を検出し負電圧発生回路を用いて、しきい
電圧を変化させることにより、低電圧で発振起動
し、かつ消費電流の少ない、すぐれた水晶発振回
路を実現できるものである。
振状態を検出し負電圧発生回路を用いて、しきい
電圧を変化させることにより、低電圧で発振起動
し、かつ消費電流の少ない、すぐれた水晶発振回
路を実現できるものである。
第１図は、従来の水晶発振回路の構成を示す回
路図。第２図は、この発明の一実施例による水晶
発振器の構成を示す回路図。第３図は、この発明
の一実施例に用いられる負電圧発生回路の一例の
回路図。第４図は水晶発振回路の消費電流特性と
最低動作電圧特性を示す特性図。第５図は、ソー
ス基板間電圧によるしきい電圧の変化を示す特性
図。 図において１はＰチヤンネル型トランジスタ、
２はＮチヤンネル型トランジスタ、３，４は抵
抗、５は水晶振動子、６，７はコンデンサ、８は
１／２分周回路、９は負電圧発生回路である。な
お図中同一符号は同一または相当部分を示してい
る。
路図。第２図は、この発明の一実施例による水晶
発振器の構成を示す回路図。第３図は、この発明
の一実施例に用いられる負電圧発生回路の一例の
回路図。第４図は水晶発振回路の消費電流特性と
最低動作電圧特性を示す特性図。第５図は、ソー
ス基板間電圧によるしきい電圧の変化を示す特性
図。 図において１はＰチヤンネル型トランジスタ、
２はＮチヤンネル型トランジスタ、３，４は抵
抗、５は水晶振動子、６，７はコンデンサ、８は
１／２分周回路、９は負電圧発生回路である。な
お図中同一符号は同一または相当部分を示してい
る。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ ソースが第１の電位に接続された第１導電形
のMOSトランジスタと、ソースが第２の電位に
接続された第２導電形のMOSトランジスタと
を、その両者のドレインどうし及びゲートどうし
を接続して相補形MOSインバータを構成すると
ともに、このインバータに対して帰環回路を構成
するように水晶振動子を接続し、かつ上記２つの
MOSトランジスタの一方の基板に、そのトラン
ジスタのソースと基板のPN接合を逆バイアスす
る電圧を発生するバイアス電圧発生回路を備えた
ことを特徴とする水晶発振回路。 ２ バイアス電圧発生回路はMOSトランジスタ
とチツプ上に形成される小容量のコンデンサによ
つて構成されることを特徴とする特許請求の範囲
第１項記載の水晶発振回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5098078A JPS54142052A (en) | 1978-04-27 | 1978-04-27 | Crystal oscillation circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5098078A JPS54142052A (en) | 1978-04-27 | 1978-04-27 | Crystal oscillation circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS54142052A JPS54142052A (en) | 1979-11-05 |
| JPS6216043B2 true JPS6216043B2 (ja) | 1987-04-10 |
Family
ID=12873944
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5098078A Granted JPS54142052A (en) | 1978-04-27 | 1978-04-27 | Crystal oscillation circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS54142052A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0458165U (ja) * | 1990-09-28 | 1992-05-19 |
-
1978
- 1978-04-27 JP JP5098078A patent/JPS54142052A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0458165U (ja) * | 1990-09-28 | 1992-05-19 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS54142052A (en) | 1979-11-05 |
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