JPS62152240A - デジタル信号伝送装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、市街地などのマルチパス伝送路において、デ
ジタル信号を無線伝送するデジタル信号伝送装置に間す
るものである。

従来の技術 近年、移動通信の分野でも、秘話性の向上や通信の高度
化、あるいは周辺の通信網との整合性からデジタル化が
進みつつある。しかし、そのような需要が最も集中する
と考えられる市街地では、ビルなどの建造物による反射
や回折などによるマルチパスによって、通信品質が著し
く劣化する。

デジタル伝送の場合、マルチパスを構成するそれぞれの
波の伝播遅延時間差がデータタイムスロットに対して無
視できなくなると、波形歪や同期系の追従不良によって
、符号誤り重性性が著しく劣化する。

以下、図面を参照しながら、上述した従来のデジタル信
号伝送装置の一例について説明する。第１０図は従来の
デジタル信号伝送装置の回路構成図を示すものである。

第１Ｑ図において、１０１はデータ入力端子、１０２は
ガウス形低域フィルタ、１０３はＦＭ変調器、１０４は
ＧＭＳＫ出力端子である。

以上のように構成された従来のデジタル信号伝送装置に
ついて、以下その動作について説明する。

Ｎ　ＲＺ　（Ｎｏｎ　Ｒｅｔｕｒｎ　Ｚｅｒｏ）のデジ
タル信号は、ガウス形低域フィルタ１０２によって基底
帯域制限される。帯域制限された信号はＦＭ変調器１０
３に入る。ＦＭ変調器は変調指数が０．５に設定されて
おり、基底帯域においてガウス形フィルタで帯域制限さ
れたＭ　Ｓ　Ｋ　（Ｍｉｎｉｍｕｍ　ＳｈｔｆｔＫｅｙ
ｉｎｇ）である所から、Ｇ　Ｍ　Ｓ　Ｋ　（Ｇａｕｓｓ
ｉｏｎＦｉｌｔｅｒｅｄ　Ｍ　Ｓ　Ｋ　）と呼ばれてい
る。復調に関しては、ＭＳＫと同様に、同期検波あるい
は周波数弁別器によって行うことができる。ＧＭＳＫは
ＭＳＫと同様に定包絡線の特徴を持つ上、さらに、スペ
クトルの集中性および収束性に優れる。

発明が解決しようとする問題点 しかしながら上記のような構成では、前述のようにマル
チパスによる波形歪が著しく、符号誤り率の劣化が著し
い。特に、信号のＳ／Ｎ比と誤り率の関係を調べてみる
と、Ｓ／Ｎ比を向上させても誤り率が減少しない領域が
存在する。このような符号誤りは軽減不能誤りなどと呼
ばれている。

このような、いわゆる軽減不能誤りのために、実際の市
街地でのデータ伝送速度は大きく制限を受け、高速伝送
は不可能である。

本発明は上記問題点に鑑み、市街地などのマルチパス伝
送路において、高速デジタル伝送の行なえるデジタル信
号伝送装置を提供するもの・である。

問題点を解決するための手段 上記問題点を解決するために、本発明のデジタル信号伝
送装置は、第１の周波数の信号を発生する第１の発振器
と、第２の周波数の信号を発生する第２の発振器と、第
１および第２の周波数の信号を各々２相位相変調する第
１の変調器および第２の変調器と、これらの変調器にデ
ータ信号を所定の周期で切り換え、所定の時間供給する
手段と、これらの変調器によって変調された信号を合成
する合波器を備えたものである。

作用 本発明は上記した構成によって、同一のデータを第１お
よび第２の周波数に交互に載せて送信する。従って、画
周波数を分離受信すると、第１あるいは第２の波はそれ
ぞれデータ信号タイムスロットに比べて幅の狭いバース
ト状の信号になる。

つまり、間欠的な波のため遅延波が存在しても直接波と
の重なり部分が少なく、マルチパスによる波形歪は受け
にくい。さらに、２つの周波数を使っているので、周波
数ダイバーシチの効果がある。

また、画周波数の送信時刻の違いによるタイムダイバー
シチ効果も期待できる。以上のような効果により、マル
チパス伝送路において従来より高速のデジタル伝送が可
能になる。

実施例 以下本発明の一実施例のデジタル信号伝送装置について
、図面を参照しながら説明する。

第１図は本発明の第１の実施例におけるデジタル信号伝
送装置の回路構成図を示すものである。

第１図において、１はデータ入力端子、２は制御信号入
力端子、３は第１の発振器、４は第２の発振器、５およ
び６は平衡変調器、７はスイッチ、８は出力端子である
。

以上のように構成されたデジタル信号伝送”ＡＥについ
て、以下第１図および第２図を用いてその動作を説明す
る。

データは、予め差動符号化されており、データ入力端子
１に入力される。第１の発振器３は周波Ｅｌｆ、、第２
の発振器４は周波数ｆ２の正弦波を発生し、平衡変調器
５および６によって２相位相変４ｆｆｇ　（Ｂ　Ｐ　Ｓ
　Ｋ　：　Ｂｉｎａｒｙ　Ｐｈａｓｅ　５ｈｉｆｔ　Ｋ
ｅｙｉｎｇ　）がかけられる。データは差動符号化され
ているので、正確には差動符号化ＢＰＳＫ　（ＤＰＳＫ
　：Ｄｉ［ｅｒｅｎｔｔａｌ　Ｐｈａｓｅ　５ｈｉｆｔ
　Ｋｅｙｉｎｇ　）の変調がかけられる。ただし、制御
信号入力端子２には、第２図に示したような制御信号が
加えられ、スイッチ７によって、平衡変調器５と平衡変
調器６に供給されるデータ信号が切り換えられる。デー
タ信号が供給されていない時、平衡度３１）器５および
平衡変調器６の出力はない。あるいは、出ないような電
圧を生じさせる機能をスイッチ７は持っている。従って
、再変調器出力を合波器９で合成した出力信号は第２図
に示したように、タイムスロットの前半は周波数ｆＩで
、後半は周波数１２で送信される。そして、伝送情報は
、第２図においてｆ、−Ａとｆ、−Ｂの間の位相差およ
びＴ２−ＡとＴ２−Ｏ３の間の位相差に表現されている
。

このような、変調方式に対応する復調方式の一例につい
て、第３図を用いて説明する。

第３図は、復≧ｍ装置の回路構成図を示したものである
。第３図において、３１は入力端子、３２および３３は
平衡変調器、３４は１タイムスロット遅延器、３５は９
０”移相器、３６は半タイムスロット遅延器、３７およ
び３８は低域通過フィルタ、３９は合波器、３１０は帯
域制限フィルタ、３１）は復調信号出力端子である。

以上のように構成された復調装置について、以下その動
作について説明する。

２つの送信周波数ｆ１と１２およびデータ伝送速度ｒ、
との間には、ｎを整数として、次式で示す関係があると
する。

ｒ、−ｒ２＝　（２ｎ−１）ｘｆ、／４　−■Ｔをタイ
ムスロット長とすれば、 Ｔ＝ｌ／ｆ、　　　　　　　　　　　　　　・・・・・
・■であるが、０式の両辺に２πＴをかけて整理すると
、次式のようになる。

２　ｙｔ　ｒ　＋　Ｔ　　２　ｔｃ　ｒ　２　Ｔ＝（２
ｎ−１）Ｘπ／２　　　　　・・・・・・■■弐より、
０式の関係は、Ｔだけ信号を遅延させると、ｆｌの信号
とＴ２の信号の位相関係は、さらに９０６だけ相互にず
れることを示している。

第３図において、入力端子３１に次式に示すような信号
αが入力されたとする。

α”ａ−ＩＣＯ３ω　ｔ　　＋　ｂ−、ｃｏｓ　Ｏ２ｔ
　　　・―・■ただし、ａ−＋およびｂ−、はデータ列
（ａ　−＋　＝±１、ｂ−１＝±１）で、ω１＝＝２π
ｆ１、ω２＝２πｆ２である。つまり、信号αは２つの
周波数ｆ１および「２の２相位相変調された信号を示し
ている。

今さらに、１タイムスロット遅延器３４の遅延時間Ｔ１
に ｃｏｓ　（ω１ｔ＋ωＨＴ１）−ｃｏｓω１ｔ　・・・
・・・■の関係があるとすれば、１タイムスロット遅延
器３４を通過した後の信号βは、０式の関係を用いるこ
とにより、 β：ａ−ＩｒｌＣＯ３ωＩｔｉ：ｂ−ＩｏＳｉｎω２Ｌ
・・・・・・■となる。従って、■式、■式より、平衡
変調器３２の出力信号α・βは次式のようになる６α・
β ＝ａｃｏｓω、　　ｔ　−ａ−、ｎＣｏ５ω、１±　ａ
　　ｃｏｓ　　ωＩＬ　　’　　ｂ−１ｎ５ｌｎ　　ω
２ｔ＋ｂ−Ｉｃｏｓ（＋３２を申ａ−、ｎｃｏｓωｌｔ
士ｂ　ｃｏｓω２　ｔ−ｂ−１ｎ５ｌｎω２をｌ ＝Ａ　　（ａ−、ａ−１、（１＋　ｃｏｓ　２ω、　１
）±８−１））−１ｎ　５ｉｎ（ωＩ　＋ω２）ｔ±ａ
−Ｉｂ−１ｎｓ＋ｎ（ω１−ω２）ｔ＋　　ｂ、　　ａ
−、ｎｃｏｓ（ω１　　＋ω２）ｔ＋　ｂ−１ａ−、ｎ
ｃｏｓ（ωｌ　−ω２）Ｌ±　ｂ−１ｂ、、＋　ｎ　ｓ
ｉｎ　２　□　　ω２ｔ　　　）　　・・・・・・■こ
こで、２ω１．ω１±ω２．２ω２の周波数成分が低域
通過フィルタ３７によって除かれるとすると、低域３Ｍ
通過ィルタ３７の出力信号γは次式％式％ データ列ａ−ｒが差動符号化されておれば、出力信号γ
は復調されたデータ列になる。このように、ｒ、、ｆ２
．ｆゎに０式の条件を設け、１タイムスロット遅延器３
４の遅延時間Ｔ１に０式の関係を持つ遅延検波を行うこ
とにより、周波数ｆ、の搬送波に対する変調データ列ａ
−１のみの復調信号を得ることができる。

周波数ｒ２の搬送波に対する変調データ列す。

の復調も同様にして行うことができる。１タイムスロッ
ト遅延器３４の出力信号をさらに９０″移相することに
より、９０６移相器３５の出力信号δは、０式を用いて
次式のようになる。

δ＝ｂ−，、Ｃｏ！ｉ　　ω２Ｌ　±　ａ−、、ｓｉｎ
　ω、１−・・・・・■従って、０式、■弐より、平衡
変調器３３の出力信号α・δは同様にして次式のように
なる。

α　・　δ ＝　’Ａ　（ｂ−１ｂ−１ｎ（］　＋　ｃｏｓ　２ω２
　ｔ）±ｂ−（ａ−１ｎＳＩＦＩ　（ωＨ”　ω２　）
　Ｌ±　ｂ−Ｈａ−１ｎｓ＋ｎ（ω、−ω２）ｔ＋　ａ
−ｒ　　ｂ−１ｎｃｏｓ（ω１＋ω２）ｔ＋　ａ−（ｂ
４　ｎｃｏｓ（ω１−ω２）Ｌ±ａ、　ａ−、ｒｌｓｉ
ｎ　２ω、ｔ　　　ｌ　　　−−−−−−ｅ）ここで、
２ω１．ω１±ω２．２ω２の周波数成分が低域通過フ
ィルタ３８によって除かれるとすると、低Ｍｉｉｌｔ過
フィルタ３８の出力信号εは、ε＝”’　ｂ−１ｎ　　
　　　　　　　　　−−−−−−＠となり、データ列す
、が差動符号化されておれば、周波数ｒ２の搬送波に対
する変調データ列ｂ−１のみの復調信号を得ることがで
きる。

本発明のデジタル信号伝送装置の出力信号は、第２図に
示したように、データのタイムスロットの前半が周波数
ｆ、で、後半が周波数ｆ２で同一の差動符号化されたデ
ータ列を伝送する。従って、半タイムスロット遅延器３
６で前者に対応する復調信号を半タイムスロット遅延さ
せることにより、画周波数によって送られてきた同一デ
ータ列を周波数分離受信し、それぞれに対応する復調信
号を同一タイミングで合成できる。合波器３９によって
合成されたそれぞれの復調信号は、帯域制限フィルタ３
１０によって、データ信号が通過できる程度まで帯域を
制限し、ノイズ成分を除去する。

このようにして得られた復調信号から、クロック成分を
再生し、復調信号を瞬時識別することによって、データ
列が復号される。

次に、本発明のデジタル信号伝送装置がマルチパス歪に
対して、優れた符号誤り重性性を示す理由を、以下第４
図から第６図を用いて説明する。

復調過程においては、以上に述べたように、搬送波周波
数「１とｆ２は分離受信された後、合成されるので、ま
ず、ｒｌの周波数の伝送系についてマルチパス歪の影響
を考える。また、マルチパスのモデルとしては、代表的
な２波モデルを考える。時間的に先行して来る波を直接
波、遅れてくる波を遅延波と呼ぶことにする。

第４図は、２波マルチパス下において、ｒｌの周波数の
伝送系の復調信号がどのようになるかを説明した図であ
る。第４図＋ａｌは、直接波の位相遷移の一例を示した
ものである。タイムスロットの後半は振幅が零になる。

これに対して、タイムスロットに比べて無視できない、
伝播遅延時間差τだけ遅れて来た遅延波の位相遷移は、
第４図（ｂｌのようになる。前述のように、復調方法は
ｌタイムスロットの遅延検波であるので、ある時点の復
調出力は、その時の２波の合成位相と、■タイムスロッ
ト前の２波の合成位相とのベクトル内積である。例えば
、第４図ｔｅｌにおいて、Ｂの区間の復調出力は、Ｂ′
の時の２波合成位相とＢの時のそれとのベクトル内積の
値になる。ただし、第３図の半タイムスロット遅延器３
６による時間遅れ、および、低域通過フィルタ３７によ
る復調信号波形の歪は、説明を簡易にするためここでは
考慮しない。

第５図は、Ａ′〜Ｅ′およびＡ−Ｅの各時点における直
接波と遅延波の合成位相を図示したものである。なお、
直接波と遅延波の振幅比をρ、位相差をφとした。第５
図より、第４図（Ｃ１のＡ−Ｅの各時点の復調出力は次
のようになる。

Ａ・・・・・・　Ｏ Ｂ・・・・・・　　Ｉ Ｃ・・・・・・　ｌ＋ρ２＋２ρｃｏｓ　φＤ・・・・
・・　ρ２ Ｅ・・・・・・　０ ρおよびφの値により、Ｃの区間においては復調出力が
零になることがあっても、ＢまたはＤの区間においては
絶対に復調出力が零になることはない。このように、マ
ルチパスによるアイパターンの劣化は少ない。

「２の周波数の系統においても、まったく同様である。

ただし、ｆ２の周波数における、直接波と遅延波の位相
差ψはｆｌの時の位相差φとは舞相関であり、−Ｃには
異なる。つまり、Ｃの区間における復調出力の値は、ｒ
ｌの系統のそれとは一般には異なる。従って、前述のよ
うに第３図の半タイムスロットｉ工延器３６によって、
両復調出力をタイミングを合せて合成することにより、
Ｃの区間においてはダイバーシチ効果が期待できる。

正確には、このダイバーシチ効果は周波数ダイハーシチ
効果である。

第６図はこのような周波数グイバーシチ効果の様子を示
した図である。第６図（ａｌおよび第６図（ｂｌにおい
て、復調出力１は周波数ｆ１の系統の復調出力であり、
復調出力２は周波数ｒ２の系統の復調出力である。両者
は半タイムスロット遅延器３６によりタイミングは一致
している。復調出力１および復調出力２を合成すること
により、第６図ｆｃｌの実線で示したような合成波形が
得られる。

さらに、この合成波形を帯域制限フィルタ３１０を通ず
ことにより、第６図（Ｃ１の点線で示したような復調信
号出力が得られる。

以」二のように、本発明のデジタル信号伝送装置は、周
波数ｆ、ｆ２のそれぞれの波は間欠的であるため、遅延
波が存在しても直接波との重なり部分が少なく、マルチ
パスによる波形歪は受けにくい。さらに、２周波数によ
る周波数ダイバーシチの効果がある。また、周波数ｆ１
の系統と周波数ｆ２の系統は、時間的に半タイムスロッ
トずれており、タイムダイバーシチ効果も期待できる。

以上のような効果により、マルチパス伝送路において、
従来の方式より符号誤り重性性は著しく改善され、高速
のデジタル伝送が可能になる。

以下本発明の第２の実施例について図面を参照しながら
説明する。

第７図は本発明の第２の実施例を示すデジタル信号伝送
装置の回路構成図である。同図において、７２はデータ
入力端子、７４は第１の発振器、７５は第２の発振器、
７６および７７は平衡変調器、７１０は合波器、７１）
は出力端子で、以上は第１図の構成と同様なものである
。第１図の構成と５７なるのは、スイッチ７がスイッチ
７８と７９によって構成されている点である。これに従
って、制御信号入力輪子も２つになり、一方は７１の第
１制ｆａｌｌ信号入力端子、もう一方は７３の第２制御
信号入力端子である。

上記のように構成されたデジタル信号伝送装置について
、以下その動作を説明する。

データは、第１の実施例と同様に予め差動符号化されて
おり、データ入力端子７２に入力される。

第１の発振器７４は周波数ｆ１、第２の発振器７５は周
波数１２の正弦波を発生し、平衡変調器７６および７７
によって２相位相変調がかけられる。一方、第１制御信
号入力端子７１および第２制御信号入力端子７３には、
第８図に示したような制御信号が加えられ、スイッチ７
８および７９によって、平衡変調器７６と平衡変調器７
７に供給されるデータ信号が切り換えられる。データ信
号が供給されていない時、第１の実施例と同様に平衡変
調器７６および平衡変調器７７の出力はなく、両度調器
出力を合波器７１０で合成した出力信号は第８図に示し
たように、タイムスロットの前半は周波数ｆ１で、後半
は周波数ｆ２で送信され、この出力信号は第１の実施例
と同一のものとなる１、つまり、伝送１）′７報は、第
８図においてｆ、−Ａとｆ、−Ｂ（７）間の位相差およ
びｆ２−Ａとｆ２−Ｂの間の位相差に表現されている。

さらに、この実施例においては第９図のように、第１制
御信号および第２制御信号のデユーティ比をさらに小さ
くし、マルチパス歪に対する特性を向上させても良い。

さらに、以上すべての実施例において、制御信号あるい
は第１制御信号および第２制御信号の周期をさらに短く
し、１タイムスロット内での画周波数の送信回数をそれ
ぞれ複数にしても良い。

発明の効果 以上のように本発明は、第１の周波数の信号を発生する
第１の発振器と、第２の周波数の信号を発生する第２の
発振器と、第１および第２の周波数の信号を各々２相位
相変調する第１の変調器および第２の変調器と、これら
の変調器にデータ信号を所定の周期で切り換え、所定の
時間供給する手段と、これらの変調器によって変調され
た信号を合成する合波器を設けることにより、マルチパ
ス伝送路において、従来より高速のデジタル伝送が可能
になる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例におけるデジタル信号伝
送装置のブロック図、第２図は同信号の模式図、第３図
は本発明のデジタル信号伝送装置に対応する復調装置の
一例のブロック図、第４図から第６図は本発明のデジタ
ル信号伝送装置がマルチパス歪に強いことを説明するた
めの信号模式図、第７図は本発明の第２の実施例におけ
るデジタル信号伝送装置のブロック図、第８図および第
９図は同信号の模式図、第１０図は従来のデジタル信号
伝送装置のブロック図である。 ■、７２・・・・・・データ入力端子、２・・・・・・
制御信号入力端子、３．７４・・・・・・第１の発振器
、４，７５・・・・・・第２の発振器、５，６，３２．
３３，７６゜７７・・・・・・平衡変調器、？、７８．
７９・・・・・・スイッチ、８，７１）・・・・・・出
力端子、３１・・・・・・入力端子、３４・・・・・・
１タイムスロット遅延器、３５・・・・・・９０”移相
器、３６・・・・・・半タイムスロット遅延器、３７゜
３８・・・・・・低域通過フィルタ、９．３９，７１０
・・・・・・合波器、３１０・・・・・・帯域制限フィ
ルタ、３１）・・・・・・復調信号出力端子、７１・・
・・・・第１制御信号入力端子、７３・・・・・・第２
制御信号入力端子。 代理人の氏名　弁理士　中尾敏男　はか１名第１図 ｉ：ｆｓ２図 第４図 第５図 第６図 ＢＣＤＥ 第７因 へ刀瀾子 第８図 第９図

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. （１）第１の周波数の信号を発生する第１の発振器と、
   第２の周波数の信号を発生する第２の発振器と、前記第
   １および第２の周波数の信号を各々２相位相変調する第
   １の変調器および第２の変調器と、これらの変調器にデ
   ータ信号を所定の周期で切り換え、所定の時間供給する
   手段と、これらの変調器によって変調された信号を合成
   する合波器を具備し、デジタルデータを送出することを
   特徴とするデジタル信号伝送装置。
2. （２）変調器は、データ信号が供給されない時は出力が
   ない回路構成であることを特徴とする特許請求の範囲第
   １項記載のデジタル信号伝送装置。
3. （３）所定の周期は、伝送されるデータの１タイムスロ
   ットの半分であり、１タイムスロット中に第１および第
   ２の周波数で各々１回づつ送出することを特徴とする特
   許請求の範囲第２項記載のデジタル信号伝送装置。
4. （４）所定の周期は、伝送されるデータの１タイムスロ
   ットの整数分の１であり、１タイムスロット中に第１お
   よび第２の周波数で各々複数回送出することを特徴とす
   る特許請求の範囲第２項記載のデジタル信号伝送装置。
5. （５）所定の時間は、伝送されるデータの１タイムスロ
   ットを、１タイムスロット内に第１あるいは第２の周波
   数で送出される総回数で割った時間であることを特徴と
   する特許請求の範囲第３項または第４項記載のデジタル
   信号伝送装置。
6. （６）所定の時間は、伝送されるデータの１タイムスロ
   ットを、１タイムスロット内に第１あるいは第２の周波
   数で送出される総回数で割った時間未満であることを特
   徴とする特許請求の範囲第３項または第４項記載のデジ
   タル信号伝送装置。
7. （７）データ信号は、差動符号化されていることを特徴
   とする特許請求の範囲第５項または第６項記載のデジタ
   ル信号伝送装置。
8. （８）第１または第２の周波数の差は、データ伝送速度
   の４分の１の奇数倍であることを特徴とする特許請求の
   範囲第２項または第５項または第６項または第７項記載
   のデジタル信号伝送装置。